JP3267337B2 - Ｐｗｍコンバータ制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータ制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、磁気浮上式列車等に
搭載される誘導集電用のＰＷＭコンバータ制御装置に関
し、特に制御精度及び電力変換率を向上させたＰＷＭコ
ンバータ制御装置に関するものである。
搭載される誘導集電用のＰＷＭコンバータ制御装置に関
し、特に制御精度及び電力変換率を向上させたＰＷＭコ
ンバータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、磁気浮上式のリニアモータカ
ーにおいては、地上側からの誘導磁界を利用して、車両
側の誘導集電コイルに誘起される電圧により種々の直流
負荷を駆動している。この場合、誘導集電コイルからの
交流電力はＰＷＭコンバータを介して直流電力に変換さ
れるが、誘起電力を高効率に利用するため、ＰＷＭコン
バータ内のスイッチング素子を最適にオンオフ制御する
必要がある。
ーにおいては、地上側からの誘導磁界を利用して、車両
側の誘導集電コイルに誘起される電圧により種々の直流
負荷を駆動している。この場合、誘導集電コイルからの
交流電力はＰＷＭコンバータを介して直流電力に変換さ
れるが、誘起電力を高効率に利用するため、ＰＷＭコン
バータ内のスイッチング素子を最適にオンオフ制御する
必要がある。
【０００３】図５は例えば第22回鉄道サイバネシンポジ
ウム第603号第475頁〜第479頁「ＰＷＭコンバータによる
非接触集電有効電力の向上」に記載された従来のＰＷＭ
コンバータ制御装置を示す構成図である。図において、
１は地上側の一次コイル(図示せず)に対向する誘導集電
コイルであり、内部インピーダンスＲ(抵抗器)及びＬ
(インダクタンス)を介して、誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶ
SWに基づく三相電圧ＶU、ＶV及びＶW並びに三相電流
ＩU、ＩV及びＩWを出力する。
ウム第603号第475頁〜第479頁「ＰＷＭコンバータによる
非接触集電有効電力の向上」に記載された従来のＰＷＭ
コンバータ制御装置を示す構成図である。図において、
１は地上側の一次コイル(図示せず)に対向する誘導集電
コイルであり、内部インピーダンスＲ(抵抗器)及びＬ
(インダクタンス)を介して、誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶ
SWに基づく三相電圧ＶU、ＶV及びＶW並びに三相電流
ＩU、ＩV及びＩWを出力する。
【０００４】11は誘導集電コイル１からの三相電圧ＶU、
ＶV及びＶW並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWが入力され
るＰＷＭコンバータであり、トランジスタブリッジから
なるインバータで構成され、交流電力を直流電力に変換
する。尚、誘導集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との
間のラインには、三相電流ＩU、ＩV及びＩWを検出するた
めの変流器が設けられている。12はＰＷＭコンバータ11
の直流出力端子間に接続されたフィルタコンデンサ、13
はフィルタコンデンサ12の両端間に接続された負荷であ
る。
ＶV及びＶW並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWが入力され
るＰＷＭコンバータであり、トランジスタブリッジから
なるインバータで構成され、交流電力を直流電力に変換
する。尚、誘導集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との
間のラインには、三相電流ＩU、ＩV及びＩWを検出するた
めの変流器が設けられている。12はＰＷＭコンバータ11
の直流出力端子間に接続されたフィルタコンデンサ、13
はフィルタコンデンサ12の両端間に接続された負荷であ
る。
【０００５】２は誘導集電コイル１の近傍に配置されて
誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWとほぼ同位相の三相電圧Ｖ
SU′、ＶSV′及びＶSW′を検出するピックアップコイ
ル、３は三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′から誘起電
圧ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相を検出してＰＷＭコンバー
タ11の制御に必要な正弦波信号sinωt及びcosωtを生成
する同期位相検出回路、４は正弦波信号sinωt及びcos
ωｔ並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWに基づいて三相電
流ＩU、ＩV及びＩWの有効分ＩP及び無効分ＩQを検出する
３相／２相変換回路である。
誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWとほぼ同位相の三相電圧Ｖ
SU′、ＶSV′及びＶSW′を検出するピックアップコイ
ル、３は三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′から誘起電
圧ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相を検出してＰＷＭコンバー
タ11の制御に必要な正弦波信号sinωt及びcosωtを生成
する同期位相検出回路、４は正弦波信号sinωt及びcos
ωｔ並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWに基づいて三相電
流ＩU、ＩV及びＩWの有効分ＩP及び無効分ＩQを検出する
３相／２相変換回路である。
【０００６】５は無効分ＩQと無効電力基準ＱRとの偏差
に基づいて無効電力指令Ｑを生成するＱコントローラ、
６はフィルタコンデンサ12の出力電圧ＶFと出力電圧基
準ＦRとの偏差に基づいて電圧指令Ｖを生成するＶコン
トローラ、７は有効分ＩPと電圧指令Ｖとの偏差に基づい
て有効電力指令Ｐを生成するＰコントローラである。
に基づいて無効電力指令Ｑを生成するＱコントローラ、
６はフィルタコンデンサ12の出力電圧ＶFと出力電圧基
準ＦRとの偏差に基づいて電圧指令Ｖを生成するＶコン
トローラ、７は有効分ＩPと電圧指令Ｖとの偏差に基づい
て有効電力指令Ｐを生成するＰコントローラである。
【０００７】８は無効電力指令Ｑ及び有効電力指令Ｐ並
びに正弦波信号sinωt及びcosωtに基づいてＰＷＭコン
バータ11が出力すべき正弦波電圧ｅU、ｅV及びｅWを決定
する２相／３相変換回路、９は正弦波電圧ｅU、ｅV及び
ｅWに基づいてＰＷＭコンバータ11に対する制御パルスC
Pを決定するＰＷＭパルス発生回路、10は制御パルスCP
を増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタを実際
にオンオフするゲート回路である。
びに正弦波信号sinωt及びcosωtに基づいてＰＷＭコン
バータ11が出力すべき正弦波電圧ｅU、ｅV及びｅWを決定
する２相／３相変換回路、９は正弦波電圧ｅU、ｅV及び
ｅWに基づいてＰＷＭコンバータ11に対する制御パルスC
Pを決定するＰＷＭパルス発生回路、10は制御パルスCP
を増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタを実際
にオンオフするゲート回路である。
【０００８】次に、図５を参照しながら、従来のＰＷＭ
コンバータ制御装置の動作について説明する。まず、誘
導集電コイル１は、地上側からの誘導磁界により集電さ
れた三相の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWを、それぞれ内
部インピーダンスＲ及びＬを介して三相電圧ＶU、ＶV及
びＶW並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWとし、ＰＷＭコン
バータ11に供給する。
コンバータ制御装置の動作について説明する。まず、誘
導集電コイル１は、地上側からの誘導磁界により集電さ
れた三相の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWを、それぞれ内
部インピーダンスＲ及びＬを介して三相電圧ＶU、ＶV及
びＶW並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWとし、ＰＷＭコン
バータ11に供給する。
【０００９】ＰＷＭコンバータ11は、入力された三相の
交流電力を直流電力に変換し、フィルタコンデンサ12を
介して平滑された電力を負荷13に供給する。このとき、
ＰＷＭコンバータ11のトランジスタをオンオフさせて出
力電圧及び位相を制御することにより、有効電力及び無
効電力を制御し、力率が１となるような高効率運転を実
現させる。
交流電力を直流電力に変換し、フィルタコンデンサ12を
介して平滑された電力を負荷13に供給する。このとき、
ＰＷＭコンバータ11のトランジスタをオンオフさせて出
力電圧及び位相を制御することにより、有効電力及び無
効電力を制御し、力率が１となるような高効率運転を実
現させる。
【００１０】通常、誘導集電コイル１の内部インピーダ
ンスとなるインダクタンスＬは非常に大きく、％インピ
ーダンスが300％〜500％となるため、最大限に有効電力
を取得するためには、インダクタンスＬが発生する無効
電力を相殺するように、ＰＷＭコンバータ11から無効電
力を発生させる必要がある。又、力率＝１となるように
ＰＷＭコンバータ11を制御するためには、誘起電圧
ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相の零点を正確に知る必要があ
る。
ンスとなるインダクタンスＬは非常に大きく、％インピ
ーダンスが300％〜500％となるため、最大限に有効電力
を取得するためには、インダクタンスＬが発生する無効
電力を相殺するように、ＰＷＭコンバータ11から無効電
力を発生させる必要がある。又、力率＝１となるように
ＰＷＭコンバータ11を制御するためには、誘起電圧
ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相の零点を正確に知る必要があ
る。
【００１１】従って、ピックアップコイル２、誘導集電
コイル１の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWによる磁束変化
を検出して誘起電圧とほぼ同位相の三相電圧ＶSU′、Ｖ
SV′及びＶSW′を取得し、同期位相検出回路３は、共に
波高値＝１で検出電圧ＶSU′と同位相の正弦波信号sin
ωtと90°位相差の正弦波信号cosωtとを生成する。又、
３相／２相変換回路４は、正弦波信号sinωt及びcosωt
並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWに基づく演算により、電
流の有効分ＩP及び無効分ＩQを検出する。
コイル１の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWによる磁束変化
を検出して誘起電圧とほぼ同位相の三相電圧ＶSU′、Ｖ
SV′及びＶSW′を取得し、同期位相検出回路３は、共に
波高値＝１で検出電圧ＶSU′と同位相の正弦波信号sin
ωtと90°位相差の正弦波信号cosωtとを生成する。又、
３相／２相変換回路４は、正弦波信号sinωt及びcosωt
並びに三相電流ＩU、ＩV及びＩWに基づく演算により、電
流の有効分ＩP及び無効分ＩQを検出する。
【００１２】Ｑコントローラ５は、無効分ＩQと無効電
力基準ＱRとの偏差を増幅することにより無効電力制御
用の無効電力指令Ｑを生成し、又、Ｖコントローラ６
は、フィルタコンデンサ12からフィードバックされた出
力電圧ＶFと出力電圧基準ＦRとの偏差に基づいて電圧制
御用の電圧指令Ｖを演算し、Ｐコントローラ７は、有効
分ＩPと電圧指令Ｖとの偏差に基づいて、有効電力制御用
の有効電力指令Ｐを生成する。
力基準ＱRとの偏差を増幅することにより無効電力制御
用の無効電力指令Ｑを生成し、又、Ｖコントローラ６
は、フィルタコンデンサ12からフィードバックされた出
力電圧ＶFと出力電圧基準ＦRとの偏差に基づいて電圧制
御用の電圧指令Ｖを演算し、Ｐコントローラ７は、有効
分ＩPと電圧指令Ｖとの偏差に基づいて、有効電力制御用
の有効電力指令Ｐを生成する。
【００１３】２相／３相変換回路８は、無効電力指令Ｑ
及び有効電力指令Ｐ並びに正弦波信号sinωt及びcosωt
に基づいて、ＰＷＭコンバータ11が出力すべき電圧及び
位相の正弦波瞬時波形を決定し、正弦波電圧ｅU、ｅV及
びｅWとして出力する。ＰＷＭパルス発生回路９は、正
弦波電圧ｅU、ｅV及びｅWを例えば三角波キャリアと比較
し、ＰＷＭコンバータ11が出力すべきパルス波形を制御
パルスＣPとして生成する。
及び有効電力指令Ｐ並びに正弦波信号sinωt及びcosωt
に基づいて、ＰＷＭコンバータ11が出力すべき電圧及び
位相の正弦波瞬時波形を決定し、正弦波電圧ｅU、ｅV及
びｅWとして出力する。ＰＷＭパルス発生回路９は、正
弦波電圧ｅU、ｅV及びｅWを例えば三角波キャリアと比較
し、ＰＷＭコンバータ11が出力すべきパルス波形を制御
パルスＣPとして生成する。
【００１４】最後に、ゲート回路10は、制御パルスＣPを
増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタをオンオ
フ制御する。これにより、ＰＷＭコンバータ11の直流出
力端子から所要の直流電圧が出力され、フィルタコンデ
ンサ12は、直流リップルを吸収した出力電圧ＶFを負荷1
3に印加する。このように、ピックアップコイル２から
の三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′に基づいて、ＰＷ
Ｍコンバータ11に対する制御パルスＣPの基準位相を決
定している。
増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタをオンオ
フ制御する。これにより、ＰＷＭコンバータ11の直流出
力端子から所要の直流電圧が出力され、フィルタコンデ
ンサ12は、直流リップルを吸収した出力電圧ＶFを負荷1
3に印加する。このように、ピックアップコイル２から
の三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′に基づいて、ＰＷ
Ｍコンバータ11に対する制御パルスＣPの基準位相を決
定している。
【００１５】しかしながら、周辺磁界等の影響を受けた
場合、ピックアップコイル２で検出される三相電圧
ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′の位相は、誘導集電コイル１
内の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相と大きく異なる
ことがある。このため、ＰＷＭコンバータ11に対する制
御誤差が増大し、例えば、直流出力端子側の電圧が変動
したり、負荷13に対する供給電力が低下する現象が発生
するおそれがある。従って、このような制御誤差が生じ
ると、高効率運転を実現することはできない。
場合、ピックアップコイル２で検出される三相電圧
ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′の位相は、誘導集電コイル１
内の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWの位相と大きく異なる
ことがある。このため、ＰＷＭコンバータ11に対する制
御誤差が増大し、例えば、直流出力端子側の電圧が変動
したり、負荷13に対する供給電力が低下する現象が発生
するおそれがある。従って、このような制御誤差が生じ
ると、高効率運転を実現することはできない。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭコンバー
タ制御装置は以上のように、誘導集電コイル１内の誘起
電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWを検出する手段としてピックア
ップコイル２を用いているので、周辺磁界等の影響によ
り誘導集電コイル１とピックアップコイル２との位相差
が大きくなり、制御誤差が増大して所要の直流電力を取
得することができないという問題点があった。
タ制御装置は以上のように、誘導集電コイル１内の誘起
電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWを検出する手段としてピックア
ップコイル２を用いているので、周辺磁界等の影響によ
り誘導集電コイル１とピックアップコイル２との位相差
が大きくなり、制御誤差が増大して所要の直流電力を取
得することができないという問題点があった。
【００１７】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、制御誤差を低減し、制御精度及
び電力変換率を向上させたＰＷＭコンバータ制御装置を
得ることを目的とする。
ためになされたもので、制御誤差を低減し、制御精度及
び電力変換率を向上させたＰＷＭコンバータ制御装置を
得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この発明に係るＰＷＭコ
ンバータ制御装置は、誘導集電コイルとＰＷＭコンバー
タとの間に挿入されて誘導集電コイルの内部インダクタ
ンスよりも小容量に設定されたリアクトルと、ＰＷＭコ
ンバータに入力される電圧及びリアクトルによる検出電
圧に基づいて誘導集電コイル内の誘起電圧を演算により
求める内部誘起電圧検出回路とを設けたものである。
ンバータ制御装置は、誘導集電コイルとＰＷＭコンバー
タとの間に挿入されて誘導集電コイルの内部インダクタ
ンスよりも小容量に設定されたリアクトルと、ＰＷＭコ
ンバータに入力される電圧及びリアクトルによる検出電
圧に基づいて誘導集電コイル内の誘起電圧を演算により
求める内部誘起電圧検出回路とを設けたものである。
【００１９】
【作用】この発明においては、ＰＷＭコンバータの三相
入力電圧及び小容量リアクトルの検出電圧に基づく瞬時
演算により、周辺磁界の影響による制御誤差を被ること
なく集電コイルの誘導電圧を検出する。
入力電圧及び小容量リアクトルの検出電圧に基づく瞬時
演算により、周辺磁界の影響による制御誤差を被ること
なく集電コイルの誘導電圧を検出する。
【００２０】
【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１を図に
ついて説明する。図１はこの発明の実施例１を示す構成
図であり、１及び３〜13は前述と同様のものである。14
は誘導集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との間に挿入
された誘起電圧検出用のリアクトルであり、誘導集電コ
イル１の内部インダクタンスＬよりも小容量Ｌ１(＜＜
Ｌ)に設定されている。
ついて説明する。図１はこの発明の実施例１を示す構成
図であり、１及び３〜13は前述と同様のものである。14
は誘導集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との間に挿入
された誘起電圧検出用のリアクトルであり、誘導集電コ
イル１の内部インダクタンスＬよりも小容量Ｌ１(＜＜
Ｌ)に設定されている。
【００２１】20は誘導集電コイル１内の三相誘起電圧Ｖ
SU、ＶSV及びＶSWに相当する三相電圧ＶSU′、ＶSV′及
びＶSW′を演算により求める内部誘起電圧検出回路であ
り、ＰＷＭコンバータ11の三相入力電圧ＶU′、ＶV′及
びＶW′と、リアクトル14の両端間の検出電圧ＶL1とが
入力されている。尚、リアクトル14とＰＷＭコンバータ
11との間のラインには、三相入力電圧ＶU′、ＶV′及び
ＶW′を検出するための電圧センサ(図示せず)が設けら
れている。
SU、ＶSV及びＶSWに相当する三相電圧ＶSU′、ＶSV′及
びＶSW′を演算により求める内部誘起電圧検出回路であ
り、ＰＷＭコンバータ11の三相入力電圧ＶU′、ＶV′及
びＶW′と、リアクトル14の両端間の検出電圧ＶL1とが
入力されている。尚、リアクトル14とＰＷＭコンバータ
11との間のラインには、三相入力電圧ＶU′、ＶV′及び
ＶW′を検出するための電圧センサ(図示せず)が設けら
れている。
【００２２】図２は図１内の内部誘起電圧検出回路20の
１相(Ｕ相)分の構成を示す回路図であり、21はリアクト
ル14からの検出電圧ＶL1を{(Ｌ＋Ｌ１)／Ｌ１}倍するた
めの比例アンプ、22は比例アンプ21の出力電圧ＶL1{(Ｌ
＋Ｌ１)／Ｌ１}とＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧
VU′とを加算してＵ相誘起電圧ＶSU′として出力する加
算器である。
１相(Ｕ相)分の構成を示す回路図であり、21はリアクト
ル14からの検出電圧ＶL1を{(Ｌ＋Ｌ１)／Ｌ１}倍するた
めの比例アンプ、22は比例アンプ21の出力電圧ＶL1{(Ｌ
＋Ｌ１)／Ｌ１}とＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧
VU′とを加算してＵ相誘起電圧ＶSU′として出力する加
算器である。
【００２３】比例アンプ21は、比例演算信号を生成する
演算増幅器A1と、演算増幅器A1の入力側に挿入された抵
抗器21ａと、演算増幅器A1の入出力端子間に接続された
抵抗器21ｂとを備えている。又、加算器22は、演算増幅
器A1の出力信号とＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧
VU′との加算信号をＵ相誘起電圧ＶSU′として生成する
演算増幅器A2と、演算増幅器A2の比例アンプ21側の入力
側に挿入された抵抗器22ａと、演算増幅器A2のＵ相入力
電圧ＶU′側に挿入された抵抗器22ｂと、演算増幅器A2
の入出力端子間に接続された抵抗器22ｃとを備えてい
る。
演算増幅器A1と、演算増幅器A1の入力側に挿入された抵
抗器21ａと、演算増幅器A1の入出力端子間に接続された
抵抗器21ｂとを備えている。又、加算器22は、演算増幅
器A1の出力信号とＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧
VU′との加算信号をＵ相誘起電圧ＶSU′として生成する
演算増幅器A2と、演算増幅器A2の比例アンプ21側の入力
側に挿入された抵抗器22ａと、演算増幅器A2のＵ相入力
電圧ＶU′側に挿入された抵抗器22ｂと、演算増幅器A2
の入出力端子間に接続された抵抗器22ｃとを備えてい
る。
【００２４】図３はＰＷＭコンバータ11の入力側のＵ相
のみの構成を等価的に示す回路図であり、17はＰＷＭコ
ンバータ11に供給されるＵ相電圧ＶU′を生成するため
の等価電源である。通常、誘導集電コイル１は内部イン
ピーダンスＲ及びＬを含む電圧源と見なされるが、内部
インピーダンスのうちの抵抗値ＲはインダクタンスＬと
比べて非常に小さいため無視することができる。従っ
て、図３では誘導集電コイル１の内部インピーダンスと
して内部インダクタンスＬのみを示している。
のみの構成を等価的に示す回路図であり、17はＰＷＭコ
ンバータ11に供給されるＵ相電圧ＶU′を生成するため
の等価電源である。通常、誘導集電コイル１は内部イン
ピーダンスＲ及びＬを含む電圧源と見なされるが、内部
インピーダンスのうちの抵抗値ＲはインダクタンスＬと
比べて非常に小さいため無視することができる。従っ
て、図３では誘導集電コイル１の内部インピーダンスと
して内部インダクタンスＬのみを示している。
【００２５】図４は図３内の各電流及び電圧の大きさを
ベクトル成分を用いて図式的に示す説明図であり、ＶSU
は誘導集電コイル１内のＵ相誘起電圧、ＶLは内部インダ
クタンス電圧、ＶUは誘導集電コイル１から出力されるＵ
相電圧、ＶL1はリアクトル14の両端間の検出電圧、ＶU′
はＰＷＭコンバータ11に実際に入力されるＵ相電圧であ
る。内部インダクタンス電圧ＶL及びリアクトル14によ
る検出電圧ＶL1は、Ｕ相誘起電圧ＶSU及びＵ相電流ＩUの
ベクトル成分に対して90°の位相差を有する。
ベクトル成分を用いて図式的に示す説明図であり、ＶSU
は誘導集電コイル１内のＵ相誘起電圧、ＶLは内部インダ
クタンス電圧、ＶUは誘導集電コイル１から出力されるＵ
相電圧、ＶL1はリアクトル14の両端間の検出電圧、ＶU′
はＰＷＭコンバータ11に実際に入力されるＵ相電圧であ
る。内部インダクタンス電圧ＶL及びリアクトル14によ
る検出電圧ＶL1は、Ｕ相誘起電圧ＶSU及びＵ相電流ＩUの
ベクトル成分に対して90°の位相差を有する。
【００２６】次に、図２〜図４を参照しながら、図１に
示したこの発明の実施例１の動作について説明する。
尚、リアクトル14及び内部誘起電圧検出回路20以外の動
作は前述と同様なので、ここでは省略する。この場合、
内部誘起電圧検出回路20は、リアクトル14の両端間の電
圧を検出電圧ＶL1として取り込むと共に、ＰＷＭコンバ
ータ11の三相入力電圧ＶU′、ＶV′及びＶW′を取り込
み、これらの電圧値に基づいて、誘導集電コイル１内の
誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWに相当する三相電圧
ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′を演算により求める。
示したこの発明の実施例１の動作について説明する。
尚、リアクトル14及び内部誘起電圧検出回路20以外の動
作は前述と同様なので、ここでは省略する。この場合、
内部誘起電圧検出回路20は、リアクトル14の両端間の電
圧を検出電圧ＶL1として取り込むと共に、ＰＷＭコンバ
ータ11の三相入力電圧ＶU′、ＶV′及びＶW′を取り込
み、これらの電圧値に基づいて、誘導集電コイル１内の
誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWに相当する三相電圧
ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′を演算により求める。
【００２７】ここで、誘導集電コイル１の等価回路は、
図１のように内部インピーダンスＲ及びＬを含む電圧源
と考えられるが、図３のように内部抵抗値Ｒ(＜＜Ｌ)を
省略することができる。従って、例えばＵ相のみについ
て考慮すると、Ｕ相誘起電圧ＶSUとＰＷＭコンバータ11
のＵ相入力電圧ＶU′及びＵ相入力電流ＩUとの間に、以
下の関係が成り立つ。
図１のように内部インピーダンスＲ及びＬを含む電圧源
と考えられるが、図３のように内部抵抗値Ｒ(＜＜Ｌ)を
省略することができる。従って、例えばＵ相のみについ
て考慮すると、Ｕ相誘起電圧ＶSUとＰＷＭコンバータ11
のＵ相入力電圧ＶU′及びＵ相入力電流ＩUとの間に、以
下の関係が成り立つ。
【００２８】 ＶSU＝ＶU′＋(Ｌ＋Ｌ１)(ｄＩU／ｄｔ) …
【００２９】式をベクトル図で示すと図４のようにな
る。ここで、内部インダクタンスＬ並びにリアクトル14
(インダクタンスＬ１)の両端電圧(電圧降下分)は、共に
Ｕ相電流ＩUに対して90°の位相差を有しており、それ
ぞれのベクトルは同一方向を向いていると考えられる。
る。ここで、内部インダクタンスＬ並びにリアクトル14
(インダクタンスＬ１)の両端電圧(電圧降下分)は、共に
Ｕ相電流ＩUに対して90°の位相差を有しており、それ
ぞれのベクトルは同一方向を向いていると考えられる。
【００３０】従って、内部インダクタンスＬ及びリアク
トル14による電圧降下分(ＶL＋ＶL1)をＰＷＭコンバー
タ11のＵ相入力電圧ＶU′に加算することにより、Ｕ相
誘起電圧ＶSUの推定値ＶSU′を得ることができる。又、
リアクトル14による検出電圧ＶL1とＰＷＭコンバータ11
のＵ相入力電流ＩUとの間には、以下の関係が成り立
つ。
トル14による電圧降下分(ＶL＋ＶL1)をＰＷＭコンバー
タ11のＵ相入力電圧ＶU′に加算することにより、Ｕ相
誘起電圧ＶSUの推定値ＶSU′を得ることができる。又、
リアクトル14による検出電圧ＶL1とＰＷＭコンバータ11
のＵ相入力電流ＩUとの間には、以下の関係が成り立
つ。
【００３１】ＶL1＝Ｌ１(ｄＩU／ｄｔ) …
【００３２】式より、式は以下のように変形され
る。
る。
【００３３】 ＶSU＝ＶU′＋ＶL1(Ｌ＋Ｌ１)／Ｌ１ …
【００３４】式は各入力電圧及び入力電流等の瞬時値
に対して成立するので、Ｕ相入力電圧ＶU′及び検出電
圧ＶL1の各瞬時値と、内部インダクタンスＬ及びリアク
タンス値Ｌ１とに基づいてＵ相誘起電圧ＶSUの瞬時波形
を取得できることが分かる。
に対して成立するので、Ｕ相入力電圧ＶU′及び検出電
圧ＶL1の各瞬時値と、内部インダクタンスＬ及びリアク
タンス値Ｌ１とに基づいてＵ相誘起電圧ＶSUの瞬時波形
を取得できることが分かる。
【００３５】図２のように演算増幅器A1及びA2を用いた
内部誘起電圧検出回路20において、比例アンプ21のゲイ
ンは(Ｌ＋Ｌ１)／Ｌ１に設定されており、比例アンプ21
に検出電圧ＶL1を入力することにより、式の第２項が
得られることが分かる。又、比例アンプ21の出力電圧と
ＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧ＶU′とを加算器22
に入力することにより、式の右辺が得られることが分
かる。
内部誘起電圧検出回路20において、比例アンプ21のゲイ
ンは(Ｌ＋Ｌ１)／Ｌ１に設定されており、比例アンプ21
に検出電圧ＶL1を入力することにより、式の第２項が
得られることが分かる。又、比例アンプ21の出力電圧と
ＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧ＶU′とを加算器22
に入力することにより、式の右辺が得られることが分
かる。
【００３６】従って、内部誘起電圧検出回路20により、
Ｕ相誘起電圧ＶSUの推定値ＶSU′を得ることができ、図
２と同一構成の回路を３相分設置することにより、誘導
集電コイル１内の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWに相当し
た三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′を得ることができ
る。以下、前述と同様に、三相電圧ＶSU′、ＶSV′及び
ＶSW′を基準として、周辺磁界等に影響されない高精度
の制御パルスＣPを得ることができる。
Ｕ相誘起電圧ＶSUの推定値ＶSU′を得ることができ、図
２と同一構成の回路を３相分設置することにより、誘導
集電コイル１内の誘起電圧ＶSU、ＶSV及びＶSWに相当し
た三相電圧ＶSU′、ＶSV′及びＶSW′を得ることができ
る。以下、前述と同様に、三相電圧ＶSU′、ＶSV′及び
ＶSW′を基準として、周辺磁界等に影響されない高精度
の制御パルスＣPを得ることができる。
【００３７】このように、誘起電圧検出用のリアクトル
14及び内部誘起電圧検出回路20を設けることのみで、誘
導集電コイル１内の三相誘起電圧を瞬時演算で高精度に
求めることができる。従って、図５のように誘導集電コ
イル１の近傍にピックアップコイル２を設置して長い配
線を設置する必要がない。又、リアクトル14及び内部誘
起電圧検出回路20は、ＰＷＭコンバータ11内に内蔵させ
ることができるので、更に小形且つ安価に構成すること
ができる。
14及び内部誘起電圧検出回路20を設けることのみで、誘
導集電コイル１内の三相誘起電圧を瞬時演算で高精度に
求めることができる。従って、図５のように誘導集電コ
イル１の近傍にピックアップコイル２を設置して長い配
線を設置する必要がない。又、リアクトル14及び内部誘
起電圧検出回路20は、ＰＷＭコンバータ11内に内蔵させ
ることができるので、更に小形且つ安価に構成すること
ができる。
【００３８】実施例２．尚、上記実施例１では、内部誘
起電圧検出回路20を図２のようなアナログ回路で構成し
たが、マイクロコンピュータによる演算で実現してもよ
い。又、小容量のリアクトル14を個別部品として挿入し
たが、回路配線の浮遊リアクタンスを利用してもよい。
更に、ＰＷＭコンバータ11内のスイッチング素子として
トランジスタを用いたが、ＧＴＯサイリスタ、又はＩＧ
ＢＴ等を用いてもよい。
起電圧検出回路20を図２のようなアナログ回路で構成し
たが、マイクロコンピュータによる演算で実現してもよ
い。又、小容量のリアクトル14を個別部品として挿入し
たが、回路配線の浮遊リアクタンスを利用してもよい。
更に、ＰＷＭコンバータ11内のスイッチング素子として
トランジスタを用いたが、ＧＴＯサイリスタ、又はＩＧ
ＢＴ等を用いてもよい。
【００３９】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、誘導集
電コイルとＰＷＭコンバータとの間に挿入されて誘導集
電コイルの内部インダクタンスよりも小容量に設定され
たリアクトルと、ＰＷＭコンバータに入力される電圧及
びリアクトルによる検出電圧に基づいて誘導集電コイル
内の誘起電圧を瞬時演算により求める内部誘起電圧検出
回路とを設けたので、周辺磁界等の影響を受けることが
なく、制御誤差を低減して制御精度及び電力変換率を向
上させたＰＷＭコンバータ制御装置が得られる効果があ
る。
電コイルとＰＷＭコンバータとの間に挿入されて誘導集
電コイルの内部インダクタンスよりも小容量に設定され
たリアクトルと、ＰＷＭコンバータに入力される電圧及
びリアクトルによる検出電圧に基づいて誘導集電コイル
内の誘起電圧を瞬時演算により求める内部誘起電圧検出
回路とを設けたので、周辺磁界等の影響を受けることが
なく、制御誤差を低減して制御精度及び電力変換率を向
上させたＰＷＭコンバータ制御装置が得られる効果があ
る。
【図１】この発明の実施例１を示す構成図である。
【図２】図１内の内部誘起電圧検出回路を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】図１内のＰＷＭコンバータの入力側の構成を等
価的に示す回路図である。
価的に示す回路図である。
【図４】図３内の電流及び電圧のベクトル成分を図式的
に示す説明図である。
に示す説明図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータ制御装置を示す構成図
である。
である。
１ 誘導集電コイル ３ 同期位相検出回路 ４ ２相／３相変換回路 ５ Ｑコントローラ ７ Ｐコントローラ ８ ３相／２相変換回路 ９ ＰＷＭパルス発生回路 １１ ＰＷＭコンバータ １３ 負荷 １４ リアクトル ２０ 内部誘起電圧検出回路 ＩU、ＩV、ＩW 三相電流 ＶU′、ＶV′、ＶW′ 三相電圧 ＶSU、ＶSV、ＶSW 誘起電圧 ＶSU′、ＶSV′、ＶSW′ 演算された誘起電圧 sinωt、cosωt 正弦波信号 ＩP 有効分 ＩQ 無効分 ＶF ＰＷＭコンバータの出力電圧 ＦR 出力電圧基準 Ｐ 有効電力指令 ＱR 無効電力基準 Ｑ 無効電力指令 ｅU、ｅV、ｅW ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧 ＣP 制御パルス Ｌ 内部インダクタンス ＶL1 検出電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−36765（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−224869（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) B60L 1/00 B60L 5/00 H02M 7/219
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導集電コイルからの交流電力を直流電
力に変換して負荷に供給するＰＷＭコンバータの制御装
置であって、 前記誘導集電コイルと前記ＰＷＭコンバータとの間に挿
入されて前記誘導集電コイルの内部インダクタンスより
も小容量に設定されたリアクトルと、 前記ＰＷＭコンバータに入力される電圧及び前記リアク
トルによる検出電圧に基づいて前記誘導集電コイル内の
誘起電圧を演算により求める内部誘起電圧検出回路と、 前記誘起電圧に基づいて正弦波信号を生成する同期位相
検出回路と、 前記ＰＷＭコンバータに入力される電流及び前記正弦波
信号に基づいて前記電流の有効分及び無効分を検出する
第１の変換回路と、 前記ＰＷＭコンバータの出力電圧、出力電圧基準及び前
記有効分に基づいて有効電力指令を生成するＰコントロ
ーラと、 無効電力基準及び前記無効分に基づいて無効電力指令を
生成するＱコントローラと、 前記正弦波信号、前記有効電力指令及び前記無効電力指
令に基づいて前記ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧を
生成する第２の変換回路と、 前記ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧に基づいて前記
ＰＷＭコンバータ内のスイッチング素子開閉用の制御パ
ルスを生成するＰＷＭパルス発生回路と、 を備えたＰＷＭコンバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24538592A JP3267337B2 (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | Ｐｗｍコンバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24538592A JP3267337B2 (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | Ｐｗｍコンバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698401A JPH0698401A (ja) | 1994-04-08 |
| JP3267337B2 true JP3267337B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=17132876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24538592A Expired - Fee Related JP3267337B2 (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | Ｐｗｍコンバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3267337B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4485399B2 (ja) * | 2005-03-31 | 2010-06-23 | 財団法人鉄道総合技術研究所 | 誘導集電装置付きコンバータの高力率制御方法 |
| CN108054945B (zh) * | 2017-12-31 | 2020-03-24 | 哈尔滨工业大学（威海） | 一种三电平逆变器的虚拟空间矢量脉宽调制方法 |
-
1992
- 1992-09-16 JP JP24538592A patent/JP3267337B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0698401A (ja) | 1994-04-08 |
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