CN102655376B

CN102655376B - 直流电源装置

Info

Publication number: CN102655376B
Application number: CN201210038728.4A
Authority: CN
Inventors: 野崎雄一郎; 儿岛彻郎; 牧野雅史
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2011-03-03
Filing date: 2012-02-17
Publication date: 2015-04-15
Anticipated expiration: 2032-02-17
Also published as: KR101298437B1; KR20120100738A; CN102655376A; JP2012186872A; EP2495859A2; US8787042B2; JP5314724B2; US20120224396A1; EP2495859A3

Abstract

一种具备变压器的直流电源装置，其中为了半导体开关的高频工作化，设置用于降低开关损耗的辅助电路和整流二极管所产生的电涌电压的对策电路。将直流电源(101)与变压器(T)经由电力变换电路进行连接，使变压器(T)的次级线圈经由整流二极管桥和滤波电路向负载(RL)供电的直流电源中，在变压器(T)的输出侧设置谐振电抗器(Lz)，将由二极管(Dz)、半导体开关(Qz)的并联电路和谐振电容器(Cz)组成的谐振开关电路(103)并联连接在整流二极管桥，并且将由谐振电抗器(Lz)、谐振开关(103)的谐振电容器(Cz)构成的串联谐振电路与由缓冲电容器(Cs)、缓冲二极管(Ds1)和放电用二极管(Ds2)组成的缓冲电路进行连接从而吸收电涌电压。

Description

直流电源装置

技术领域

本发明涉及一种输出直流电的绝缘形的DC-DC转换器，其中尤其涉及一种具有半导体开关损耗的降低电路和抑制开关元件的接通时产生的整流电路的电涌电压的缓冲电路的直流电源装置。

背景技术

在不稳定的直流电源的稳定化、变更直流电压时，或者在需要输出与输入电绝缘的直流电源时，采用DC-DC转换器。尤其在输入与输出电绝缘的直流电源装置中，使用于绝缘的变压器能够与所使用的频率的上升成比例地实现小型化。

另一方面，因半导体开关的开关损耗而导致的发热，使开关频率的上升有限。因此，设置利用谐振电路的换相电路(commutation circuit)，来降低开关损耗的同一的构成例记载在专利文献1和非专利文献1中。

图7表示在这些文献上记载的谐振电路的现有例。101是输入直流电源、102是由滤波电抗器和滤波电容器构成的滤波电路、103是谐振开关电路、104是对各半导体开关的接通/断开进行控制的门控制装置。

对图7的电路工作进行说明。Q1～Q4是构成逆变器电路的半导体开关，在各个半导体开关中附带D1～D4的续流二极管(freewheeling diode)。在半导体开关Q1及Q2的连接点a与半导体开关Q3及Q4的连接点b之间连接变压器T的初级线圈，而次级线圈经由谐振电抗器Lz连接在由整流二极管D5～D8组成的桥的连接点c和连接点d。该桥的输出经由滤波电路102被提供给负载RL。

此外，谐振开关电路103插入在桥式整流电路(bridge rectifier circuit)的输出侧与滤波电路102之间。

门控制装置104向半导体开关Q1～Q4和谐振电路控制用半导体开关Qz提供接通和断开的指令。作为半导体开关，可考虑双极型晶体管、MOSFET、晶闸管、控制极可关断晶闸管、IGBT等，但是在此作为代表例采用IGBT来进行说明。

图8是表示用于说明图7的现有例的工作波形的时间变化的图。Iab是在连接点a，b间流动的电流、Vab是在连接点a，b间的电压、Iz是在谐振电路中流动的电流、Vz是谐振电容器Cz的两端的电压。Io表示从桥式整流电路起在滤波电路102和负载RL中续流(free wheeling)的电流。

若关于电路工作采用以上描述来进行说明，则从门控制装置104向半导体开关Q1和Q4提供接通信号，从而逆变器电路的半导体开关Q1和Q4成为导通状态。电流Iab流动且从输入直流电源101向负载RL传递能量。

在关断逆变器电路的半导体开关Q1和Q4之前的时刻t0，若从门控制装置104提供对谐振开关电路103的谐振电路控制用半导体开关Qz进行接通的信号进而使其接通，则谐振电容器Cz的充电电流从输入直流电源101流入。该电流Iz是谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz的串联谐振电流。

在半导体开关Q1和Q4中流动的电流是在负载侧流动的电流Id和谐振电流Iz之和，以正弦波形状增加。此时，在谐振电容器Cz中产生电压，并且成为比变压器T的次级电压更高的电压。

在时刻t1，完成该充电并且电压达到最大值。此后，谐振电容器Cz的放电开始进行，在续流二极管D9和谐振电容器Cz的路径中放电电流流出。在此，若设变压器T的匝数比为1∶1，则由于滤波电抗器Ld的电流Id以电流Iab和谐振电流Iz之和成为恒定值的方式流动，因此若谐振电流Iz增加则电流Iab减少。

在时刻t2，由于谐振电流Iz与电流Id变为相等，因此电流Iab成为0。放电进一步进行，不久在时刻t4谐振电容器Cz彻底放电，其谐振电流Iz成为0。另一方面，由于在滤波电抗器Ld中流动的电流Id是连续的，因此在谐振电容器Cz的放电电流Iz成为0的时候，电流Id成为向整流二极管D5～D8切换而流动的电流Io。如此确保电流Id的连续性。

在谐振电流Iz流过续流二极管D9，并且变压器初级侧电流Iab成为0的、时刻t2～t4之间的时刻t3，若从门控制装置104向半导体开关Q1和Q4发送关断信号，进而进行关断，则变压器初级侧电压Vab成为0，并且向半导体开关Q1和Q4施加与输入直流电源电压E相等程度的电压。

这是因为，残留一点点的变压器的励磁电流量在二极管D3和输入直流电源101、二极管D2的路径中续流。由于半导体开关Q1和Q4的电流在时刻t3的时候大致成为0，因此在关断的过程中开关损耗几乎不会产生。

另一方面，在时刻t0的时候接通谐振电路控制用半导体开关Qz时，由于通过谐振电抗器Lz使谐振电流Iz逐渐增加，所以因在接通的过度状态下谐振电流Iz仍为较小值因此开关损耗小。

另外，由于在续流二极管D9导通且谐振电流Iz为正的期间，若使谐振电路控制用半导体开关Qz关断则谐振电路控制用半导体开关Qz的电流已为0，因此在关断的过程中开关损耗不产生，但是在谐振电路控制用半导体开关Qz的续流二极管D9中因恢复(recovery)而产生损耗。

在时刻t5，从门控制装置104向半导体开关Q2和Q3发出接通指令，来开始接通。此时在滤波电抗器Ld中流动的电流Id等于在整流二极管D5～D8中续流的电流Io。此时，由于电流Iab通过谐振电抗器Lz开始流动，因此无法使之急剧增加，另外，由于电流Id被视为恒定，因此按照与电流Io之和成为电流Id的方式发生变化，因此电流Iab以电流Io的减少量来增加。

因此，在半导体开关Q2和Q3的接通过度状态下电流几乎不流动。从而接通损耗小。该电流Iab渐渐地增加，并且在时刻t6变为与电流Id相等，电流Io成为0。关于从此后的时刻t0’到时刻t6’为止的半周期，对臂(半导体开关Q2和Q3)以与上述同样的原理来工作。

然而，实际上在时刻t5～t6中，在续流电流Io在二极管流动时，从变压器初级侧施加反向的电压，从而以整流二极管D5、D8或者整流二极管D6、D7的组合产生被称为恢复(反向恢复)的现象，并且在时刻t6产生电涌电压。另外，该电涌电压因恢复路径的电感和整流二极管的结电容的谐振现象而许久振荡。

图9中表示此时的整流二极管D6的电压和电流波形。恢复的特性由二极管的性质来决定，如图9所示那样超过二极管的耐压，很多情况下导致破坏。另外，即使超过二极管的耐压，也有时依赖于此时的电压的时间变化(dv/dt)并产生高频的电磁噪声，向其他的设备带来不良影响。

在通常的变压器绝缘形的DC-DC转换器中，该电涌电压屡次成为问题，从而在各个整流二极管中设置RC缓冲来采取对策。作为其他的现有例，在专利文献1中如图10所示那样将谐振电容器Cz与谐振电路控制用半导体开关Qz的连接点g和滤波电容器FC与滤波电抗器Ld的连接点h经由缓冲二极管Ds进行连接，并且在电涌电压产生时使充电电流在谐振电容器Cz中流动，从而抑制该过电压。作为其他的恢复时的电涌电压的现有例，可列举专利文献2、专利文献3、专利文献4等。

以下，基于图10说明专利文献1中的对策。图11表示图10的工作波形的时间变化。采用该图11来说明图10的工作。图11中对图8所示的各电压、电流的波形追加记载了流过缓冲二极管Ds的电流Is。图11中的时刻t0～t6与缓冲二极管Ds的工作无关且与图7的情况相同。在时刻t5，由于在所有的整流二极管中流动续流电流Io，因此点e，f间的电压大致为零。

从而，谐振电容器Cz的电荷由于通过续流二极管D9被放电，因此谐振电容器Cz的两端的电压大致为零。在时刻t5，由于半导体开关Q2和Q3接通，并且变压器的初级电流Iab逐渐地开始流动，因此次级侧的续流电流Io减少。

在电流Io为零的时刻t6，变压器T的次级侧的点e，f间产生电压，电流Is通过谐振电容器Cz和缓冲二极管Ds开始流动，直到时刻t8为止Cz被充电，并且以滤波电路的滤波电抗器Ld的两端的电位差决定的、某恒定的电压在谐振电容器Cz中产生。保持该谐振电容器Cz的电压直到谐振电路控制用半导体开关Qz下一次接通为止。关于时刻t8以后，除了谐振电容器Cz的电压Vz以外与图7的情况相同。

该缓冲二极管Ds与谐振电容器Cz一起形成抑制电涌电压的路径。在图11的时刻t6，与图8的电路工作相同地整流二极管进行反向恢复，并且在整流二极管即点e，f间产生电涌电压。此时，由于能够在谐振电容器Cz、缓冲二极管Ds以及滤波电容器FC的路径中吸收电涌成分，因此能够防止电涌电压变得过大。

【专利文献1】日本特开平4-368464号公报

【专利文献2】日本特开2006-352959号公报

【专利文献3】日本特开2009-273355号公报

【专利文献4】日本特开2008-79403号公报

【非专利文献1】O.Deblecker，Amoretti，andF.Vallee：“ComparativeAnalysis of TwoZero-Current Switching Isolated DC-DC Converters forAuxiliary Railway Supply，”SPEEDAM2008.

发明内容

在引入图10所示的缓冲二极管Ds的现有例的电路中，举出以下3个课题。第一个课题是，在谐振电容器Cz中残留与流过缓冲电流Is的量对应的电荷，并且使关断损耗减少的功能的工作范围变窄。

第二个课题是，由于谐振电容器Cz承担谐振和缓冲电容器这两个功能，因此在谐振电容器Cz中流动这两种电流，并且电容器自身的发热增大，因这些因素而其体积也增加。最后一个课题是，在由上述课题使谐振电容器Cz大型化的情况下，布线电感增加，并且作为缓冲电路的电涌吸收功能减少。

首先对于第一个课题进行说明。采用图12来说明以下内容：在图10的电路的工作中，在谐振电路控制用半导体开关Qz接通的时刻t0，谐振电容器Cz的电压不为零时，也即谐振电容器Cz为了吸收电涌电压而被初始充电的情况下的电路工作。

图12的实线表示谐振电容器Cz未被充电的状态下谐振电路控制用半导体开关Qz接通时，而虚线表示已被充电的状态下接通时。在时刻t0，谐振电路控制用半导体开关Qz接通且谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz的谐振电流开始流动，但其电流振幅若被初始充电则变小。图12中，I_0m表示谐振电容器Cz未被初始充电时的电流Iz的振幅，而I_1m表示已被初始充电时的电流Iz的振幅。这些具有式(1)所示的关系。

【数学式1】

I_1m＝(1-α)I_0m (1)

在此，α表示谐振电容器Cz的初始充电电压对整流二极管的输出电压的比例。此外，I_0m以式(2)来表示。其中，Vef(t0)表示二极管桥的输出(点e，f间)电压的时刻t0时的电压。

【数学式2】

I_{0 m} = \sqrt{\frac{C_{z}}{L_{z}}} V_{ef} (t_{0}) - - - (2)

若谐振电流Iz不足则在时刻t2无法将电流Iab降低至0附近。此后在时刻t3使初级侧的半导体开关Q1和Q4断开，但与电流为0附近时相比，半导体开关Q1和Q4中产生很大的关断损耗。

图13是对图7中正常工作的电路追加图10的缓冲二极管Ds并且实际工作的情况下的波形。在时刻t0由于在谐振开关工作之前只有谐振电容器Cz预先具有电压(谐振峰值电压的1/6左右)，而电流Iab成为0附近的时刻t2不存在，因此产生开关损耗。

该开关损耗的产生自然而然地降低驱动频率，能够制约变压器T的小型化。另外，对能够正常实现开关损耗的减少的电路引入缓冲二极管Ds，从而其工作成为不可能的条件所做的是，使输入电压、输出电流的范围、也即DC-DC转换器的工作范围变窄。

为了扩大该变窄工作范围而需要使谐振电容器Cz的静电电容增加、并且设定为比关断图12中的I1m时的电流Iab的值更大。这关联到第二个谐振电容器Cz的发热的问题。此外，谐振电抗Lz由于包含变压器T的漏电感，因此在制造上难以使之变小。

接着，对第二个课题进行说明。谐振电容器Cz成为还发挥缓冲电容器的作用的电路。因此，在该谐振电容器Cz中流动谐振电流和缓冲电流Is这两个电流。也就是说，图11的电流Iz，由于图8的谐振电流即电流Iz的成分和图11的缓冲电路的电流Is的成分的合计流动，因此图11的电流Iz的高频成分比图8的电流Iz大。

电容器的发热，与由内部电阻产生的电流有效值的平方，因表皮效应与频率的平方根成比例地增加。对于如本DC-DC转换器所示那样在高频下工作的谐振电容器Cz的物理大小(体积)而言，由散热来支配、而不是谐振所需的静电电容来支配。如此，举出了下述课题：由于因缓冲电流Is而电流Iz的高频成分增加，因此谐振电容器Cz的发热增大，与此成比例地体积增大的课题。

再有，电容器是热敏感的元件，在高温使用时对寿命带来不良影响。另外，作为第一个课题的解决策略而举出的、为了扩大工作范围而使谐振电容器Cz的静电电容增加的解决策略，根据式(2)可知使电流有效值增加，这使得谐振电容器Cz的体积明显增大。

最后说明第三个课题。在谐振电容器Cz的发热大的情况下，需要用于冷却的空间。在该情况下，无法避免谐振电容器Cz的布线电感的增加。尤其在大电力的情况下其变得显著。考虑该布线电感对抑制电涌电压的缓冲电路带来的影响。

在图11的时刻t6，在整流二极管桥的输出的点e，f中与整流二极管的恢复所产生的电涌电压一起产生阶梯状的电压Vcd。将此时刻在时间轴上重新设为t＝0、将电压设为V₂，通过缓冲电路流动的电涌电流路径的等效电路为图14。此时的缓冲电流Is的时间变化由以下的式(3)来表示。

【数学式3】

I_{s} = \sqrt{\frac{C_{z}}{L_{s}}} V_{2} \sin \frac{1}{\sqrt{L_{s} C_{z}}} t - - - (3)

其中，

【数学式4】

0 \leq t \leq \sqrt{L_{s} C_{z}} π

(只有最初的半周期对电涌电压吸收有效)

在此，Cz表示谐振电容器的电容、Ls表示缓冲电流路径的布线和电路元件的内部的布线电感。例如，图10的情况下的缓冲电流Is的路径是，从整流二极管桥的输出点e通过谐振电容器Cz，并且从点g仅仅经过缓冲二极管Ds、点h、滤波电路102的滤波电容器FC到达点f，并通过二极管桥返回到点e的路径。

图15表示在图14的电路中将谐振电容器Cz的电容和所产生的恢复的电涌电压设为恒定的情况下因布线电感Ls的变化而流动在缓冲电路中的缓冲电流Is的时间变化。在此，布线电感Ls作为L1，L2，L3，如图15所示那样具有L1＜L2＜L3的关系。

缓冲电路105为了吸收整流二极管的恢复时产生的电涌电压，需要在电压产生后立即使较大的缓冲电流Is流动。由图15可知，伴随着布线电感Ls的增大，电涌产生的t＝0时的电流的上升沿变得迟缓，进而电流不轻易地增加。该尺度只要考虑电流波形的斜率即可。下式(4)表示式(3)的时间微分。

【数学式5】

\frac{{dI}_{s}}{dt} = \frac{V_{2}}{L_{s}} \cos \frac{1}{\sqrt{L_{s} C_{z}}} t - - - (4)

由该式(4)可知，布线电感Ls越大，电涌电压产生的时刻t＝0时的斜率变得越小。另外，不依赖于电容器电容Cz。也即，若布线电感Ls变大则电涌电压的吸收变差，从而作为缓冲电路的功能下降。这表示没有防止整流二极管恢复时的过电压及其振铃(ringing)，且缓冲二极管Ds所形成的电路没有意义。此外，即使布线电感Ls大且缓冲电路的功能降低，由于V2不为0，因此缓冲电流Is按照式(3)如图14所示那样继续流动。因此，缓冲电流Is的有效值与布线电感Ls的平方根成反比例地稍微变小，但是由于谐振电容器Cz被充电，因此对第一个课题没有变化。

以上叙述的课题的主要原因在于，为了减少变压器T的初级侧的半导体开关的关断损耗，使一个电容器Cz具有用于使谐振电流流动的谐振电容器、以及吸收变压器T的次级侧的整流二极管桥恢复时产生的电涌电压的缓冲电路用的电容器的两个功能。

也即，电容器Cz的静电电容由作为主要目的为了减少电流Iab而流动的谐振电流Iz的振幅、和由变压器T的漏电感来支配的谐振电抗器Lz的谐振周期来决定。图10的现有例的电路中，由式(3)可以明确，对于缓冲路径的缓冲电流Is而言，若电容器Cz大则缓冲电流Is的有效值增大。对于电涌电压的吸收上不希望在电容器Cz中流动必要以上的缓冲电流Is。也就是说，重要的是，吸收电涌电压的缓冲电容器仅仅使电涌吸收的功能的电流流过，而不使对电容器多余的电流流过。

为了解决上述课题，本发明的直流电源装置，将直流电源与变压器的初级线圈经由由具有续流二极管的半导体开关构成的电力变换电路进行连接，在使其次级线圈经由由整流二极管桥电路、滤波电抗器和滤波电容器组成的滤波电路从所述滤波电容器向负载供电的直流电源中，在所述变压器的次级线圈的输出侧设置谐振电抗器，将由二极管以及半导体开关的并联电路和谐振电容器组成的谐振开关电路并联连接在所述整流二极管桥电路的输出侧，并且在具有由所述谐振电抗器和所述谐振开关电路的所述谐振电容器构成的串联谐振电路的电路中，由于产生所述整流二极管因恢复现象而产生的电涌电压，因此通过与具有连接在所述整流二极管桥电路的输出的所述二极管和所述半导体开关的并联电路以及所述谐振电容器和所述谐振电抗器的所述谐振开关电路相独立的缓冲电容器、缓冲二极管和缓冲电容器放电用二极管组成的电路，来设置吸收电涌电压的功能。

或者、由所述缓冲电容器和二极管构成的吸收电涌电压的电路也可以进一步包含吸收电涌电压的能量的电阻。

再有，用于吸收电涌电压的路径也可以被布线为使电感最小。

再有，所述缓冲电容器也可以设定为因整流二极管的恢复而产生的电涌电压的吸收所需程度的静电电容。

再有，所述串联谐振电路的谐振电抗器也可以利用用于形成变压器的漏电感和谐振电路的布线的电感部分。

再有，也可以具有在流过电力变换电路的半导体开关的电流大致为零时使所述变压器初级侧的电力变换电路的半导体开关断开的功能。

再有，也可以通过门控制装置来控制电力变换电路的半导体开关和谐振电路内的半导体开关的接通/断开的控制。

根据本发明，可同时得到下述两种效果：以变压器绝缘式的DC-DC转换器来降低变压器初级侧的半导体开关的开关损耗；以及降低变压器次级侧的整流二极管产生的恢复所导致的电涌电压。

另外，使谐振电容器与缓冲电容器独立，从而能够减少现有的谐振电容器中流动的不必要的电流并抑制发热。

这些牵涉到DC-DC转换器的寿命的提高、装置整体的小型化、可靠性的提高、不必要的高频噪声的降低。另外，由于还提高电容器的静电电容和装置内的配置的自由度，因此能够提高装置的电性能和机械性能。

附图说明

图1表示本发明中的直流电源装置的实施例1。

图2表示本发明中的理想的电压电流波形和半导体开关指令的时间变化。

图3表示在本发明的构成中二极管D6恢复时的电压和电流实测波形。

图4表示作为本发明的实施例2以2电平半桥来构成变压器初级侧的情况。

图5表示作为本发明的实施例2以3电平半桥构成变压器初级侧的情况。

图6表示作为本发明的实施例3对缓冲电路105引入阻尼电阻(damping resistor)Rs的缓冲电路106的情况。

图7表示专利文献1和非专利文献1的现有例的电路构成。

图8表示现有例中的理想的电压电流和半导体开关指令的时间变化。

图9表示在第2图的构成中二极管D6恢复时的电压和电流实测波形。

图10表示引入缓冲二极管Ds的专利文献1的其他的现有例的电路构成。

图11表示图10的电压电流和半导体开关指令的时间变化。

图12针对谐振电容器Cz的初始电压的有无，表示谐振电流Iz和变压器的初级电流Iab。

图13表示在现有例的对策电路构成中成为课题的、电压电流的实测波形。

图14表示电涌吸收时的缓冲电流Is流动的路径的等效电路。

图15表示缓冲电流Is的、路径的电感中的变化。

符号的说明：

101 输入直流电源

102 滤波电路

103 谐振开关电路

104 门控制装置

105 缓冲电路

106 包含阻尼电阻的缓冲电路

C1，C2 分压电容器

Cs 缓冲电容器

Cz 谐振电容器

D1～D4，D9 续流二极管

D5～D8 整流二极管

Dc1，Dc2 钳位(clamp)二极管

Ds 缓冲二极管

Ds1 缓冲二极管

Ds2 用于使缓冲电容器Cs放电的放电用二极管

E 输入直流电源电压

FC 滤波电容器

Iab 变压器T的初级电流

Io 次级侧的续流电流

Is 缓冲电流

Iz 谐振电流

Ld 滤波电抗器

Ls 电涌吸收时的缓冲电流Is流动的路径的布线电感

Lz 谐振电抗器

L1，L2，L3 布线电感

Q1～Q4 半导体开关

Qz 谐振电路控制用半导体开关

RL 负载

Rs 阻尼电阻(缓冲电阻)

T 变压器

V₂ 整流二极管桥的输出(点e，f间)的电压

Vab 变压器T的初级侧(点a，b间)的电压

Vcd 整流二极管桥的输出(点e，f间)的阶梯状的电压

Vef 整流二极管桥的输出(点e，f间)的时刻t0的电压

Vz 谐振电容器Cz的两端的电压

具体实施方式

本发明并没有如图10的其他的现有例所示那样将谐振和缓冲的功能作为同一的电容器的任务，而是独立构成谐振电容器和缓冲电容器，从而解决上述3个课题。以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。

【实施例1】

以下，作为本发明的实施例1，根据图1对其构成进行说明。101是输入直流电源、102是由滤波电抗器Ld和滤波电容器FC构成的滤波电路、103是谐振开关电路、104是各半导体开关的门控制装置、105是缓冲电路。Q1～Q4是构成逆变器电路的半导体开关，在各个半导体开关中附带D1～D4的续流二极管。

在半导体开关Q1和Q2的连接点a与半导体开关Q3和Q4的连接点b之间连接变压器T的初级线圈，次级线圈连接在由整流二极管D5～D8组成的桥的连接点c和d。该桥的输出经由滤波电路102提供给负载RL。

门控制装置104向半导体开关Q1～Q4和谐振电路控制用半导体开关Qz提供接通及断开的指令。作为半导体开关，可考虑双极型晶体管、MOSFET、晶闸管、控制极可关断晶闸管、IGBT等，但是在此作为代表例采用IGBT来进行说明。

在图1所示的构成中，将变压器T所具有的漏电感和布线所产生的电感之和记为谐振电抗器Lz，并且与谐振开关电路103的谐振电容器Cz一起构成串联谐振电路。

在整流二极管D5～D8的输出侧e，f串联连接了由以谐振电路控制用半导体开关Qz可控制的电容器Cz组成的谐振开关电路103。谐振开关电路103更具体而言为将与续流二极管D9逆并联连接的谐振电路控制用半导体开关Qz和谐振电容器Cz串联连接的电路。谐振开关电路103在桥式整流电路的输出侧与滤波电路102之间并联插入整流二极管桥电路。

另外，将滤波电路102的滤波电抗器Ld与滤波电容器FC的中点h和点f用缓冲二极管Ds1和放电用二极管Ds2的串联连接来连起来，并且将其中点设为g。再有，附加将整流二极管桥的输出点e和所述点g用缓冲电容器Cs连起来的缓冲电路105。该缓冲电路105发挥吸收整流二极管的恢复时产生的电涌电压的作用。

图2是表示用于说明图1的实施例的工作波形的时间变化的图。由于基本工作与在背景技术中叙述的图7相同，因此对与其之间的差异进行说明。此外，Iz是谐振电路中流动的谐振电流、Io表示从桥式整流电路在滤波电路102和负载RL中续流的续流电流，再有Is表示缓冲电容器Cs的缓冲电流。

从门控制装置104向半导体开关Q1和Q4提供接通信号，假设逆变器电路的半导体开关Q1和Q4为导通状态。在点a，b间流动初级电流Iab并且从输入直流电源101向负载RL传递能量。另外，此时、缓冲电容器Cs吸收电涌电压并被充电。

电路工作中，与现有例同样地在关断逆变器电路的半导体开关Q1和Q4之前的时刻t0，从门控制装置104提供使谐振开关电路103的谐振电路控制用半导体开关Qz接通的信号，以使谐振电路控制用半导体开关Qz接通。此时首先缓冲电容器Cs放电，并且电流通过缓冲电容器Cs放电用二极管Ds2流入谐振电容器Cz，但是缓冲电容器Cs的电容由于比谐振电容器Cz的电容小，因此在时刻t9缓冲电容器Cs的放电立即完成，并且缓冲电流Is返回到零。

此后，从输入直流电源101向谐振电容器Cz流入充电电流。该谐振电流Iz是缓冲电容器Cs的放电电流、和谐振电抗器Lz与谐振电容器Cz的串联谐振电流之和。对此后的工作而言，到时刻t6为止的工作模式与现有例完全相同地进行工作。

在时刻t5使半导体开关Q2和Q3接通，变压器T的初级电流Iab缓缓开始流动，并且次级侧的续流电流Io减少。在续流电流Io为零的时刻t6，在变压器T的次级侧的点e，f间产生s阶梯状的电压的同时整流二极管D5和D8恢复，并且发生电涌电压的叠加。

此时，通过缓冲电容器Cs和缓冲二极管Ds1，到时刻t9为止在缓冲电容器Cs中流动用于充电的缓冲电流Is，并且吸收该二极管恢复的电涌电压。该谐振电容器Cz的电压不受到缓冲电路105的工作的影响而保持为零。在时刻t0’，如同时刻t0那样，在变压器T的初级侧的电力变换电路的半导体开关Q2和Q3接通的状态下谐振电路控制用半导体开关Qz接通。此时，缓冲电容器Cs开始放电的工作为与时刻t0相同的工作，以后反复进行该工作。

如此，由于缓冲电容器Cs比谐振电容器Cz小，因此缓冲电路105的缓冲电流Is小。因此，与现有例相比，在与变压器T的初级侧连接的电力变换电路的半导体开关的开关损耗降低中利用的谐振电流Iz所受到的影响，几乎为能够忽略的程度。

另外，为了使缓冲电路105有效地工作，需要按照作为电涌电压吸收时流动的缓冲电流Is的路径的、从整流二极管桥的输出点e通过缓冲电容器Cs、从点g仅仅经过缓冲二极管Ds1、点h、滤波电路102的滤波电容器FC到达点f、通过整流二极管桥返回到点e的路径的布线所产生的电感变得极小的方式连接路径。

例如只要使从整流二极管桥的输出点e通过缓冲电容器Cs经由点g、缓冲二极管Ds1到达滤波电容器FC的路径、和从滤波电容器FC返回到整流二极管桥的点f的路径的电流对置，作为往返线路来构成即可。

针对图9的现有例的图7中测定的整流二极管的恢复时的电压电流波形，图3示出本发明的电路中的测定波形。此时将谐振电容器Cz的电容设定为4μF、将缓冲电容器Cs的电容设定为谐振电容器Cz的电容的1/10的0.4μF。

整流二极管桥的恢复中产生的电涌电压能够抑制为与谐振开关电路103产生的谐振电压峰值相同程度。如此，作为缓冲电路用电容器，缓冲电容器Cs以谐振电容器Cz的1/10程度的电容来发挥其作用。

【实施例2】

另外，本发明也能够采用图4、图5方式来实现。这是对初级侧的半导体开关的构成在图4中采用半桥、而在图5中多电平(在此3电平电路)化的例子。仅仅电力变换电路的半导体开关的工作不同，开关损耗降低的工作和缓冲电路的原理、以及变压器输入以后的波形与实施例1相同。

与输入直流电源电压E连接的分压电容器C1及C2是对输入直流电源电压E进行分压的相同电容的电容器，为了形成电源电压E/2而引入。本实施例中，以E/2驱动变压器T。另外，变压器T的初级侧的电力变换电路内的Dc1以及Dc2表示钳位二极管。

【实施例3】

作为整流二极管的恢复路径的电感，包括变压器T的漏电感、布线电感、谐振电抗器。若这些较大则蓄积在这些中的磁能量较大，因此与此接连发生整流二极管的恢复所产生的电涌电压的增大、以及与整流二极管的结电容的振铃。

为了抑制该现象，对图6所示的缓冲电容器Cs串联连接阻尼电阻Rs，来形成包含阻尼电阻Rs的缓冲电路106。由此，由于阻尼电阻Rs吸收这些能量，因此能够减少电涌电压和振铃。另外，实施例1中缓冲电容器Cs吸收的能量在次级侧的负载中流动，但是即使将该能量不送往次级侧的情况下也能以阻尼电阻Rs来吸收，因此本实施例是有效的。

对该阻尼电阻Rs而言，根据缓冲电流路径的布线电感Ls和缓冲电容器Cs，按照满足以下的式(5)的方式，选择阻尼电阻Rs的电阻值。

该情况下的电路工作也与实施例1相同。

【数学式6】

{R_{s}}^{2} - \frac{{4 L}_{s}}{C_{s}} &GreaterEqual; 0 - - - (5)

Claims

1.一种直流电源装置，其特征在于，

具有：直流电源；能由直流生成交流的电力变换电路；与所述电力变换电路的输出连接的变压器的初级线圈；所述变压器的次级线圈；与所述次级线圈连接的整流二极管桥电路；以及滤波电路，所述滤波电路由滤波电抗器和滤波电容器构成且与所述整流二极管桥电路的输出侧连接，

在所述次级线圈的输出侧设置谐振电抗器，

将由二极管及谐振电路控制用半导体开关的并联电路、和谐振电容器组成的谐振开关电路并联连接在变压器次级侧的所述整流二极管桥电路的输出侧，

构成所述谐振电抗器和所述谐振开关电路的所述谐振电容器的串联谐振电路，

该直流电源装置具备进行所述电力变换电路的变压器初级侧的半导体开关和所述谐振开关电路内的所述半导体开关的接通/断开的控制的门控制装置，

构成缓冲电路，在所述缓冲电路中将串联连接缓冲二极管与缓冲电容器放电用二极管而形成的电路并联连接到所述滤波电路的所述滤波电容器，并且将所述缓冲电容器从串联连接的所述缓冲二极管与所述缓冲电容器放电用二极管的中点连接到整流二极管桥电路的输出点，

作为所述缓冲电路的构成要素的所述缓冲二极管、所述缓冲电容器放电用二极管和所述缓冲电容器被构成为与所述谐振开关电路独立的并联电路，所述缓冲电容器的静电电容被设定为比谐振电容器的静电电容小，

在接通所述谐振开关电路的所述谐振电路控制用半导体开关时，开始所述缓冲电容器的放电以及所述谐振电容器的充电，此后在所述缓冲电容器的放电结束之后也继续所述谐振电容器的充放电，

在所述谐振电容器的放电电流与在所述滤波电路与所述缓冲电路中流动的电流相等时，断开所述变压器初级侧的电力变换电路的半导体开关，

在从所述整流二极管桥电路在所述滤波电路和负载中续流的续流电流为零时，通过所述缓冲电容器和所述缓冲二极管而在所述缓冲电容器中流动充电的缓冲电流，并吸收所述整流二极管桥电路的恢复的电涌电压，

从而具备减小变压器初级侧的所述半导体开关的开关损耗，并且抑制变压器次级侧的所述整流二极管桥电路中产生的电涌电压的功能。

2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，

为了提高所述缓冲电路的性能，将电阻串联连接在所述缓冲电容器。

3.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，

所述缓冲电容器的静电电容被设定为谐振电容器的静电电容的1/10以下。

4.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，

按照使作为对所述整流二极管桥电路所产生的电涌电压进行吸收的所述缓冲电流的电路的、从所述整流二极管桥电路的输出点通过所述缓冲电容器及所述缓冲二极管且经过所述滤波电容器并返回到所述整流二极管桥电路的输出的路径的布线中所产生的电感变小的方式进行设定。

5.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，

所述谐振电抗器由所述变压器的漏电感和其布线电感的合计构成。

6.根据权利要求2所述的直流电源装置，其特征在于，

按照满足下式的方式决定与所述缓冲电容器串联连接的电阻的电阻值：

R^{2} - \frac{4 L}{C} &GreaterEqual; 0

其中，设该电阻值为R、设所述缓冲电容器的电容值为C、设吸收电涌电压时的电流路径的电感为L。