JP4097998B2 - 共振形インバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ等の負荷を駆動するための共振形インバータに関し、特にソフトスイッチングを行うための共振回路を備えた共振形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、モータ等の負荷を駆動するためのインバータ回路にあっては、米国特許第５７１０６９８号公報、米国特許第５６４２２７３号公報、米国特許第５０４７９１３号公報等に記載の技術がある。これらによると、例えば、図７に示すように、従来例のソフトスイッチングインバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴ（ Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング素子として用いたインバータ部から構成される。
【０００３】
インバータ部は、例えば電圧Ｅｉの直流電源３の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode ）Ｄ１〜Ｄ６が接続される。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間に印加されるサージ電圧を吸収すると共に、後述するインダクタンスと共振回路を構成する共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６も接続される。
【０００４】
更に、インバータ部には、直流電源３に平滑コンデンサＣ９が接続され、この平滑コンデンサＣ９の両端に直列に接続された中点電圧保持のための中点電圧保持用コンデンサＣ７とＣ８の接続点に対して、Ｕ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれから、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ１、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ２、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ３のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ１〜ＳＵ３が接続される。
【０００５】
上述のような構成は一般に補助共振転流アームリンク式スナバインバータとも称されるものであり、このような構成のソフトスイッチングインバータでは、例えばＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ２をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ１の充電電流と共振用コンデンサＣ２の放電電流は、インダクタンスＬ１を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８へ流し、同時に、ＩＧＢＴＱ４とＱ６がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ３とＱ５をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ４とＣ６の充電電流と共振用コンデンサＣ３とＣ５の放電電流は、インダクタンスＬ２、Ｌ３を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８から供給する。
【０００６】
従って、このように共振用コンデンサとインダクタンスとの共振電流によって、共振用コンデンサを充放電することで、ＩＧＢＴがターンＯＦＦし、共振用コンデンサが充電する場合、共振用コンデンサが与える時定数によるＩＧＢＴに印加される電圧の上昇の遅れから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）が実現し、逆にＩＧＢＴがターンＯＮする前に、共振用コンデンサを放電する場合、転流ダイオードが導通することによりＩＧＢＴへ加えられる電圧、電流が”ゼロ”となることから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）、及びＺＣＳ（Zero current Switching：ゼロ電流スイッチング）が実現するため、スイッチング素子のターンＯＦＦ、またはターンＯＮ時に発生する損失を少なくすることができる。
【０００７】
また、図８も、従来例のソフトスイッチングインバータであって、補助共振ＡＣリンク式スナバインバータとも称されるものであり、図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータと同様に、直流電源３の両端に、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６と共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６とが接続されたＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したインバータ部と、インバータ部のＵ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれの間に、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ４、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ５、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ６のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ４〜ＳＵ６が接続された構成からなる。
図８の補助共振ＡＣリンク式スナバインバータと図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータとの動作の違いは、共振用コンデンサを充放電させる電流の経路が違うだけで、各スイッチング素子であるＩＧＢＴがＺＶＳ、ＺＣＳに至る原理は同じである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来例のソフトスイッチングインバータにおいては、インバータ部を形成するスイッチング素子に並列に設けられた共振用コンデンサと、インバータ部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応して設けられた３個のインダクタンスによる共振回路を形成することは、スイッチング素子に流れる電流を印加される電圧を制御できるため、スイッチング素子において発生するターンＯＮ、またはターンＯＦＦ時の損失を少なくするために有効である。
しかし、インダクタンスに要求されるコア容積が、導通ピーク電流により決定されるため、制御する負荷電流が増大するに伴い、インダクタンスの重量、及び容積が増大し、特に負荷電流と同等以上の電流を流すインダクタンスを３個必要とする従来例のソフトスイッチングインバータでは、インダクタンスによる重量と容積の増加により、軽量化、及び小型化ができないという問題があった。
また、３相ブリッジ構造に接続された６個の各スイッチング素子に対して、それぞれ並列に共振用コンデンサを設ける必要があるため、コンデンサによる容積の増加により、小型化ができないという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、重量、及び容積において軽量化、及び小型化が可能な共振形インバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る共振形インバータは、３相ブリッジ接続された６個の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６）と、スイッチング制御により導通または遮断される前記主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された６個の転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ１〜Ｄ６）とを備え、３相ブリッジの各相を構成すると共に、電源の両端に２個ずつ直列に接続された３組の前記主スイッチング素子同士の各接続点を、負荷（例えば実施の形態のモータ１）を接続するための３相出力端子とするソフトスイッチングを行うための共振形インバータにおいて、単一方向に電流を通過させる６個の補助スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２）が３相ブリッジ接続されると共に、３組の前記補助スイッチング素子同士の各接続点が前記３相出力端子にそれぞれ接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反対側に接続された１個の共振用のインダクタンス（例えば実施の形態の共振用インダクタンスＬｒ）と、前記３相出力端子の各端子間に接続された３個の共振用コンデンサ（例えば実施の形態の共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３）とを設け、３個の前記共振用コンデンサと１個の前記インダクタンスとが共振回路を形成することを特徴とする。
【００１１】
以上の構成を備えた共振形インバータは、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減した状態で、６個の主スイッチング素子からなる共振形インバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえたソフトスイッチングを行い、効率的に共振形インバータを動作させることを可能とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の一実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
図１において、本実施の形態の共振形インバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を主スイッチング素子として用いたインバータ部を構成する主回路２Ａと、例えばＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２を単方向スイッチング素子として用いた補助スイッチング素子と共振用インダクタンスＬｒからなる共振部を構成する補助回路２Ｂとから構成される。なお、スイッチング素子としてＱ１〜Ｑ１２に用いる素子は、ＩＧＢＴに限らず、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。
【００１３】
また、主回路２Ａは、直流電源３に並列接続された平滑コンデンサＣ９の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と転流ダイオードのアノード端子、ＩＧＢＴのエミッタ端子と転流ダイオードのカソード端子がそれぞれ接続される形で接続される。
【００１４】
また、主回路２ＡにおけるＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子のそれぞれの接続点は、本実施の形態の共振形インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相出力端子であって、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子がそれぞれ接続されると共に、３相出力端子の各端子間には、それぞれ共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３が接続される。
【００１５】
ここで、共振用コンデンサは、Ｕ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子との接続点）と、Ｖ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ１が、Ｖ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ２が、Ｕ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子との間に共振用コンデンサＣ３が、それぞれ接続される。
【００１６】
更に、主回路２Ａの３相出力端子には、補助回路２Ｂが接続される。補助回路２Ｂは、３相出力端子に接続された共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３と共振回路を形成するための共振用インダクタンスＬｒの両端に、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２をＵ’相、Ｖ’相、Ｗ’相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１のコレクタ端子側には、保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と保護ダイオードのアノード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。同様に、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２のエミッタ端子側には、保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がＩＧＢＴのエミッタ端子と保護ダイオードのカソード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。なお、ここでは、単方向スイッチング素子と保護ダイオードとの直列回路を補助スイッチング素子と定義する。
【００１７】
また、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１がコレクタ端子側に接続され、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２は保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がエミッタ端子側に接続されると説明したが、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１が保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１をエミッタ端子側に接続し、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２が保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２をコレクタ端子側に接続しても良い。また、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２の全てのＩＧＢＴがコレクタ端子側に保護ダイオードを接続しても良いし、逆に全てのＩＧＢＴがエミッタ端子側に保護ダイオードを接続しても良く、保護ダイオードによりＩＧＢＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＩＧＢＴが保護されれば良い。
【００１８】
更に、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたような場合も同様で、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に保護ダイオードのアノード端子、またはＭＯＳＦＥＴのソース端子に保護ダイオードのカソード端子を接続するどちらかの直列接続により、保護ダイオードによりＭＯＳＦＥＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＭＯＳＦＥＴが保護されれば良い。また、単方向スイッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた場合、補助スイッチング素子に保護ダイオードは必要ない。
【００１９】
また、主回路２Ａの３相出力端子と補助回路２Ｂとの接続は、３相出力端子のＵ相の端子と、補助回路２ＢのＵ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ７を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ８を含む補助スイッチング素子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、補助回路２ＢのＶ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ９を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１０を含む補助スイッチング素子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、補助回路２ＢのＷ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ１１を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１２を含む補助スイッチング素子の接続点とを、それぞれ接続する。
【００２０】
具体的には、図１の回路構成では、３相出力端子のＵ相の端子と、ＩＧＢＴＱ７のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ８のコレクタ端子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、ＩＧＢＴＱ９のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１０のコレクタ端子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、ＩＧＢＴＱ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１２のコレクタ端子の接続点とを、それぞれ接続する。
なお、前述のように補助スイッチング素子を構成するＩＧＢＴと保護ダイオードの接続が入れ替わる時には、適宜接続される端子名を読み替えるものとする。
また、図１の回路の動作説明を簡単化するために、直流電源３の負極端子は接地されているものとする。
【００２１】
次に、図面を用いて本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記を先に定義する。まず、各部分の電圧や電流について、
（１）ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路の両端に加わるＱ１のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ１、また、ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路から負荷（モータ１）へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ１
同様に、
（２）ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路の両端に加わるＩＧＢＴＱ３のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ３、また、ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ３
（３）ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路の両端に加わるＱ５のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ５、また、ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ５
と定義する。
【００２２】
また、上記（１）〜（３）とは電流の正負の方向定義が逆となる各部分の電圧や電流について、
（４）ＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路の両端に加わるＱ２のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ２、また、負荷からＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ２
同様に、
（５）ＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路の両端に加わるＱ４のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ４、また、負荷からＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ４
（６）ＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路の両端に加わるＱ６のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ６、また、負荷からＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ６
と定義する。
【００２３】
更に、負荷のみに流れる３相の電流を、負荷へ流れ込む方向を正方向として、それぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと定義する。
また、共振用コンデンサＣ１の両端に加わるＵ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＡＡ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ１、共振用コンデンサＣ２の両端に加わるＶ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＢＢ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ２、共振用コンデンサＣ３の両端に加わるＷ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＣＣ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ３と定義する。
【００２４】
また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦの定義については、主回路２ＡのＵ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＮの状態を”０”と表し、同様にＶ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＮの状態を”０”とする。Ｗ相も上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＦＦの状態を”１”、Ｗ相の上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を”０”とする。
【００２５】
また、補助回路２ＢのＵ’相の上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ’相の下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＦＦの状態を”０”と表し、同様にＶ’相は上段側のＩＧＢＴＱ９がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。Ｗ’相も上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１２のＯＦＦの状態を”１”、Ｗ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１２がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。
従って、例えば（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）と表した場合、ＩＧＢＴＱ１がＯＮ、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ３がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ４がＯＮ、ＩＧＢＴＱ５がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を示す。
【００２６】
なお、図１の部品配置において、上側に配置されるＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１を”Ｈ”側のスイッチング素子、下側に配置されるＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２を”Ｌ”側のスイッチング素子とする。
また、Ｈ側とＬ側の両方のＩＧＢＴがＯＦＦしている状態は、”０”、”１”では表せないので、図６の波形図では、”０”と”１”の中点を記載し、注釈として”Ｈ、Ｌ同時ＯＦＦ”と記載する。
【００２７】
更に、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作は、本実施の形態の共振形インバータの制御モードを説明する一例として、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を、それぞれ、
（ａ）モード１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常モード
（ｂ）モード２：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード
（ｃ）モード３：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振モード
（ｄ）モード４：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で回生モード
（ｅ）モード５：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モード
（ｆ）モード６：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その１）
（ｇ）モード７：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その２）
（ｈ）モード８：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振モード
（ｉ）モード９：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その１）
（ｊ）モード１０：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その２）
（ｋ）モード１１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モード
のように定義して説明する。
【００２８】
なお、上記以外の制御の場合も、回路の動作は同様である。なお、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作図は、図１に示す回路図に対応して、その動作が重要な素子のみを記述して説明している。
また、図６の波形図では、最下段に示したモード番号が上記モード１からモード１１のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００２９】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記に基づいて、図２から図６の図面を参照して本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。
まず、（ａ）モード１では、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常状態であるから、直流電源３からＩＧＢＴＱ１を経てモータ１のＵ相端子に向けて流れた電流は、モータ１のＶ相端子とＷ相端子から、それぞれＩＧＢＴＱ４とＱ６を流れて直流電源３へ戻る。また、モード１の定常状態では、補助回路２ＢのＨ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２がＯＮ状態で、Ｌ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１がＯＦＦ状態であるが、保護ダイオードＤ７、Ｄ１０、Ｄ１２により電流導通経路が阻止されるため、共振用インダクタンスＬｒには電流は流れない。
【００３０】
次に、モード１の状態において、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ７、Ｑ１２をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１１をターンＯＮして、（ｂ）モード２の共振初期電流蓄積モードへ移行すると、ＩＧＢＴＱ１からモータ１のＵ相端子へ流れる電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ４とＱ６を介して直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３１】
この時、共振用コンデンサＣ１には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉ（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］）が印加されている。また、共振用コンデンサＣ２には、ＩＧＢＴＱ４、Ｑ６が導通しているため、電圧は印加されていない。また、共振用コンデンサＣ３には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉが逆方向（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］）に印加されている。
【００３２】
電流ＩＬｒが十分蓄積され、電流ＩＬｒが、モータ１に流れる負荷電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかと同程度の電流量（電流は流れる方向により正負の区別があるので、絶対値で比較する）になったら、ここでＩＧＢＴＱ１、Ｑ６をターンＯＦＦして、（ｃ）モード３の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まり、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から電位０［Ｖ］へ変化する。
【００３３】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ１１を介してＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ１１を介してＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。
【００３４】
しかし、ＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ１とＱ６は、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している（電流ＩＬｒの点線は、絶対値を負荷電流Ｉｖ、Ｉｗと比較していることを表す）。また、ＩＧＢＴＱ１とＱ６のＺＶＳをＡ点とＢ点で示す。
【００３５】
このように、モード３の共振モードでは、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード１の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ２とＤ５を介して流れるようになる。
【００３６】
ここで、転流ダイオードＤ２とＤ５に並列に接続されたＩＧＢＴＱ２とＱ５をターンＯＮして（ｄ）モード４の回生モードへ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ２とＱ５は、ＩＧＢＴＱ２とＱ５の両端電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ２とＤ５へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ２とＱ５には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ２とＱ５のＺＶＳ、ＺＣＳをＣ点とＤ点で示す。
【００３７】
また、モード４の回生モードでは、モータ１の回生エネルギーと共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーとで、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を介して直流電源３のプラス側へ流れる回生電流と、モータ１のＶ相端子からＩＧＢＴＱ４を介して直流電源３のマイナス側へ流れる回生電流、ＩＧＢＴＱ２を流れてモータ１のＵ相端子へ流れる回生電流、更にはＩＧＢＴＱ８、共振用インダクタンスＬｒ、ＩＧＢＴＱ１１と流れる電流が発生する。
しかし、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧Ｅｉが逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると保護ダイオードＤ８、Ｄ１１により直流電源３の電源電圧ＥｉによるＩＧＢＴＱ８とＱ１１へのエミッタ側に流れようとする電流は阻止され、（ｅ）モード５の定常モードへ移行する。
【００３８】
モード５は（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モードであって、次に、ここから（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モードへ移行する場合を説明する。
まず、モード５の定常モードにおいて、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２をターンＯＮして、（ｆ）モード６の共振初期電流蓄積モード（その１）の状態へ移行すると、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を流れていたモータ１の回生電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介してモータ１、あるいは直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３９】
この状態で、電流ＩＬｒが、負荷電流Ｉｕ、またはＩｗを越える電流量になると、（ｇ）モード７の共振初期電流蓄積モード（その２）へ移行し、転流ダイオードＤ２、Ｄ５を流れていた電流がなくなり、ＩＧＢＴＱ２とＱ５に正方向の電流が流れるようになる。ここで、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５をターンＯＦＦすると、（ｈ）モード８の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介して、ＡＡ点もＢＢ点も電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサＣ１の充放電は発生しない。
【００４０】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、ＩＧＢＴＱ１２を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ９を介してＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。
また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ７を介してＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
【００４１】
しかし、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５は、ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している。また、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５のＺＶＳをそれぞれＥ点とＦ点とＧ点で示す。
【００４２】
このように、モード８の共振モードでも、モード３の共振モードと同様に、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード５の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６を介して流れるようになる。
【００４３】
ここで、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６に並列に接続されたＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６をターンＯＮして（ｉ）モード９の回生モード（その１）へ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６の両端電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ６が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６のＺＶＳ、ＺＣＳをＨ点とＩ点とＪ点で示す。
【００４４】
また、この状態を続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより流れていた転流ダイオードＤ１とＤ６の電流が流れなくなり、ＩＧＢＴＱ１とＱ６に正方向にモータ１の回生電流が流れる（ｊ）モード１０の回生モード（その２）へ移行する。
更に、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧が逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると、直流電源３の電源電圧によるＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタ側へ流れようとする電流は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１２により阻止され、（ｋ）モード１１の定常モードへ移行する。
【００４５】
以上、本実施の形態の共振形インバータにおいて、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を説明したが、共振形インバータに空間ベクトルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行うにあたり、他の制御ベクトル間の遷移における共振形インバータの動作も、上述の（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
なお、定常モードのように、補助回路２Ｂにおいて共振電流が流れていない場合の補助スイッチング素子ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２はいずれもオフとしても動作可能である。
【００４６】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の共振形インバータによれば、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減し、重量、及び容積における軽量化、及び小型化と、共振形インバータの損失の発生を押さえたソフトスイッチングが可能な共振形のインバータ回路を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
【図２】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図３】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図４】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図５】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図６】 同実施の形態の共振形インバータのモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図７】 従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【図８】 従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１ モータ
２Ａ 主回路
２Ｂ 補助回路
３ 直流電源（Ｅｉ）
Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ６ 転流ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ 共振用コンデンサ
Ｃ９ 平滑コンデンサ
Ｑ７〜Ｑ１２ ＩＧＢＴ
Ｄ７〜Ｄ１２ 保護ダイオード
Ｌｒ 共振用インダクタンス
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ等の負荷を駆動するための共振形インバータに関し、特にソフトスイッチングを行うための共振回路を備えた共振形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、モータ等の負荷を駆動するためのインバータ回路にあっては、米国特許第５７１０６９８号公報、米国特許第５６４２２７３号公報、米国特許第５０４７９１３号公報等に記載の技術がある。これらによると、例えば、図７に示すように、従来例のソフトスイッチングインバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴ（ Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング素子として用いたインバータ部から構成される。
【０００３】
インバータ部は、例えば電圧Ｅｉの直流電源３の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode ）Ｄ１〜Ｄ６が接続される。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間に印加されるサージ電圧を吸収すると共に、後述するインダクタンスと共振回路を構成する共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６も接続される。
【０００４】
更に、インバータ部には、直流電源３に平滑コンデンサＣ９が接続され、この平滑コンデンサＣ９の両端に直列に接続された中点電圧保持のための中点電圧保持用コンデンサＣ７とＣ８の接続点に対して、Ｕ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれから、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ１、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ２、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ３のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ１〜ＳＵ３が接続される。
【０００５】
上述のような構成は一般に補助共振転流アームリンク式スナバインバータとも称されるものであり、このような構成のソフトスイッチングインバータでは、例えばＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ２をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ１の充電電流と共振用コンデンサＣ２の放電電流は、インダクタンスＬ１を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８へ流し、同時に、ＩＧＢＴＱ４とＱ６がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ３とＱ５をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ４とＣ６の充電電流と共振用コンデンサＣ３とＣ５の放電電流は、インダクタンスＬ２、Ｌ３を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８から供給する。
【０００６】
従って、このように共振用コンデンサとインダクタンスとの共振電流によって、共振用コンデンサを充放電することで、ＩＧＢＴがターンＯＦＦし、共振用コンデンサが充電する場合、共振用コンデンサが与える時定数によるＩＧＢＴに印加される電圧の上昇の遅れから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）が実現し、逆にＩＧＢＴがターンＯＮする前に、共振用コンデンサを放電する場合、転流ダイオードが導通することによりＩＧＢＴへ加えられる電圧、電流が”ゼロ”となることから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）、及びＺＣＳ（Zero current Switching：ゼロ電流スイッチング）が実現するため、スイッチング素子のターンＯＦＦ、またはターンＯＮ時に発生する損失を少なくすることができる。
【０００７】
また、図８も、従来例のソフトスイッチングインバータであって、補助共振ＡＣリンク式スナバインバータとも称されるものであり、図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータと同様に、直流電源３の両端に、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６と共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６とが接続されたＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したインバータ部と、インバータ部のＵ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれの間に、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ４、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ５、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ６のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ４〜ＳＵ６が接続された構成からなる。
図８の補助共振ＡＣリンク式スナバインバータと図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータとの動作の違いは、共振用コンデンサを充放電させる電流の経路が違うだけで、各スイッチング素子であるＩＧＢＴがＺＶＳ、ＺＣＳに至る原理は同じである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来例のソフトスイッチングインバータにおいては、インバータ部を形成するスイッチング素子に並列に設けられた共振用コンデンサと、インバータ部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応して設けられた３個のインダクタンスによる共振回路を形成することは、スイッチング素子に流れる電流を印加される電圧を制御できるため、スイッチング素子において発生するターンＯＮ、またはターンＯＦＦ時の損失を少なくするために有効である。
しかし、インダクタンスに要求されるコア容積が、導通ピーク電流により決定されるため、制御する負荷電流が増大するに伴い、インダクタンスの重量、及び容積が増大し、特に負荷電流と同等以上の電流を流すインダクタンスを３個必要とする従来例のソフトスイッチングインバータでは、インダクタンスによる重量と容積の増加により、軽量化、及び小型化ができないという問題があった。
また、３相ブリッジ構造に接続された６個の各スイッチング素子に対して、それぞれ並列に共振用コンデンサを設ける必要があるため、コンデンサによる容積の増加により、小型化ができないという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、重量、及び容積において軽量化、及び小型化が可能な共振形インバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る共振形インバータは、３相ブリッジ接続された６個の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６）と、スイッチング制御により導通または遮断される前記主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された６個の転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ１〜Ｄ６）とを備え、３相ブリッジの各相を構成すると共に、電源の両端に２個ずつ直列に接続された３組の前記主スイッチング素子同士の各接続点を、負荷（例えば実施の形態のモータ１）を接続するための３相出力端子とするソフトスイッチングを行うための共振形インバータにおいて、単一方向に電流を通過させる６個の補助スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２）が３相ブリッジ接続されると共に、３組の前記補助スイッチング素子同士の各接続点が前記３相出力端子にそれぞれ接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反対側に接続された１個の共振用のインダクタンス（例えば実施の形態の共振用インダクタンスＬｒ）と、前記３相出力端子の各端子間に接続された３個の共振用コンデンサ（例えば実施の形態の共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３）とを設け、３個の前記共振用コンデンサと１個の前記インダクタンスとが共振回路を形成することを特徴とする。
【００１１】
以上の構成を備えた共振形インバータは、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減した状態で、６個の主スイッチング素子からなる共振形インバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえたソフトスイッチングを行い、効率的に共振形インバータを動作させることを可能とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の一実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
図１において、本実施の形態の共振形インバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を主スイッチング素子として用いたインバータ部を構成する主回路２Ａと、例えばＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２を単方向スイッチング素子として用いた補助スイッチング素子と共振用インダクタンスＬｒからなる共振部を構成する補助回路２Ｂとから構成される。なお、スイッチング素子としてＱ１〜Ｑ１２に用いる素子は、ＩＧＢＴに限らず、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。
【００１３】
また、主回路２Ａは、直流電源３に並列接続された平滑コンデンサＣ９の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と転流ダイオードのアノード端子、ＩＧＢＴのエミッタ端子と転流ダイオードのカソード端子がそれぞれ接続される形で接続される。
【００１４】
また、主回路２ＡにおけるＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子のそれぞれの接続点は、本実施の形態の共振形インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相出力端子であって、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子がそれぞれ接続されると共に、３相出力端子の各端子間には、それぞれ共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３が接続される。
【００１５】
ここで、共振用コンデンサは、Ｕ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子との接続点）と、Ｖ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ１が、Ｖ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ２が、Ｕ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子との間に共振用コンデンサＣ３が、それぞれ接続される。
【００１６】
更に、主回路２Ａの３相出力端子には、補助回路２Ｂが接続される。補助回路２Ｂは、３相出力端子に接続された共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３と共振回路を形成するための共振用インダクタンスＬｒの両端に、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２をＵ’相、Ｖ’相、Ｗ’相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１のコレクタ端子側には、保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と保護ダイオードのアノード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。同様に、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２のエミッタ端子側には、保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がＩＧＢＴのエミッタ端子と保護ダイオードのカソード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。なお、ここでは、単方向スイッチング素子と保護ダイオードとの直列回路を補助スイッチング素子と定義する。
【００１７】
また、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１がコレクタ端子側に接続され、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２は保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がエミッタ端子側に接続されると説明したが、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１が保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１をエミッタ端子側に接続し、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２が保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２をコレクタ端子側に接続しても良い。また、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２の全てのＩＧＢＴがコレクタ端子側に保護ダイオードを接続しても良いし、逆に全てのＩＧＢＴがエミッタ端子側に保護ダイオードを接続しても良く、保護ダイオードによりＩＧＢＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＩＧＢＴが保護されれば良い。
【００１８】
更に、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたような場合も同様で、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に保護ダイオードのアノード端子、またはＭＯＳＦＥＴのソース端子に保護ダイオードのカソード端子を接続するどちらかの直列接続により、保護ダイオードによりＭＯＳＦＥＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＭＯＳＦＥＴが保護されれば良い。また、単方向スイッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた場合、補助スイッチング素子に保護ダイオードは必要ない。
【００１９】
また、主回路２Ａの３相出力端子と補助回路２Ｂとの接続は、３相出力端子のＵ相の端子と、補助回路２ＢのＵ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ７を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ８を含む補助スイッチング素子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、補助回路２ＢのＶ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ９を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１０を含む補助スイッチング素子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、補助回路２ＢのＷ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ１１を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１２を含む補助スイッチング素子の接続点とを、それぞれ接続する。
【００２０】
具体的には、図１の回路構成では、３相出力端子のＵ相の端子と、ＩＧＢＴＱ７のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ８のコレクタ端子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、ＩＧＢＴＱ９のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１０のコレクタ端子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、ＩＧＢＴＱ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１２のコレクタ端子の接続点とを、それぞれ接続する。
なお、前述のように補助スイッチング素子を構成するＩＧＢＴと保護ダイオードの接続が入れ替わる時には、適宜接続される端子名を読み替えるものとする。
また、図１の回路の動作説明を簡単化するために、直流電源３の負極端子は接地されているものとする。
【００２１】
次に、図面を用いて本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記を先に定義する。まず、各部分の電圧や電流について、
（１）ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路の両端に加わるＱ１のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ１、また、ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路から負荷（モータ１）へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ１
同様に、
（２）ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路の両端に加わるＩＧＢＴＱ３のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ３、また、ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ３
（３）ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路の両端に加わるＱ５のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ５、また、ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ５
と定義する。
【００２２】
また、上記（１）〜（３）とは電流の正負の方向定義が逆となる各部分の電圧や電流について、
（４）ＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路の両端に加わるＱ２のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ２、また、負荷からＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ２
同様に、
（５）ＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路の両端に加わるＱ４のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ４、また、負荷からＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ４
（６）ＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路の両端に加わるＱ６のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ６、また、負荷からＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ６
と定義する。
【００２３】
更に、負荷のみに流れる３相の電流を、負荷へ流れ込む方向を正方向として、それぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと定義する。
また、共振用コンデンサＣ１の両端に加わるＵ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＡＡ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ１、共振用コンデンサＣ２の両端に加わるＶ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＢＢ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ２、共振用コンデンサＣ３の両端に加わるＷ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＣＣ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ３と定義する。
【００２４】
また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦの定義については、主回路２ＡのＵ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＮの状態を”０”と表し、同様にＶ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＮの状態を”０”とする。Ｗ相も上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＦＦの状態を”１”、Ｗ相の上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を”０”とする。
【００２５】
また、補助回路２ＢのＵ’相の上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ’相の下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＦＦの状態を”０”と表し、同様にＶ’相は上段側のＩＧＢＴＱ９がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。Ｗ’相も上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１２のＯＦＦの状態を”１”、Ｗ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１２がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。
従って、例えば（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）と表した場合、ＩＧＢＴＱ１がＯＮ、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ３がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ４がＯＮ、ＩＧＢＴＱ５がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を示す。
【００２６】
なお、図１の部品配置において、上側に配置されるＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１を”Ｈ”側のスイッチング素子、下側に配置されるＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２を”Ｌ”側のスイッチング素子とする。
また、Ｈ側とＬ側の両方のＩＧＢＴがＯＦＦしている状態は、”０”、”１”では表せないので、図６の波形図では、”０”と”１”の中点を記載し、注釈として”Ｈ、Ｌ同時ＯＦＦ”と記載する。
【００２７】
更に、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作は、本実施の形態の共振形インバータの制御モードを説明する一例として、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を、それぞれ、
（ａ）モード１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常モード
（ｂ）モード２：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード
（ｃ）モード３：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振モード
（ｄ）モード４：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で回生モード
（ｅ）モード５：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モード
（ｆ）モード６：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その１）
（ｇ）モード７：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その２）
（ｈ）モード８：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振モード
（ｉ）モード９：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その１）
（ｊ）モード１０：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その２）
（ｋ）モード１１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モード
のように定義して説明する。
【００２８】
なお、上記以外の制御の場合も、回路の動作は同様である。なお、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作図は、図１に示す回路図に対応して、その動作が重要な素子のみを記述して説明している。
また、図６の波形図では、最下段に示したモード番号が上記モード１からモード１１のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００２９】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記に基づいて、図２から図６の図面を参照して本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。
まず、（ａ）モード１では、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常状態であるから、直流電源３からＩＧＢＴＱ１を経てモータ１のＵ相端子に向けて流れた電流は、モータ１のＶ相端子とＷ相端子から、それぞれＩＧＢＴＱ４とＱ６を流れて直流電源３へ戻る。また、モード１の定常状態では、補助回路２ＢのＨ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２がＯＮ状態で、Ｌ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１がＯＦＦ状態であるが、保護ダイオードＤ７、Ｄ１０、Ｄ１２により電流導通経路が阻止されるため、共振用インダクタンスＬｒには電流は流れない。
【００３０】
次に、モード１の状態において、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ７、Ｑ１２をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１１をターンＯＮして、（ｂ）モード２の共振初期電流蓄積モードへ移行すると、ＩＧＢＴＱ１からモータ１のＵ相端子へ流れる電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ４とＱ６を介して直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３１】
この時、共振用コンデンサＣ１には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉ（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］）が印加されている。また、共振用コンデンサＣ２には、ＩＧＢＴＱ４、Ｑ６が導通しているため、電圧は印加されていない。また、共振用コンデンサＣ３には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉが逆方向（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］）に印加されている。
【００３２】
電流ＩＬｒが十分蓄積され、電流ＩＬｒが、モータ１に流れる負荷電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかと同程度の電流量（電流は流れる方向により正負の区別があるので、絶対値で比較する）になったら、ここでＩＧＢＴＱ１、Ｑ６をターンＯＦＦして、（ｃ）モード３の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まり、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から電位０［Ｖ］へ変化する。
【００３３】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ１１を介してＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ１１を介してＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。
【００３４】
しかし、ＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ１とＱ６は、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している（電流ＩＬｒの点線は、絶対値を負荷電流Ｉｖ、Ｉｗと比較していることを表す）。また、ＩＧＢＴＱ１とＱ６のＺＶＳをＡ点とＢ点で示す。
【００３５】
このように、モード３の共振モードでは、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード１の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ２とＤ５を介して流れるようになる。
【００３６】
ここで、転流ダイオードＤ２とＤ５に並列に接続されたＩＧＢＴＱ２とＱ５をターンＯＮして（ｄ）モード４の回生モードへ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ２とＱ５は、ＩＧＢＴＱ２とＱ５の両端電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ２とＤ５へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ２とＱ５には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ２とＱ５のＺＶＳ、ＺＣＳをＣ点とＤ点で示す。
【００３７】
また、モード４の回生モードでは、モータ１の回生エネルギーと共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーとで、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を介して直流電源３のプラス側へ流れる回生電流と、モータ１のＶ相端子からＩＧＢＴＱ４を介して直流電源３のマイナス側へ流れる回生電流、ＩＧＢＴＱ２を流れてモータ１のＵ相端子へ流れる回生電流、更にはＩＧＢＴＱ８、共振用インダクタンスＬｒ、ＩＧＢＴＱ１１と流れる電流が発生する。
しかし、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧Ｅｉが逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると保護ダイオードＤ８、Ｄ１１により直流電源３の電源電圧ＥｉによるＩＧＢＴＱ８とＱ１１へのエミッタ側に流れようとする電流は阻止され、（ｅ）モード５の定常モードへ移行する。
【００３８】
モード５は（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モードであって、次に、ここから（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モードへ移行する場合を説明する。
まず、モード５の定常モードにおいて、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２をターンＯＮして、（ｆ）モード６の共振初期電流蓄積モード（その１）の状態へ移行すると、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を流れていたモータ１の回生電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介してモータ１、あるいは直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３９】
この状態で、電流ＩＬｒが、負荷電流Ｉｕ、またはＩｗを越える電流量になると、（ｇ）モード７の共振初期電流蓄積モード（その２）へ移行し、転流ダイオードＤ２、Ｄ５を流れていた電流がなくなり、ＩＧＢＴＱ２とＱ５に正方向の電流が流れるようになる。ここで、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５をターンＯＦＦすると、（ｈ）モード８の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介して、ＡＡ点もＢＢ点も電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサＣ１の充放電は発生しない。
【００４０】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、ＩＧＢＴＱ１２を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ９を介してＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。
また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ７を介してＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
【００４１】
しかし、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５は、ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している。また、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５のＺＶＳをそれぞれＥ点とＦ点とＧ点で示す。
【００４２】
このように、モード８の共振モードでも、モード３の共振モードと同様に、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード５の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６を介して流れるようになる。
【００４３】
ここで、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６に並列に接続されたＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６をターンＯＮして（ｉ）モード９の回生モード（その１）へ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６の両端電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ６が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６のＺＶＳ、ＺＣＳをＨ点とＩ点とＪ点で示す。
【００４４】
また、この状態を続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより流れていた転流ダイオードＤ１とＤ６の電流が流れなくなり、ＩＧＢＴＱ１とＱ６に正方向にモータ１の回生電流が流れる（ｊ）モード１０の回生モード（その２）へ移行する。
更に、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧が逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると、直流電源３の電源電圧によるＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタ側へ流れようとする電流は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１２により阻止され、（ｋ）モード１１の定常モードへ移行する。
【００４５】
以上、本実施の形態の共振形インバータにおいて、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を説明したが、共振形インバータに空間ベクトルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行うにあたり、他の制御ベクトル間の遷移における共振形インバータの動作も、上述の（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
なお、定常モードのように、補助回路２Ｂにおいて共振電流が流れていない場合の補助スイッチング素子ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２はいずれもオフとしても動作可能である。
【００４６】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の共振形インバータによれば、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減し、重量、及び容積における軽量化、及び小型化と、共振形インバータの損失の発生を押さえたソフトスイッチングが可能な共振形のインバータ回路を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
【図２】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図３】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図４】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図５】 同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図６】 同実施の形態の共振形インバータのモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図７】 従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【図８】 従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１ モータ
２Ａ 主回路
２Ｂ 補助回路
３ 直流電源（Ｅｉ）
Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ６ 転流ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ 共振用コンデンサ
Ｃ９ 平滑コンデンサ
Ｑ７〜Ｑ１２ ＩＧＢＴ
Ｄ７〜Ｄ１２ 保護ダイオード
Ｌｒ 共振用インダクタンス
Claims (1)
- ３相ブリッジ接続された６個の主スイッチング素子と、スイッチング制御により導通または遮断される前記主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された６個の転流ダイオードとを備え、３相ブリッジの各相を構成すると共に、電源の両端に２個ずつ直列に接続された３組の前記主スイッチング素子同士の各接続点を、負荷を接続するための３相出力端子とするソフトスイッチングを行うための共振形インバータにおいて、
単一方向に電流を通過させる６個の補助スイッチング素子が３相ブリッジ接続されると共に、３組の前記補助スイッチング素子同士の各接続点が前記３相出力端子にそれぞれ接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反対側に接続された１個の共振用のインダクタンスと、
前記３相出力端子の各端子間に接続された３個の共振用コンデンサとを設け、
３個の前記共振用コンデンサと１個の前記インダクタンスとが共振回路を形成することを特徴とする共振形インバータ。
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