WO2024090345A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2024090345A1
WO2024090345A1 PCT/JP2023/037991 JP2023037991W WO2024090345A1 WO 2024090345 A1 WO2024090345 A1 WO 2024090345A1 JP 2023037991 W JP2023037991 W JP 2023037991W WO 2024090345 A1 WO2024090345 A1 WO 2024090345A1
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WO
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switching element
resonant
switching
power conversion
current
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/037991
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
修 田畑
康弘 新井
弘治 東山
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニックＩｐマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Publication of WO2024090345A1 publication Critical patent/WO2024090345A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device, and more specifically, to a power conversion device capable of converting DC power to AC power.
  • Patent Document 1 discloses a resonant inverter device (power conversion device).
  • the DC voltage of the DC voltage source is converted to AC voltage by an inverter section (power conversion circuit).
  • This inverter section is configured with six main switching elements bridge-connected in three phases (U-phase, V-phase, and W-phase) between the positive and negative bus bars.
  • two voltage-dividing capacitors are connected in series between the positive bus and the negative bus. These two voltage-dividing capacitors constitute a voltage-dividing means for dividing the DC voltage of the DC voltage source, and also constitute a means for generating a voltage that is half the DC voltage of the DC voltage source at the connection point between them. Furthermore, a resonant circuit section is provided between the two voltage-dividing capacitors and the inverter section for performing a resonant operation when the main switching element is switched.
  • This resonant circuit section is configured such that a series circuit consisting of a resonant reactor and an auxiliary switch is connected between the connection point of the two voltage-dividing capacitors and the connection point of the upper and lower arms of each phase, and a resonant capacitor is connected in parallel to each series circuit.
  • Each switching element and auxiliary switch is controlled on and off by the control unit.
  • Power conversion devices may need to be made smaller.
  • the purpose of this disclosure is to provide a power conversion device that can be made smaller.
  • a power conversion device includes a first DC terminal and a second DC terminal, a power conversion circuit, a plurality of AC terminals, a plurality of switches, a plurality of resonant capacitors, at least one resonant inductor, a regenerative capacitor, and a control device.
  • the power conversion circuit has a plurality of first switching elements and a plurality of second switching elements.
  • a plurality of switching circuits in which the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are connected in series in a one-to-one relationship are connected in parallel to each other.
  • the plurality of first switching elements are connected to the first DC terminal, and the plurality of second switching elements are connected to the second DC terminal.
  • the plurality of AC terminals correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • Each of the plurality of AC terminals is connected to a connection point of the first switching element and the second switching element in a corresponding one of the plurality of switching circuits.
  • the plurality of switches correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • Each of the plurality of switches has a first end and a second end, and the first end is connected to the connection point of the first switching element and the second switching element in a corresponding switching circuit among the plurality of switching circuits.
  • the plurality of resonance capacitors correspond one-to-one to the plurality of switches.
  • Each of the plurality of resonance capacitors is connected between the first end and the second DC terminal of a corresponding switch among the plurality of switches.
  • the at least one resonance inductor has a third end and a fourth end. In the at least one resonance inductor, the third end is connected to the second end of the corresponding switch among the plurality of switches.
  • the regeneration capacitor has a fifth end and a sixth end. In the regeneration capacitor, the fifth end is connected to the second DC terminal, and the sixth end is connected to the fourth end of the at least one resonance inductor.
  • the control device controls the on-off of each of the plurality of first switching elements, the plurality of second switching elements, and the plurality of switches.
  • the control device performs a charging control operation for charging the regeneration capacitor as a startup operation, and an inverter control operation for causing an output current to flow to each of the plurality of AC terminals.
  • a first control operation and a second control operation are alternately performed.
  • the first control operation at least one first switching element among the plurality of first switching elements is turned on, and at least one resonance capacitor corresponding to the at least one first switching element among the plurality of resonance capacitors is charged through a path passing through the first DC terminal and the at least one first switching element.
  • a switch corresponding to the at least one first switching element among the plurality of switches is turned on to charge the regenerative capacitor from the at least one resonance capacitor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is greater than 0 and the resonance capacitor is being charged.
  • FIG. 3 is another operation explanatory diagram when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is greater than 0 and the resonance capacitor is being charged.
  • FIG. 4 is a diagram showing a time change in duty and a time change in load current corresponding to voltage commands for each of three phases in an AC load connected to a plurality of AC terminals of the power conversion device according to the above embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is greater than 0 and the resonance capacitor is being charged.
  • FIG. 3 is another
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of a first current threshold value and a second current threshold value used by a control device in the power conversion device according to the above embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is greater than 0 and the resonant capacitor is discharging.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is less than 0 and the resonant capacitor is discharging.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is less than 0 and the resonance capacitor is being charged.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation when the control device in the power conversion device performs a basic operation when the load current is greater than 0 and the resonant capacitor is discharging.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of an operation when the control device
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of the voltage across the regenerative capacitor in the power conversion device.
  • FIG. 10 is a timing chart for explaining the charging control operation of the control device in the power conversion device.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of an operation when the control device performs a first control operation of the charge control operation in the power conversion device.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of an operation when the control device performs a second control operation of the charge control operation in the power conversion device.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a third modification of the first embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a fourth modification of the first embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a fifth modification of the first embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a sixth modification of the first embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to the second embodiment.
  • the power conversion device 100 includes a first DC terminal 31, a second DC terminal 32, and a plurality of (e.g., three) AC terminals 41.
  • a DC power source E1 is connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32, and an AC load RA1 is connected to the plurality of AC terminals 41.
  • the AC load RA1 is, for example, a three-phase motor.
  • the power conversion device 100 converts the DC output from the DC power source E1 into AC power and outputs it to the AC load RA1.
  • the DC power source E1 includes, for example, a solar cell or a fuel cell.
  • the DC power source E1 may include a DC-DC converter.
  • the AC power is, for example, three-phase AC power having a U phase, a V phase, and a W phase.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion circuit 11, a plurality of (e.g., three) switches 8, a plurality of (e.g., three) resonant capacitors 9, a regenerative capacitor 15, a resonant inductor L1, and a control device 50.
  • the power conversion device 100 further includes a protection circuit 17 and a capacitor C10.
  • Each of the plurality of switches 8 is, for example, a bidirectional switch.
  • the power conversion circuit 11 has a plurality (e.g., three) of first switching elements 1 and a plurality (e.g., three) of second switching elements 2.
  • a plurality (e.g., three) of switching circuits 10 in which a plurality of first switching elements 1 and a plurality of second switching elements 2 are connected in series in a one-to-one relationship, are connected in parallel with each other.
  • a plurality of first switching elements 1 are connected to a first DC terminal 31, and a plurality of second switching elements 2 are connected to a second DC terminal 32.
  • a plurality of AC terminals 41 correspond one-to-one to the plurality of switching circuits 10.
  • Each of the plurality of AC terminals 41 is connected to a connection point 3 of the first switching element 1 and the second switching element 2 in a corresponding one of the plurality of switching circuits 10.
  • a plurality of switches 8 correspond one-to-one to the plurality of switching circuits 10.
  • Each of the plurality of switches 8 has a first end 81 and a second end 82.
  • Each of the multiple switches 8 has a first end 81 connected to a connection point 3 between the first switching element 1 and the second switching element 2 in the corresponding switching circuit 10 among the multiple switching circuits 10.
  • the multiple resonance capacitors 9 correspond one-to-one to the multiple switches 8.
  • Each of the multiple resonance capacitors 9 is connected between the first end 81 of the corresponding switch 8 among the multiple switches 8 and the second DC terminal 32.
  • the resonance inductor L1 has a third end and a fourth end. In the resonance inductor L1, the third end is connected to the second end 82 of the corresponding switch 8 among the multiple switches 8 (three switches 8 in the example of FIG. 1).
  • the regenerative capacitor 15 has a fifth end 153 and a sixth end 154. In the regenerative capacitor 15, the fifth end 153 is connected to the second DC terminal 32, and the sixth end 154 is connected to the fourth end of the resonance inductor L1.
  • the control device 50 controls the multiple first switching elements 1, the multiple second switching elements 2, and the multiple switches 8.
  • the switching circuits 10 corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase of the multiple switching circuits 10 may be referred to as a switching circuit 10U, a switching circuit 10V, and a switching circuit 10W, respectively.
  • the first switching element 1 and the second switching element 2 of the switching circuit 10U may be referred to as a first switching element 1U and a second switching element 2U.
  • the first switching element 1 and the second switching element 2 of the switching circuit 10V may be referred to as a first switching element 1V and a second switching element 2V.
  • the first switching element 1 and the second switching element 2 of the switching circuit 10W may be referred to as a first switching element 1W and a second switching element 2W.
  • the connection point 3 between the first switching element 1U and the second switching element 2U may be referred to as the connection point 3U
  • the connection point 3 between the first switching element 1V and the second switching element 2V may be referred to as the connection point 3V
  • the connection point 3 between the first switching element 1W and the second switching element 2W may be referred to as the connection point 3W.
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3U may be referred to as the AC terminal 41U
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3V may be referred to as the AC terminal 41V
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3W may be referred to as the AC terminal 41W.
  • the resonant capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2U may be referred to as the resonant capacitor 9U
  • the resonant capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2V may be referred to as the resonant capacitor 9V
  • the resonant capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2W may be referred to as the resonant capacitor 9W.
  • switch 8U the switch 8 connected to connection point 3U
  • switch 8V the switch 8 connected to connection point 3V
  • switch 8W the switch 8 connected to connection point 3W
  • the high-potential output terminal (positive electrode) of the DC power source E1 is connected to the first DC terminal 31, and the low-potential output terminal (negative electrode) of the DC power source E1 is connected to the second DC terminal 32.
  • the U-phase terminal, V-phase terminal, and W-phase terminal of the AC load RA1 are connected to the three AC terminals 41U, 41V, and 41W, respectively.
  • each of the multiple (e.g., three) first switching elements 1 and the multiple (e.g., three) second switching elements 2 has a control terminal, a first main terminal, and a second main terminal.
  • the control terminals of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2 are connected to the control device 50.
  • the first main terminal of the first switching element 1 is connected to the first DC terminal 31
  • the second main terminal of the first switching element 1 is connected to the first main terminal of the second switching element 2
  • the second main terminal of the second switching element 2 is connected to the second DC terminal 32.
  • the first switching element 1 is a high-side switching element (P-side switching element), and the second switching element 2 is a low-side switching element (N-side switching element).
  • Each of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2 is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Therefore, the control terminal, the first main terminal, and the second main terminal of each of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2 are the gate terminal, the collector terminal, and the emitter terminal, respectively.
  • the power conversion circuit 11 further includes a plurality (three) of first diodes 4 connected in anti-parallel to a plurality (three) of first switching elements 1 in a one-to-one relationship, and a plurality (three) of second diodes 5 connected in anti-parallel to a plurality (three) of second switching elements 2 in a one-to-one relationship.
  • the anode of the first diode 4 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the first switching element 1 corresponding to the first diode 4
  • the cathode of the first diode 4 is connected to the first main terminal (collector terminal) of the first switching element 1 corresponding to the first diode 4.
  • the anode of the second diode 5 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the second switching element 2 corresponding to the second diode 5, and the cathode of the second diode 5 is connected to the first main terminal (collector terminal) of the second switching element 2 corresponding to the second diode 5.
  • connection point 3U between the first switching element 1U and the second switching element 2U is connected to, for example, the U-phase terminal of the AC load RA1 via the AC terminal 41U.
  • connection point 3V between the first switching element 1V and the second switching element 2V is connected to, for example, the V-phase of the AC load RA1 via the AC terminal 41V.
  • connection point 3W between the first switching element 1W and the second switching element 2W is connected to, for example, the W-phase of the AC load RA1 via the AC terminal 41W.
  • the multiple resonant capacitors 9 correspond one-to-one to the multiple switches 8. Each of the multiple resonant capacitors 9 is connected between the first end 81 and the second DC terminal 32 of the corresponding switch 8.
  • the power conversion device 100 has multiple resonant circuits.
  • the multiple resonant circuits include a resonant circuit having a resonant capacitor 9U and a resonant inductor L1, a resonant circuit having a resonant capacitor 9V and a resonant inductor L1, and a resonant circuit having a resonant capacitor 9W and a resonant inductor L1.
  • the multiple resonant circuits share the resonant inductor L1 in common.
  • Each of the multiple switches 8 has, for example, two first IGBTs 6 and second IGBTs 7 connected in inverse parallel.
  • the collector terminal of the first IGBT 6 is connected to the emitter terminal of the second IGBT 7, and the emitter terminal of the first IGBT 6 is connected to the collector terminal of the second IGBT 7.
  • the emitter terminal of the first IGBT 6 is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the switch 8 having the first IGBT 6.
  • the collector terminal of the second IGBT 7 is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the switch 8 having the second IGBT 7.
  • the switch 8U is connected to the connection point 3U of the first switching element 1U and the second switching element 2U.
  • the switch 8V is connected to the connection point 3V of the first switching element 1V and the second switching element 2V.
  • the switch 8W is connected to a connection point 3W between the first switching element 1W and the second switching element 2W.
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the switch 8U are referred to as the first IGBT 6U and the second IGBT 7U, respectively
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the switch 8V are referred to as the first IGBT 6V and the second IGBT 7V, respectively
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the switch 8W are referred to as the first IGBT 6W and the second IGBT 7W, respectively.
  • the multiple switches 8 are controlled by the control device 50.
  • the first IGBT 6U, the second IGBT 7U, the first IGBT 6V, the second IGBT 7V, the first IGBT 6W, and the second IGBT 7W are controlled by the control device 50.
  • the resonant inductor L1 has a third end and a fourth end.
  • the third end of the resonant inductor L1 is connected to a common connection point 25.
  • the second ends 82 of the multiple switches 8 are commonly connected to the common connection point 25.
  • the fourth end of the resonant inductor L1 is connected to the sixth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the regenerative capacitor 15 is connected between the fourth end of the resonant inductor L1 and the second DC terminal 32.
  • the regenerative capacitor 15 is, for example, a film capacitor.
  • the protection circuit 17 includes a third diode 13 and a fourth diode 14.
  • the third diode 13 is connected between the common connection point 25 and the first DC terminal 31.
  • the anode of the third diode 13 is connected to the common connection point 25.
  • the cathode of the third diode 13 is connected to the first DC terminal 31.
  • the fourth diode 14 is connected between the common connection point 25 and the second DC terminal 32.
  • the anode of the fourth diode 14 is connected to the second DC terminal 32.
  • the cathode of the fourth diode 14 is connected to the common connection point 25. Therefore, the fourth diode 14 is connected in series with the third diode 13.
  • Capacitor C10 is connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32, and is connected in parallel to the power conversion circuit 11.
  • Capacitor C10 is, for example, an electrolytic capacitor.
  • the control device 50 controls a plurality of first switching elements 1, a plurality of second switching elements 2, and a plurality of switches 8.
  • the execution subject of the control device 50 includes a computer system.
  • the computer system has one or more computers.
  • the computer system is mainly composed of a processor and a memory as hardware.
  • the processor executes a program recorded in the memory of the computer system, thereby realizing the function of the control device 50 as the execution subject in this disclosure.
  • the program may be pre-recorded in the memory of the computer system, or may be provided through an electric communication line, or may be recorded and provided on a non-transitory recording medium such as a memory card, an optical disk, or a hard disk drive (magnetic disk) that can be read by the computer system.
  • the processor of the computer system is composed of one or more electronic circuits including a semiconductor integrated circuit (IC) or a large-scale integrated circuit (LSI).
  • the multiple electronic circuits may be integrated in one chip, or may be distributed across multiple chips.
  • the multiple chips may be integrated in one device, or may be distributed across multiple devices.
  • the control device 50 outputs control signals SU1, SV1, SW1 that control the on/off of each of the multiple first switching elements 1U, 1V, 1W.
  • Each of the control signals SU1, SV1, SW1 is, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal whose potential level changes between a first potential level (hereinafter also referred to as a low level) and a second potential level (hereinafter also referred to as a high level) that is higher than the first potential level.
  • the first switching elements 1U, 1V, 1W are in an on state when the control signals SU1, SV1, SW1 are at a high level, and in an off state when the control signals SU1, SV1, SW1 are at a low level.
  • the control device 50 also outputs control signals SU2, SV2, SW2 that control the on/off of each of the multiple second switching elements 2U, 2V, 2W.
  • Each of the control signals SU2, SV2, and SW2 is, for example, a PWM signal whose potential level changes between a first potential level (hereinafter also referred to as a low level) and a second potential level (hereinafter also referred to as a high level) that is higher than the first potential level.
  • the second switching elements 2U, 2V, and 2W are turned on when the control signals SU2, SV2, and SW2 are at a high level, and turned off when they are at a low level.
  • the control device 50 uses a sawtooth carrier signal (see FIG. 2) to generate control signals SU1, SV1, SW1 corresponding to each of the first switching elements 1U, 1V, 1W, and control signals SU2, SV2, SW2 corresponding to each of the second switching elements 2U, 2V, 2W. More specifically, the control device 50 generates control signals SU1, SU2 to be provided to the first switching element 1U and the second switching element 2U, respectively, based on at least the carrier signal and a voltage command for the U phase. The control device 50 also generates control signals SV1, SV2 to be provided to the first switching element 1V and the second switching element 2V, respectively, based on at least the carrier signal and a voltage command for the V phase.
  • a sawtooth carrier signal see FIG. 2
  • the control device 50 also generates control signals SW1, SW2 to be provided to the first switching element 1W and the second switching element 2W, respectively, based on at least the carrier signal and a voltage command for the W phase.
  • the U-phase voltage command, V-phase voltage command, and W-phase voltage command are, for example, sinusoidal signals with a phase difference of 120°, and each value (voltage command value) changes over time.
  • the waveform of the carrier signal is not limited to a sawtooth waveform, and may be, for example, a triangular wave or a sawtooth wave obtained by inverting the sawtooth wave in FIG. 2.
  • the length of one cycle of the U-phase voltage command, V-phase voltage command, and W-phase voltage command is the same.
  • the length of one cycle of the U-phase voltage command, V-phase voltage command, and W-phase voltage command is longer than the length of one cycle of the carrier signal.
  • the duty of the control signal SU1 is shown as the U-phase duty.
  • the control device 50 compares the U-phase voltage command with the carrier signal to generate the control signal SU1 to be provided to the first switching element 1U.
  • the control device 50 also inverts the control signal SU1 to be provided to the first switching element 1U to generate the control signal SU2 to be provided to the second switching element 2U.
  • the control device 50 also sets a dead time period Td (see FIG. 2) between the high-level period of the control signal SU1 and the high-level period of the control signal SU2 so that the on periods of the first switching element 1U and the second switching element 2U do not overlap.
  • the duty of the control signal SV1 is shown as the V-phase duty.
  • the control device 50 compares the V-phase voltage command with the carrier signal to generate the control signal SV1 to be provided to the first switching element 1V.
  • the control device 50 also inverts the control signal SV1 to be provided to the first switching element 1V to generate the control signal SV2 to be provided to the second switching element 2V.
  • the control device 50 also sets a dead time period Td (see FIG. 2) between the high-level period of the control signal SV1 and the high-level period of the control signal SV2 so that the on periods of the first switching element 1V and the second switching element 2V do not overlap.
  • the duty of the control signal SW1 is shown as the W phase duty.
  • the control device 50 compares the voltage command of the W phase with the carrier signal to generate the control signal SW1 to be provided to the first switching element 1W.
  • the control device 50 also inverts the control signal SW1 to be provided to the first switching element 1W to generate the control signal SW2 to be provided to the second switching element 2W.
  • the control device 50 also sets a dead time period Td (see FIG. 3) between the high level period of the control signal SW1 and the high level period of the control signal SW2 so that the on periods of the first switching element 1W and the second switching element 2W do not overlap.
  • the U-phase voltage command, V-phase voltage command, and W-phase voltage command are, for example, sinusoidal signals whose phases differ by 120°, and whose values change over time. Therefore, the duty of the control signal SU1 (U-phase duty), the duty of the control signal SV1 (V-phase duty), and the duty of the control signal SW1 (W-phase duty) change in sinusoidal forms whose phases differ by 120°, for example, as shown in FIG. 4. Similarly, the duty of the control signal SU2, the duty of the control signal SV2, and the duty of the control signal SW2 change in sinusoidal forms whose phases differ by 120°.
  • the control device 50 generates the control signals SU1, SU2, SV1, SV2, SW1, and SW2 based on the carrier signal, the voltage commands, and information about the state of the AC load RA1.
  • the information about the state of the AC load RA1 includes, for example, detection values from a plurality of current sensors that detect output currents (hereinafter also referred to as load currents) iU, iV, and iW that flow through the U-phase, V-phase, and W-phase of the AC load RA1, respectively.
  • the multiple switches 8, the resonant inductor L1, the multiple resonant capacitors 9, and the regenerative capacitor 15 are provided to perform zero-voltage soft switching of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2.
  • control device 50 controls a plurality of switches 8 in addition to a plurality of first switching elements 1 and second switching elements 2 of the power conversion circuit 11.
  • the control device 50 generates control signals SU6, SU7, SV6, SV7, SW6, SW7 that control the on/off of the first IGBT6U, the second IGBT7U, the first IGBT6V, the second IGBT7V, the first IGBT6W, and the second IGBT7W, and outputs them to the gate terminals of the first IGBT6U, the second IGBT7U, the first IGBT6V, the second IGBT7V, the first IGBT6W, and the second IGBT7W.
  • the switch 8U can pass a charging current that flows through the path of the regenerative capacitor 15 - resonant inductor L1 - switch 8U - resonant capacitor 9U.
  • the charging current is a current that charges the resonant capacitor 9U.
  • the switch 8U can pass a discharging current that flows through the path of the resonant capacitor 9U - switch 8U - resonant inductor L1 - regenerative capacitor 15.
  • the discharging current is a current that discharges the charge in the resonant capacitor 9U.
  • the switch 8V can pass a charging current that flows through the path of the regenerative capacitor 15 - resonant inductor L1 - switch 8V - resonant capacitor 9V.
  • the charging current is a current that charges the resonant capacitor 9V.
  • the switch 8V can pass a discharging current that flows through the path of the resonant capacitor 9V - switch 8V - resonant inductor L1 - regenerative capacitor 15.
  • the discharging current is a current that discharges the charge of the resonant capacitor 9V.
  • the switch 8W can pass a charging current that flows through the path of the regenerative capacitor 15 - resonant inductor L1 - switch 8W - resonant capacitor 9W.
  • the charging current is a current that charges the resonant capacitor 9W.
  • the switch 8W can pass a discharging current that flows through the path of the resonant capacitor 9W - switch 8W - resonant inductor L1 - regenerative capacitor 15.
  • the discharging current is a current that discharges the charge of the resonant capacitor 9W.
  • the polarity of the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 is defined as positive when it flows in the direction of the arrow in Fig. 1, and the polarity of the current flowing in the opposite direction to the direction of the arrow in Fig. 1 is defined as negative.
  • the polarity of the load currents iU, iV, and iW flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase of the AC load RA1 is defined as positive when it flows in the direction of the arrow in Fig.
  • the control device 50 performs a charge control operation to charge the regenerative capacitor 15 as a startup operation of the power conversion device 100, and an inverter control operation to cause output currents iU, iV, and iW to flow through each of the multiple AC terminals 41 as a steady-state operation of the power conversion device 100.
  • the first IGBT 6U of the switch 8U may change from a state in which the first IGBT 6U of the switch 8U is in an on state and the current iL1 flows in the resonance inductor L1 with positive polarity to an off state.
  • the current iL1 flowing in the resonance inductor L1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the resonance inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the second IGBT 7U of the switch 8U may change from a state in which the second IGBT 7U of the switch 8U is in an on state and the current iL1 flows in the resonance inductor L1 with negative polarity to an off state.
  • the current iL1 flowing in the resonance inductor L1 flows through the path of the fourth diode 14-resonance inductor L1-regenerative capacitor 15 until the energy of the resonance inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the first IGBT 6V of the switch 8V may change from an ON state in which the current iL1 flows through the resonant inductor L1 with positive polarity to an OFF state in which the first IGBT 6V of the switch 8V.
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the second IGBT 7V of the switch 8V may change from an ON state in which the current iL1 flows through the resonant inductor L1 with negative polarity to an OFF state in which the second IGBT 7V of the switch 8V.
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 may flow through the path of the fourth diode 14-resonant inductor L1-regenerative capacitor 15 until the energy of the resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the first IGBT 6W of the switch 8W may be turned off from a state in which the first IGBT 6W of the switch 8W is on and the current iL1 flows through the resonant inductor L1 with positive polarity.
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the second IGBT 7W of the switch 8W may be turned off from a state in which the second IGBT 7W of the switch 8W is on and the current iL1 flows through the resonant inductor L1 with negative polarity.
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 flows through the path of the fourth diode 14 - resonant inductor L1 - regenerative capacitor 15 until the energy of the resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the control device 50 sets a dead time period Td between the high level period of the control signals SU1, SV1, SW1 to the first switching elements 1U, 1V, 1W and the high level period of the control signals SU2, SV2, SW2 to the second switching elements 2U, 2V, 2W for each of the multiple switching circuits 10.
  • the basic operation is an operation when no resonant current flows through two or more of the multiple switches 8 simultaneously in the resonant inductor L1. After explaining the basic operation, we will explain the operation when the control device 50 determines that a resonant current flows through two or more of the multiple switches 8 simultaneously.
  • the basic operation of the control device 50 differs depending on the polarity (positive/negative) of the load current flowing through the AC terminal 41 connected to the target switching element and the operation (charging operation/discharging operation) of the resonant capacitor 9 connected in series or parallel to the target switching element.
  • the load current has positive polarity when it flows from the AC terminal 41 to the AC load RA1, and has negative polarity when it flows from the AC load RA1 to the AC terminal 41.
  • the resonant capacitor 9 is charging, the voltage across the resonant capacitor 9 increases.
  • the resonant capacitor 9 is discharging, the voltage across the resonant capacitor 9 decreases.
  • the voltage across each of the multiple second switching elements 2 is the same as the voltage across the resonant capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2.
  • the control device 50 turns on the first IGBT 6 corresponding to the target first switching element 1.
  • the control device 50 causes the resonant inductor L1 and the resonant capacitor 9 connected to the target first switching element 1 to resonate, charging the resonant capacitor 9 from the regenerative capacitor 15, and setting the voltage across the target first switching element 1 to zero.
  • the power conversion device 100 can realize zero-voltage soft switching of the target first switching element 1.
  • FIG. 2 illustrates the control signals SU1 and SU2 given from the control device 50 to the first switching element 1U and the second switching element 2U of the switching circuit 10U when the target first switching element is the first switching element 1U of the switching circuit 10U.
  • FIG. 2 illustrates the control signal SU6 given from the control device 50 to the first IGBT 6U of the switch 8U, the load current iU flowing in the U-phase of the AC load RA1, the current iL1 flowing in the resonant inductor L1, the voltage V1u across the first switching element 1U, and the voltage V2u across the second switching element 2U.
  • FIG. 1 illustrates the control signals SU1 and SU2 given from the control device 50 to the first switching element 1U and the second switching element 2U of the switching circuit 10U when the target first switching element is the first switching element 1U of the switching circuit 10U.
  • FIG. 2 illustrates the control signal SU6 given from the control device 50 to the first IGBT 6U of the switch 8U,
  • FIG. 2 illustrates the control signals SV1 and SV2 given from the control device 50 to the first switching element 1V and the second switching element 2V of the switching circuit 10V when the target first switching element is the first switching element 1V of the switching circuit 10V.
  • FIG. 2 also illustrates the control signal SV6 provided from the control device 50 to the first IGBT 6V of the switch 8V, the load current iV flowing through the V phase of the AC load RA1, the current iL1 flowing through the resonant inductor L1, the voltage V1v across the first switching element 1V, and the voltage V2v across the second switching element 2V.
  • FIG. 2 also shows the dead time period Td set in the control device 50 to prevent the first switching element 1 and the second switching element 2, which are in phase, from being turned on at the same time.
  • FIG. 2 also shows the additional time Tau set in the control device 50 for the control signal SU6 of the first IGBT 6U of the switch 8U, and the additional time Tav set in the control device 50 for the control signal SV6 of the first IGBT 6V of the switch 8V.
  • the additional time Tau and the additional time Tav will be described later.
  • FIG. 3 illustrates control signals SW1 and SW2 provided from the control device 50 to the first switching element 1W and the second switching element 2W of the switching circuit 10W, respectively, when the target first switching element is the first switching element 1W of the switching circuit 10W.
  • FIG. 3 also illustrates the control signal SW6 provided from the control device 50 to the first IGBT 6W of the switch 8W, and the load current iW flowing through the W phase of the AC load RA1.
  • FIG. 3 also illustrates the current iL1 flowing through the resonant inductor L1.
  • FIG. 3 also illustrates the voltage V1w across the first switching element 1W and the voltage V2w across the second switching element 2W.
  • the voltage value of the DC power source E1 is illustrated as Vd.
  • FIG. 3 also illustrates the dead time period Td that is set in the control device 50 to prevent the first switching element 1W and the second switching element 2W from being turned on at the same time.
  • FIG. 3 also illustrates the additional time Taw that is set in the control device 50 for the control signal SW6 of the first IGBT 6W of the switch 8W. The additional time Taw will be described later.
  • the above-mentioned additional time Tau is a time set to advance the start point (time t1) of the high level period of the control signal SU6 to the start point (time t2) of the dead time period Td, so that the high level period of the control signal SU6 is longer than the dead time period Td, as shown in FIG. 2.
  • the length of the additional time Tau is set based on the value of the load current iU. In order to start LC resonance from the start point (time t2) of the dead time period Td, it is desirable that the value of the current iL1 matches the value of the load current iU at the start point (time t2) of the dead time period Td.
  • the end point of the high level period of the control signal SU6 may be the same as or later than the end point (time t3) of the dead time period Td.
  • FIG. 2 shows an example in which the end point of the high level period of the control signal SU6 is set to the same as the end point (time t3) of the dead time period Td.
  • the control device 50 sets the high-level period of the control signal SU6 to Tau+Td.
  • the voltage V2u across the second switching element 2U becomes Vd at the end of the dead-time period Td (time t3), and the voltage V1u across the first switching element 1U becomes zero at the end of the dead-time period Td (time t3).
  • the current iL1 flowing through the resonance inductor L1 starts to flow at the start of the high-level period of the control signal SU6 (time t1) and becomes zero at time t4 when the additional time Tau has elapsed from the end of the dead-time period Td (time t3).
  • the current iL1 since iL1 ⁇ iU is satisfied from the start of the dead-time period Td (time t2), the current iL1 in the shaded area of the current waveform in the fifth row from the top in FIG. 2 flows into the resonance capacitor 9U, and LC resonance occurs. After the end of the dead time period Td (time t3), the current iL1 is regenerated in the power conversion circuit 11 via the third diode 13 that is directly connected to the resonant inductor L1.
  • the resonance half period in the case of basic operation is half the resonance period, which is the reciprocal of the resonance frequency of the resonance circuit including the resonance inductor L1 and one resonance capacitor 9. Therefore, when the inductance of the resonance inductor L1 is L and the capacitance of the resonance capacitor 9 is C, the resonance half period is ⁇ (L ⁇ C) 1/2 .
  • the resonance half period in the basic operation is set to be the same as the length of the dead time period Td, for example.
  • the above-mentioned additional time Tav is a time set to advance the start point (time t5) of the high level period of the control signal SV6 to be earlier than the start point (time t6) of the dead time period Td, so that the high level period of the control signal SV6 is longer than the dead time period Td, as shown in FIG. 2.
  • the length of the additional time Tav is set based on the value of the load current iV. In order to start LC resonance from the start point (time t6) of the dead time period Td, it is desirable that the value of the current iL1 matches the value of the load current iV at the start point (time t6) of the dead time period Td.
  • the end point of the high level period of the control signal SV6 may be the same as or later than the end point (time t7) of the dead time period Td.
  • FIG. 2 shows an example in which the end point of the high level period of the control signal SV6 is set to be the same as the end point (time t7) of the dead time period Td.
  • the control device 50 sets the high-level period of the control signal SV6 to Tav+Td.
  • the voltage V1v across the first switching element 1V becomes zero at the end of the dead-time period Td (time t7).
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 starts to flow at the start of the high-level period of the control signal SV6 (time t5) and becomes zero at time t8 when the additional time Tav has elapsed from the end of the dead-time period Td (time t7).
  • the current iL1 since iL1 ⁇ iV from the start of the dead-time period Td (time t6), the current iL1 in the shaded area of the current waveform in the 10th row from the top in FIG. 2 flows into the resonant capacitor 9V, and LC resonance occurs.
  • the current iL1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 directly connected to the resonant inductor L1.
  • the detection value at the carrier period to which the additional time Tav is added, or at the timing closest to that carrier period, etc. is used.
  • the estimated value of the load current iV at this time an estimated value of the load current iV at the carrier period to which the additional time Tav is added, etc. is used.
  • the above-mentioned additional time Taw is a time set to advance the start point (time t9) of the high level period of the control signal SW6 to be earlier than the start point (time t10) of the dead time period Td, so that the high level period of the control signal SW6 is longer than the dead time period Td, as shown in FIG. 3.
  • the length of the additional time Taw is set based on the value of the load current iW. In order to start LC resonance from the start point (time t10) of the dead time period Td, it is desirable that the value of the current iL1 matches the value of the load current iW at the start point (time t10) of the dead time period Td.
  • the end point of the high level period of the control signal SW6 may be the same as or later than the end point (time t11) of the dead time period Td.
  • FIG. 3 shows an example in which the end point of the high level period of the control signal SW6 is set to be the same as the end point (time t11) of the dead time period Td.
  • the control device 50 sets the high-level period of the control signal SW6 to Taw+Td.
  • the voltage V1w across the first switching element 1W becomes zero at the end of the dead-time period Td (time t11).
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 starts to flow at the start of the high-level period of the control signal SW6 (time t9) and becomes zero at time t12 when the additional time Taw has elapsed from the end of the dead-time period Td (time t11).
  • the current iL1 in the shaded area of the current waveform in the fourth row from the top in FIG. 3 flows into the resonant capacitor 9W, and LC resonance occurs.
  • the current iL1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 directly connected to the resonant inductor L1.
  • the control device 50 when the current value of the load current is greater than the first current threshold I1, the control device 50 can discharge the resonance capacitor 9U connected in parallel to the target second switching element 2 with the load current iU without turning on the switch 8 corresponding to the target second switching element 2. This enables the power conversion device 100 to realize zero voltage soft switching of the target second switching element 2 .
  • the target second switching element 2 is the second switching element 2U of the switching circuit 10U, and the control signals SU1, SU2, and SU7, the load current iU, the current i9U flowing from the resonant capacitor 9U, and the voltage V2u across the second switching element 2U are shown for the case where the current value of the load current is greater than the first current threshold I1.
  • Fig. 6 also shows the dead time period Td and the additional time Tau set in the control device 50 for the control signal SU7 of the second IGBT 7U of the switch 8U.
  • the control device 50 When the current value of the load current iU is greater than the first current threshold I1, the control device 50 does not set a high level period for the control signal SU7.
  • the current i9U starts to flow from the resonant capacitor 9U at the start of the dead time period Td (time t22), the current i9U drops to zero before the end of the dead time period Td (time t23), and the voltage V2u across the second switching element 2U becomes zero before the end of the dead time period Td (time t23).
  • the control signal SU2 changes from low level to high level at the end of the dead time period Td (time t23)
  • the second switching element 2U is zero voltage soft switched.
  • the control device 50 When the current value of the load current iU is smaller than the first current threshold I1, the control device 50 provides a high-level period for the control signal SU7, for example, as shown by the two-dot chain line in FIG. 6.
  • the start point of the high-level period of the control signal SU7 at this time is, for example, the same as the start point (time t22) of the dead time period Td.
  • the end point of the high-level period of the control signal SU7 is the same as the end point (time t23) of the dead time period Td.
  • the second switching element 2U when the control signal SU2 changes from low level to high level at the end point (time t23) of the dead time period Td, the second switching element 2U is zero-voltage soft-switched.
  • the start point of the high-level period of the control signal SU7 may be time t21, which is earlier than the start point of the dead time period Td by the additional time Tau.
  • the end point of the high-level period of the control signal SU7 may be time t24, which is later than the end point (time t23) of the dead-time period Td by the additional time Tau. Note that the time before and after the period that overlaps with the dead-time period Td in the high-level period is not limited to the additional time Tau, and may be another set time.
  • control signals SU1, SU2, and SU7 the load current iU, the current iL1 flowing through the resonant inductor L1, and the voltage V2u across the second switching element 2U are shown for the case where the target second switching element 2 is the second switching element 2U of the switching circuit 10U.
  • FIG. 7 also illustrates the dead time period Td set in the control device 50 to prevent the first switching element 1 and the second switching element 2 of the same phase from being turned on at the same time.
  • FIG. 7 illustrates the additional time Tau set in the control device 50 for the control signal SU7 of the second IGBT 7U of the switch 8U.
  • the end point of the high level period of the control signal SU7 may be the same as the end point of the dead time period Td (time t33) or later.
  • FIG. 7 illustrates an example in which the end point of the high level period of the control signal SU7 is set to the same as the end point of the dead time period Td (time t33).
  • the control device 50 sets the high level period of the control signal SU7 to Tau+Td.
  • the voltage V2u across the second switching element 2U becomes zero at the end point of the dead time period Td (time t33).
  • the current iL1 flowing through the resonant inductor L1 starts to flow at the start of the high-level period of the control signal SU7 (time t31) and becomes zero at time t34, when the additional time Tau has elapsed from the end of the dead-time period Td (time t33).
  • the resonance half period in the case of basic operation is half the resonance period, which is the reciprocal of the resonance frequency of the resonance circuit including the resonance inductor L1 and one resonance capacitor 9. Therefore, when the inductance of the resonance inductor L1 is L and the capacitance of the resonance capacitor 9 is C, the resonance half period is ⁇ (L ⁇ C) 1/2 .
  • the resonance half period in the basic operation is set to be the same as the length of the dead time period Td, for example.
  • the power conversion device 100 can charge the resonance capacitor 9U connected in series to the target first switching element 1 with the load current without the control device 50 turning on the switch 8 corresponding to the target first switching element 1. This allows the power conversion device 100 to realize zero-voltage soft switching of the target first switching element 1.
  • FIG. 8 the control signals SU1, SU2, and SU6, the load current iU, the current i9U flowing from the resonant capacitor 9U, and the voltage V2u across the second switching element 2U are shown for the case where the target first switching element 1 is the first switching element 1U of the switching circuit 10U, and the current value of the load current is greater than the second current threshold I2 (in other words, the absolute value of the current value of the load current is less than the absolute value of the second current threshold I2).
  • FIG. 8 also shows the dead time period Td.
  • the control device 50 does not provide a high-level period for the control signal SU6.
  • the current i9U starts to flow through the resonant capacitor 9U at the start of the dead time period Td (time t41).
  • the resonant capacitor 9U is charged and the voltage V2u across the second switching element 2U increases, the current i9U becomes zero before the end of the dead time period Td (time t42), and the voltage V1u across the first switching element 1U becomes zero before the end of the dead time period Td (time t42).
  • the control signal SU1 changes from low level to high level at the end of the dead time period Td (time t42)
  • the first switching element 1U is zero-voltage soft-switched.
  • the control device 50 When the current value of the load current is greater than the second current threshold I2 (in other words, when the absolute value of the load current is less than the absolute value of the second current threshold), the control device 50 provides a high-level period for the control signal SU6, for example as shown by the two-dot chain line in FIG. 8.
  • the start point of the high-level period of the control signal SU6 at this time is the same as the start point (time t41) of the dead time period Td.
  • the end point of the high-level period of the control signal SU6 is the same as the end point (time t42) of the dead time period Td.
  • the voltage V1u across the first switching element 1U becomes zero before the end point (time t42) of the dead time period Td. Therefore, in the power conversion device 100, when the control signal SU1 changes from low level to high level at the end point (time t42) of the dead time period Td, the first switching element 1U is zero-voltage soft-switched.
  • the polarity of the resonant current is the same as the polarity of the current iL1, and in area A1, the polarity of the resonant current is positive, and in area A2, the polarity of the resonant current is negative.
  • region A1 for example, during one cycle of the carrier signal, the time difference between the start point (time t1, see FIG. 2) of the high-level period of the control signal SU6 provided to the first IGBT 6U and the start point (time t5, see FIG. 2) of the high-level period of the control signal SV6 provided to the first IGBT 6V becomes short, and the U-phase resonant current and the V-phase resonant current may flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • the direction of the resonant current is opposite to that in region A1, but the U-phase resonant current and the V-phase resonant current may flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • each of the multiple resonant capacitors 9U, 9V, and 9W is C
  • the resonant frequency of the resonant circuit including the resonant inductor L1 will change compared to when a single-phase current flows through the resonant inductor L1, and zero-voltage soft switching may not be achieved.
  • Fig. 2 is a diagram showing an example of a boundary condition between a case where the U-phase resonance current and the V-phase resonance current do not overlap (do not flow simultaneously) and a case where they overlap (flow simultaneously). The boundary condition will be described with reference to Fig. 2.
  • the time difference ⁇ Tuv between the start point (time t3) of the high-level period of the control signal SU1 and the start point (time t7) of the high-level period of the control signal SV1 is (Tau+Tav+Td) or more, the resonant current of the U phase and the resonant current of the V phase do not overlap, and if the time difference ⁇ Tuv is less than (Tau+Tav+Td), the resonant current of the U phase and the resonant current of the V phase overlap.
  • the control device 50 sets a threshold value for the time difference ⁇ Tuv to, for example, (Tau+Tav+Td), and if the time difference ⁇ Tuv is less than the threshold value, it estimates that resonant currents corresponding to two phases, switching circuit 10U and switching circuit 10V, of the multiple switching circuits 10, will flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • the above threshold setting is an example, and other values may also be considered. For example, it is possible to set the threshold value to a value larger than (Tau+Tav+Td) in consideration of the error of the additional time Tau and the error of the additional time Tav.
  • the calculation method of the time difference ⁇ Tuv used to determine whether the resonant currents of the two phases flow simultaneously is not limited to the above example, and other calculation methods may be used as long as they can calculate a time difference equivalent to the time difference.
  • the time difference ⁇ Tuv used to determine whether two-phase resonant currents flow simultaneously may be the time difference between the end point of the high-level period of the control signal SU2 (time t2) and the end point of the high-level period of the control signal SV2 (time t6).
  • the power conversion device 100 if the time difference between the start point (time t3) of the high-level period of the control signal SU1 and the start point (time t11) of the high-level period of the control signal SW1 is (Tau+Taw+Td) or more, the resonant current of the U phase and the resonant current of the W phase do not overlap, and if the time difference is less than (Tau+Taw+Td), the resonant current of the U phase and the resonant current of the W phase overlap.
  • the control device 50 sets a threshold value for the time difference to, for example, (Tau+Taw+Td), and if the time difference is less than the threshold value, it estimates that the resonant currents corresponding to two phases, the switching circuit 10U and the switching circuit 10W, among the multiple switching circuits 10, flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • the above threshold value setting is an example, and it is also possible to set it to another value. For example, it is possible to set the threshold value to a value even greater than (Tau+Taw+Td) in consideration of the error in the additional time Tau and the error in the additional time Taw.
  • the calculation method of the time difference used to determine whether the two-phase resonance currents flow simultaneously is not limited to the above example, and other calculation methods may be used as long as they can calculate a time difference equivalent to the time difference.
  • time difference between the end point (time t2) of the high level period of the control signal SU2 and the end point (time t10) of the high level period of the control signal SW2 may be used as the time difference used to determine whether the two-phase resonance currents flow simultaneously.
  • the V-phase resonant current and the W-phase resonant current do not overlap, and if the time difference is less than (Tav+Taw+Td), the V-phase resonant current and the W-phase resonant current overlap.
  • the control device 50 sets a threshold value for the time difference to, for example, (Tav+Taw+Td), and if the time difference is less than the threshold value, it estimates that the resonant currents corresponding to two phases, the switching circuit 10V and the switching circuit 10W, of the multiple switching circuits 10, flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • the above threshold setting is an example, and other values may also be considered. For example, it is possible to set the threshold value to a value larger than (Tav+Taw+Td) in consideration of the error of the additional time Tav or the additional time Taw.
  • the control device 50 estimates that the resonance currents corresponding to the two phases of the switching circuit 10V and the switching circuit 10W flow simultaneously in the resonance inductor L1 if the time difference is less than the time length of the dead time period Td.
  • the calculation method of the time difference used to determine whether the two-phase resonance currents flow simultaneously is not limited to the above example, and other calculation methods may be used as long as they can calculate a time difference equivalent to the time difference.
  • the time difference used to determine whether the two-phase resonance currents flow simultaneously may be the time difference between the end point (time t6) of the high level period of the control signal SV2 and the end point (time t10) of the high level period of the control signal SW2.
  • control device 50 can determine whether two-phase resonant currents flow simultaneously using the same time difference and threshold value as in the case of charging operation of the resonant capacitor 9.
  • the control device 50 estimates that the U-phase resonant current and the V-phase resonant current overlap.
  • a threshold value e.g., Tau+Tav+Td
  • the control device 50 estimates that the U-phase resonant current and the W-phase resonant current overlap.
  • a threshold value e.g., Tau+Taw+Td
  • the control device 50 estimates that the V-phase resonant current and the W-phase resonant current overlap.
  • a threshold value e.g., Tav+Taw+Td
  • control device 50 performs shift control to shift the high-level period of the control signal to one of the two switches 8, for example, so that the resonant currents passing through the two switches 8 do not flow simultaneously through the resonant inductor L1.
  • the control device 50 shifts the high level period of the control signal to one of the two switches 8 so that the length of the high level period of the control signal provided to each of the first switching element 1 and the second switching element 2 of one switching circuit 10 corresponding to one of the two switches 8 does not change. For example, when shifting the high level period of the control signal SU6 or SU7 provided to the switch 8U, the control device 50 shifts the high level periods of the control signal SU1 and the control signal SU2, but does not change the duties of the control signal SU1 and the control signal SU2 in one period of the carrier signal.
  • the control device 50 shifts the high level periods of the control signal SV1 and the control signal SV2, but does not change the duties of the control signal SV1 and the control signal SV2 in one period of the carrier signal. Furthermore, when the control device 50 shifts the high-level period of the control signal SW6 or SW7 provided to the switch 8W, it shifts the high-level period of each of the control signals SW1 and SW2, but does not change the duty of each of the control signals SW1 and SW2 in one period of the carrier signal.
  • the control device 50 executes shift control to soft-switch the first switching element 1, for example, the voltages V2u and V2v across the second switching elements 2U and 2V rise to Vd at the point when the control signals SU1 and SV1 change from a low-level period to a high-level period (the end point of the dead time period Td corresponding to the U phase and V phase, respectively).
  • the control device 50 executes shift control, charging of the resonance capacitors 9U and 9V ends at the end point of the dead time period Td corresponding to the U phase and V phase, respectively.
  • the switching of the first switching elements 1U and 1V becomes zero-voltage soft switching.
  • the above example shows an example of shift control when the control device 50 determines in advance that the U-phase resonant current and the V-phase resonant current will flow simultaneously through the resonant inductor L1, but is not limited to this.
  • the control device 50 executes shift control even when it determines in advance that the W-phase resonant current and the U-phase resonant current will flow simultaneously through the resonant inductor L1, thereby enabling zero-voltage soft switching.
  • the control device 50 executes shift control to soft-switch the second switching element 2, for example, the voltages V1u and V1v across the first switching elements 1U and 1V rise to Vd at the point when the control signals SU2 and SV2 change from a low-level period to a high-level period (the end point of the dead time period Td corresponding to the U phase and V phase, respectively).
  • the control device 50 executes shift control, the discharge of the resonance capacitors 9U and 9V ends at the end point of the dead time period Td corresponding to the U phase and V phase, respectively.
  • the switching of the second switching elements 2U and 2V becomes zero-voltage soft switching.
  • the above example shows an example of shift control when the control device 50 determines in advance that the U-phase resonant current and the V-phase resonant current will flow simultaneously through the resonant inductor L1, but is not limited to this.
  • the control device 50 executes shift control even when it determines in advance that the W-phase resonant current and the U-phase resonant current will flow simultaneously through the resonant inductor L1, thereby enabling zero-voltage soft switching.
  • the threshold Vth is, for example, Vd/2, but is not limited thereto, and may be a value between 90% and 110% of Vd/2, and more preferably a value between 95% and 105% of Vd/2.
  • the time Ts until the voltage V15 across the regenerative capacitor 15 rises from 0 V to the threshold Vth can be shortened compared to the case in which the control device 50 performs an inverter control operation without performing a charge control operation.
  • the time Ts can be shortened from 13.5 ms to 2.8 ms, for example.
  • the DC bus voltage in FIG. 9 is the voltage between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32.
  • control device 50 alternates between the first control operation and the second control operation.
  • the control device 50 turns on the multiple (three) first switching elements 1 to charge the multiple (three) resonant capacitors 9 through a path passing through the first DC terminal 31 and each of the multiple (three) first switching elements 1.
  • the control device 50 turns on the multiple (three) switches 8 to charge the regenerative capacitor 15 from the multiple (three) resonant capacitors 9.
  • Figs. 11 and 12 omit some parts of the circuit diagram in Fig. 1 and simplify the diagram, and each of the three first switching elements 1, three second switching elements 2, and three switches 8 is represented by a switch symbol.
  • control device 50 controls the three first switching elements 1 to the on state, the three second switching elements 2 to the off state, and the three switches 8 to the off state.
  • the control device 50 sets each of the three control signals SU1, SV1, and SW1 to a high level, each of the three control signals SU2, SV2, and SW2 to a low level, each of the three control signals SU6, SV6, and SW6 (not shown in FIG. 10) to a low level, and each of the three control signals SU7, SV7, and SW7 to a low level, as shown in FIG. 11, to charge the three resonant capacitors 9U, 9V, and 9W with a current (the current path is shown by an arrow in FIG. 11) that flows from the DC power source E1 through each of the three first switching elements 1.
  • the "charging current of the resonant capacitors" in FIG. 10 shows the current waveform of the current (charging current) that flows from the DC power source E1 to each of the three resonant capacitors 9U, 9V, and 9W.
  • control device 50 controls the three first switching elements 1 to the off state, controls the three second switching elements 2 to the off state, and controls the three switches 8 to the on state.
  • the control device 50 sets each of the three control signals SU1, SV1, and SW1 to a low level, sets each of the three control signals SU2, SV2, and SW2 to a low level, sets each of the three control signals SU6, SV6, and SW6 (not shown in FIG. 10) to a low level, and sets each of the three control signals SU7, SV7, and SW7 to a high level, for example, as shown in FIG. 12.
  • the regenerative capacitor 15 is charged by the current flowing from the three resonant capacitors 9U, 9V, and 9W through the three switches 8U, 8V, and 8W.
  • control device 50 performs the second control operation to discharge the resonant capacitors 9U, 9V, and 9W and charge the regenerative capacitor 15.
  • "Resonant capacitor discharge current” shows the current waveform of the current (discharge current) flowing from each of the three resonant capacitors 9U, 9V, and 9W to the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 sets a dead time period Td between the high level periods of the three control signals SU1, SV1, and SW1 and the high level periods of the three control signals SU2, SV2, and SW2.
  • the control device 50 complementarily turns on and off the three first switching elements 1 and the three second switching elements 2.
  • the control device 50 turns on the multiple switches 8 during the above-mentioned second period T2, which is the dead time period Td during which both the three first switching elements 1 and the three second switching elements 2 are turned off.
  • the control device 50 provides a dead time period Td between the high level period of the control signal SU1 to the first switching element 1U and the high level period of the control signal SU2 to the second switching element 2U, and provides a high level period of the control signal SU7 to the second IGBT 7U of the switch 8U during the dead time period Td.
  • the control device 50 provides a dead time period Td between the high level period of the control signal SV1 to the first switching element 1V and the high level period of the control signal SV2 to the second switching element 2V, and provides a high level period of the control signal SV7 to the second IGBT 7V of the switch 8V during the dead time period Td.
  • control device 50 provides a dead time period Td between the high level period of the control signal SW1 to the first switching element 1W and the high level period of the control signal SW2 to the second switching element 2W, and provides a high level period of the control signal SW7 to the second IGBT 7W of the switch 8W during the dead time period Td.
  • the control device 50 performs a charge control operation for charging the regenerative capacitor 15 as a start-up operation, and an inverter control operation for causing output currents iU, iV, and iW to flow through each of the AC terminals 41.
  • a first control operation and a second control operation are alternately performed.
  • the multiple (three) first switching elements 1 are turned on to charge the multiple (three) resonant capacitors 9 through a path passing through the first DC terminal 31 and each of the multiple (three) first switching elements 1.
  • the multiple (three) switches 8 are turned on to charge the regenerative capacitor 15 from the multiple (three) resonant capacitors 9.
  • the power conversion device 100 according to the first embodiment can be made smaller. More specifically, the power conversion device 100 according to the first embodiment can reduce the number of regenerative capacitors 15 to one, making it possible to make the device smaller.
  • the power conversion device 100 employs a configuration using one regenerative capacitor 15 to generate a voltage of Vd/2, so that the voltage V15 across the regenerative capacitor 15 rises transiently to Vd/2 when the power conversion device 100 is started. For this reason, in the power conversion device 100, if the control device 50 performs an inverter control operation without performing a charge control operation, the switching of each of the first switching elements 1 and the second switching elements 2 may become hard switching during the inverter control operation.
  • the power conversion device 100 has a charge control operation by the control device 50, which makes it possible to shorten the time required to raise the voltage V15 across the regenerative capacitor 15 to Vd/2, and to suppress the occurrence of hard switching of each of the first switching elements 1 and the second switching elements 2 during the inverter control operation.
  • the control device 50 performs the inverter control operation after the voltage V15 across the regenerative capacitor 15 becomes equal to or greater than the threshold value Vth.
  • Vth the threshold value
  • the power conversion device 100 can more reliably achieve soft switching.
  • the power conversion device 100 can use elements with lower withstand voltages and lower allowable currents for each of the first switching elements 1 and the second switching elements 2, thereby enabling costs to be reduced.
  • the control device 50 determines that resonant currents passing through two of the multiple switches 8 flow simultaneously through the resonant inductor L1
  • the control device 50 performs control to shift the high-level period of the control signals to the two switches 8 so that the resonant currents passing through the two switches 8 do not flow simultaneously through the resonant inductor L1. This enables the power conversion device 100 to more reliably achieve soft switching.
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 are connected in anti-series in each of the multiple switches 8.
  • the collector terminal of the first IGBT 6 and the collector terminal of the second IGBT 7 are connected in each of the multiple switches 8, the emitter terminal of the first IGBT 6 is connected to the connection point 3 of a corresponding one of the multiple switching circuits 10, and the emitter terminal of the second IGBT 7 is connected to the common connection point 25.
  • Each of the multiple switches 8 further includes a diode 61 connected in anti-parallel to the first IGBT 6 and a diode 71 connected in anti-parallel to the second IGBT 7.
  • each of the first IGBT 6 and the second IGBT 7 may be replaced with a MOSFET or a bipolar transistor.
  • the diodes 61 and 71 in FIG. 13 may be replaced with a parasitic diode of the replaced element, or an element built into the chip of the replaced element.
  • the diodes 61 and 71 are not limited to being externally attached to the first IGBT 6 and the second IGBT 7, but may be elements built into the chip.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is, for example, the same as that of the control device 50 in embodiment 1.
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 are connected in anti-series in each of the multiple switches 8.
  • the emitter terminal of the first IGBT 6 and the emitter terminal of the second IGBT 7 are connected in each of the multiple switches 8, the collector terminal of the second IGBT 7 is connected to the connection point 3 of a corresponding one of the multiple switching circuits 10, and the collector terminal of the first IGBT 6 is connected to the common connection point 25.
  • Each of the multiple switches 8 further includes a diode 61 connected in anti-parallel to the first IGBT 6 and a diode 71 connected in anti-parallel to the second IGBT 7.
  • each of the first IGBT 6 and the second IGBT 7 may be replaced with a MOSFET or a bipolar transistor.
  • the diodes 61 and 71 in FIG. 14 may be replaced with a parasitic diode of the replaced element, or an element built into the chip of the replaced element.
  • the diodes 61 and 71 are not limited to being externally attached to the first IGBT 6 and the second IGBT 7, but may also be elements built into the chip.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is, for example, the same as that of the control device 50 in embodiment 1.
  • the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A are connected in anti-series in each of the multiple switches 8.
  • the drain terminal of the first MOSFET 6A and the drain terminal of the second MOSFET 7A are connected in anti-parallel in each of the multiple switches 8.
  • Each of the multiple switches 8 further includes a diode 61 connected in anti-parallel to the first MOSFET 6A and a diode 71 connected in anti-parallel to the second MOSFET 7A.
  • the source terminal of the second MOSFET 7A is connected to the common connection point 25.
  • the source terminal of the first MOSFET 6A is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the switch 8 having the first MOSFET 6A.
  • the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the switch 8U are provided with control signals SU6 and SU7 from the control device 50.
  • the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the switch 8V are provided with control signals SV6 and SV7 from the control device 50.
  • the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the switch 8W are provided with control signals SW6 and SW7 from the control device 50.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is similar to that of the control device 50 in embodiment 1, for example.
  • a diode 63 is connected in series to the first MOSFET 6A, and a diode 73 is connected in series to the second MOSFET 7A.
  • the series circuit of the first MOSFET 6A and the diode 63 and the series circuit of the second MOSFET 7A and the diode 73 are connected in anti-parallel.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is similar to that of the control device 50 in embodiment 1, for example.
  • each of the multiple switches 8 has one MOSFET 80, a diode 83 connected in anti-parallel to the MOSFET 80, a series circuit of two diodes 84 and 85 connected in anti-parallel to the MOSFET 80, and a series circuit of two diodes 86 and 87 connected in anti-parallel to the MOSFET 80.
  • connection point between the diode 84 and the diode 85 in the switch 8 (the first end 81 of the switch 8) is connected to the connection point 3 of the corresponding switching circuit 10 among the multiple switching circuits 10, and the connection point between the diode 86 and the diode 87 (the second end 82 of the switch 8) is connected to the common connection point 25.
  • the switch 8 when the MOSFET 80 is in the on state, the switch 8 is in the on state, and when the MOSFET 80 is in the off state, the switch 8 is in the off state.
  • the MOSFETs 80 of the multiple switches 8 are controlled by the control device 50.
  • the control device 50 outputs a control signal SU8 that controls the on/off state of the MOSFET 80 of the switch 8U, a control signal SV8 that controls the on/off state of the MOSFET 80 of the switch 8V, and a control signal SW8 that controls the on/off state of the MOSFET 80 of the switch 8W.
  • a resonant current flows due to a resonant circuit including the resonant inductor L1 and the resonant capacitor 9.
  • a charging current including the resonant current flows through the path of the regenerative capacitor 15 - resonant inductor L1 - diode 86 - MOSFET 80 - diode 85 - resonant capacitor 9.
  • a discharging current including the resonant current flows through the path of the resonant capacitor 9 - diode 84 - MOSFET 80 - diode 87 - resonant inductor L1 - regenerative capacitor 15.
  • each of the multiple MOSFETs 80 may be replaced with an IGBT.
  • each of the multiple switches 8 may have, for example, a bipolar transistor or a GaN-based GIT (Gate Injection Transistor) instead of the MOSFET 80.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is similar to that of the control device 50 in embodiment 1, for example.
  • each of the multiple switches 8 is a dual-gate GaN-based GIT having a first source terminal, a first gate terminal, a second gate terminal, and a second source terminal.
  • a control signal SU6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual-gate GaN-based GIT constituting the switch 8U, and a control signal SU7 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • a control signal SV6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual-gate GaN-based GIT constituting the switch 8V, and a control signal SV7 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • a control signal SW6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual-gate GaN-based GIT constituting the switch 8W, and a control signal SW7 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • control device 50 The operation of the control device 50 is similar to that of the control device 50 in embodiment 1, for example.
  • the power conversion device 100A includes a plurality of resonant inductors L1 (three in the illustrated example), and the plurality (three) resonant inductors L1 and the plurality (three) switches 8 correspond one-to-one.
  • the third end of each of the plurality of resonant inductors L1 is connected to the second end 82 of the corresponding switch 8 among the plurality of switches 8.
  • the fourth end of each of the plurality of resonant inductors L1 is connected to the sixth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the inductances of the plurality of resonant inductors L1 are the same as each other. That is, the inductances of the three resonant inductors L1 are the same as each other.
  • the inductances of the three resonant inductors L1 are the same as each other” does not only mean that the inductances of two of the three resonant inductors L1 completely match the inductance of the remaining resonant inductor L1, but also means that the inductance of each of the two resonant inductors L1 is within a range of 95% to 105% of the inductance of the remaining resonant inductor L1.
  • the control device 50 performs a charge control operation as an operation at the start-up of the power conversion device 100A. In addition, the control device 50 performs an inverter control operation after the charge control operation.
  • the power conversion device 100A according to the second embodiment can reduce the number of regenerative capacitors 15 to one, making it possible to achieve miniaturization.
  • the control device 50 turns on at least one first switching element 1 (e.g., first switching element 1U) among the multiple first switching elements 1, and charges at least one resonant capacitor 9 (e.g., resonant capacitor 9U) among the multiple resonant capacitors 9 that corresponds to the at least one first switching element 1 through a path passing between the first DC terminal 31 and the at least one first switching element 1.
  • first switching element 1 e.g., first switching element 1U
  • resonant capacitor 9 e.g., resonant capacitor 9U
  • control device 50 may turn on a switch 8 (e.g., switch 8U) among the multiple switches 8 that corresponds to at least one of the first switching elements 1, thereby causing the regenerative capacitor 15 to be charged from the at least one resonant capacitor 9.
  • a switch 8 e.g., switch 8U
  • the control device 50 turns on a switch 8 among the multiple switches 8 that corresponds to the at least one first switching element 1 during a dead time period Td in which both the at least one first switching element 1 and the at least one second switching element 2 (e.g., second switching element 2U) that corresponds one-to-one to the at least one first switching element 1 are turned off.
  • a switch 8 among the multiple switches 8 that corresponds to the at least one first switching element 1 during a dead time period Td in which both the at least one first switching element 1 and the at least one second switching element 2 (e.g., second switching element 2U) that corresponds one-to-one to the at least one first switching element 1 are turned off.
  • the control device 50 may turn on the first switching element 1U to charge the resonant capacitor 9U via a path passing through the first DC terminal 31 and the first switching element 1U.
  • the control device 50 may turn on the switch 8U to charge the regenerative capacitor 15 from the resonant capacitor 9U.
  • the control device 50 may turn on the switch 8U during the dead time period Td in which both the first switching element 1U and the second switching element 2U are turned off.
  • control device 50 determines that two-phase resonant currents flow simultaneously
  • the operation of the control device 50 to "determine that two-phase resonant currents flow simultaneously” is not limited to the operation of "determining that two-phase resonant currents flow simultaneously” when the time difference is less than the threshold value described in embodiment 1.
  • control device 50 may determine that two-phase resonant currents flow simultaneously when any one of the current difference between the U-phase load current iU and the V-phase load current iV, the current difference between the V-phase load current iV and the W-phase load current iW, and the current difference between the W-phase load current iW and the U-phase load current iU is less than a current difference threshold.
  • the control device 50 may also determine that "two-phase resonant currents flow simultaneously" when the electrical angle calculated from sensor information output from a sensor device (e.g., an encoder or resolver) for detecting the rotation speed of the motor, or the estimated electrical angle, is within a first rotation angle range (e.g., 55 degrees or more and 65 degrees or less), a second rotation angle range (e.g., 115 degrees or more and 125 degrees or less), a third rotation angle range (e.g., 175 degrees or more and 185 degrees or less), a fourth rotation angle range (e.g., 235 degrees or more and 245 degrees or less), a fifth rotation angle range (295 degrees or more and 305 degrees or less), or a sixth rotation angle range (e.g., 355 degrees or more and 365 degrees or less).
  • a sensor device e.g., an encoder or resolver
  • each of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2 is not limited to an IGBT, and may be a MOSFET.
  • each of the multiple first diodes 4 may be substituted with a parasitic diode of a MOSFET constituting the corresponding first switching element 1.
  • each of the multiple second diodes 5 may be substituted with a parasitic diode of a MOSFET constituting the corresponding second switching element 2.
  • the MOSFET is, for example, a Si-based MOSFET or a SiC-based MOSFET.
  • Each of the multiple first switching elements 1 and the multiple second switching elements 2 may be, for example, a bipolar transistor or a GaN-based GIT.
  • the parasitic capacitance between both ends of the multiple second switching elements 2 may also serve as the multiple resonant capacitors 9.
  • the length of the dead time period Td is not limited to being set to be the same as the resonant half cycle, and may be set to a length different from the resonant half cycle. However, in either case, it is preferable that the end point of the dead time period Td coincides with the end point of the resonant half cycle.
  • the dead time period Td may be set by a dead time generation circuit such as a gate driver IC (Integrated Circuit) provided separately from the control device 50.
  • a dead time generation circuit such as a gate driver IC (Integrated Circuit) provided separately from the control device 50.
  • the control device 50 may include a gate driver IC, and the dead time generation circuit of the gate driver IC may set the dead time period Td.
  • the power conversion devices 100 and 100A are not limited to being configured to output three-phase AC, but may be configured to output three or more phases of polyphase AC.
  • the power conversion device (100; 100A) includes a first DC terminal (31) and a second DC terminal (32), a power conversion circuit (11), a plurality of AC terminals (41), a plurality of switches (8), a plurality of resonant capacitors (9), at least one resonant inductor (L1), a regenerative capacitor (15), and a control device (50).
  • the power conversion circuit (11) has a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2).
  • a plurality of switching circuits (10) in which a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2) are connected in series in a one-to-one relationship are connected in parallel with each other.
  • a plurality of first switching elements (1) are connected to the first DC terminal (31), and a plurality of second switching elements (2) are connected to the second DC terminal (32).
  • the AC terminals (41) correspond one-to-one to the switching circuits (10).
  • Each of the AC terminals (41) is connected to a connection point (3) between a first switching element (1) and a second switching element (2) in a corresponding switching circuit (10) among the switching circuits (10).
  • the switches (8) correspond one-to-one to the switching circuits (10).
  • Each of the switches (8) has a first end (81) of a first end (81) and a second end (82) connected to a connection point (3) between a first switching element (1) and a second switching element (2) in a corresponding switching circuit (10) among the switching circuits (10).
  • the resonance capacitors (9) correspond one-to-one to the switches (8). Each of the resonance capacitors (9) is connected between a first end (81) and a second DC terminal (32) of a corresponding switch (8) among the switches (8). At least one resonance inductor (L1) has a third end and a fourth end. At least one resonant inductor (L1) has a third end connected to a second end (82) of a corresponding switch (8) among the multiple switches (8).
  • the regenerative capacitor (15) has a fifth end (153) and a sixth end (154). In the regenerative capacitor (15), the fifth end (153) is connected to the second DC terminal (32), and the sixth end (154) is connected to a fourth end of at least one resonant inductor (L1).
  • the control device (50) controls the on/off of each of the multiple first switching elements (1), the multiple second switching elements (2), and the multiple switches (8).
  • the control device (50) performs a charging control operation for charging the regenerative capacitor (15) as a start-up operation, and an inverter control operation for causing output currents (iU, iV, iW) to flow through each of the multiple AC terminals (41).
  • a first control operation and a second control operation are alternately performed.
  • At least one of the first switching elements (1) is turned on, and at least one of the multiple resonant capacitors (9) corresponding to the at least one first switching element (1) is charged through a path passing through the first DC terminal (31) and the at least one first switching element (1).
  • a switch (8) corresponding to the at least one first switching element (1) among the multiple switches (8) is turned on, and the regenerative capacitor (15) is charged from the at least one resonant capacitor (9).
  • This aspect makes it possible to achieve miniaturization.
  • the power conversion device (100; 100A) according to the second aspect is based on the first aspect.
  • the control device (50) charges the regenerative capacitor (15) until the voltage (V15) across the regenerative capacitor (15) becomes equal to or greater than the threshold (Vth).
  • the voltage (V15) across the regenerative capacitor (15) can be increased to or above the threshold (Vth) in a shorter time.
  • control device (50) performs inverter control operation after the voltage (V15) across the regenerative capacitor (15) becomes equal to or greater than the threshold value (Vth).
  • the power conversion device (100; 100A) according to the fourth aspect is based on any one of the first to third aspects.
  • the control device (50) complementarily turns on and off at least one first switching element (1) and at least one second switching element (2) corresponding to the at least one first switching element (1) among the plurality of second switching elements (2).
  • the control device turns on a switch (8) among the plurality of switches (8) corresponding to the at least one first switching element (1) during a dead time period (Td) in which both the at least one first switching element (1) and the at least one second switching element (2) are turned off.
  • the power conversion device (100; 100A) according to the fifth aspect is based on any one of the first to fourth aspects.
  • the control device (50) turns on the multiple first switching elements (1).
  • This embodiment makes it possible to increase the voltage (V15) across the regenerative capacitor (15) in a shorter time.
  • At least one resonant inductor (L1) is a single resonant inductor (L1), and the second ends (82) of the multiple switches (8) are commonly connected to the single resonant inductor (L1).
  • the number of resonant inductors (L1) can be reduced to one, making it possible to achieve further miniaturization.

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Abstract

課題は、小型化を図ることである。電力変換装置（１００）では、制御装置（５０）は、起動時動作として回生用コンデンサ（１５）を充電させる充電制御動作と、インバータ制御動作と、を行う。充電制御動作では、第１制御動作と、第２制御動作と、を交互に行う。第１制御動作では、複数の第１スイッチング素子（１）のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）をオンさせて、第１直流端子（３１）と少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）を通る経路で、複数の共振用コンデンサ（９）のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応する少なくとも１つの共振用コンデンサ（９）を充電させる。第２制御動作では、複数のスイッチ（８）のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応するスイッチ（８）をオンさせて少なくとも１つの共振用コンデンサ（９）から回生用コンデンサ（１５）を充電させる。

Description

電力変換装置
　本開示は、電力変換装置に関し、より詳細には、直流電力を交流電力に電力変換可能な電力変換装置に関する。
　特許文献１は、共振形インバータ装置（電力変換装置）を開示している。
　特許文献１に開示された共振形インバータ装置では、直流電圧源の直流電圧が、インバータ部（電力変換回路）によって交流電圧に変換される。このインバータ部は、正母線と負母線の間に、６つの主スイッチング素子が３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）でブリッジ結線された構成となっている。
　また、共振形インバータ装置では、正母線と負母線の間において２つの分圧用コンデンサが直列接続されている。この２つの分圧用コンデンサは、直流電圧源の直流電圧を分圧する分圧手段を構成しており、また、その間の接続点において、直流電圧源の直流電圧の１／２の電圧を発生する手段を構成している。さらに、２つの分圧用コンデンサとインバータ部との間に、主スイッチング素子のスイッチング時に共振動作を行わせるための共振回路部が設けられている。この共振回路部は、２つの分圧用コンデンサの接続点と各相の上下アームの接続点との間に共振用リアクトルと補助スイッチからなる直列回路がそれぞれ接続され、それぞれの直列回路に共振用コンデンサが並列接続されて、構成されている。
　各スイッチング素子及び各補助スイッチは、制御部によりオンオフ制御される。
　電力変換装置では、小型化を求められる場合がある。
特開２０００－３２７７５号公報
　本開示の目的は、小型化を図ることが可能な電力変換装置を提供することにある。
　本開示に係る一態様の電力変換装置は、第１直流端子及び第２直流端子と、電力変換回路と、複数の交流端子と、複数のスイッチと、複数の共振用コンデンサと、少なくとも１つの共振用インダクタと、回生用コンデンサと、制御装置と、を備える。前記電力変換回路は、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有する。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されている。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている。前記複数の交流端子は、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数の交流端子の各々は、前記複数のスイッチング回路のうち対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている。前記複数のスイッチは、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数のスイッチの各々は、前記複数のスイッチング回路のうち対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端と第２端とのうち前記第１端が接続されている。前記複数の共振用コンデンサは、前記複数のスイッチに一対一に対応する。前記複数の共振用コンデンサの各々は、前記複数のスイッチのうち対応するスイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている。前記少なくとも１つの共振用インダクタは、第３端及び第４端を有する。前記少なくとも１つの共振用インダクタでは、前記第３端が前記複数のスイッチのうち対応するスイッチの前記第２端に接続されている。前記回生用コンデンサは、第５端及び第６端を有する。前記回生用コンデンサでは、前記第５端が前記第２直流端子に接続されており、前記第６端が前記少なくとも１つの共振用インダクタの前記第４端に接続されている。前記制御装置は、前記複数の第１スイッチング素子、前記複数の第２スイッチング素子及び前記複数のスイッチそれぞれをオンオフ制御する。前記制御装置は、起動時動作として前記回生用コンデンサを充電させる充電制御動作と、前記複数の交流端子それぞれに出力電流を流させるインバータ制御動作と、を行う。前記充電制御動作では、第１制御動作と、第２制御動作と、を交互に行う。前記第１制御動作では、前記複数の第１スイッチング素子のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子をオンさせて、前記第１直流端子と前記少なくとも１つの第１スイッチング素子を通る経路で、前記複数の共振用コンデンサのうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応する少なくとも１つの共振用コンデンサを充電させる。前記第２制御動作では、前記複数のスイッチのうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応するスイッチをオンさせて前記少なくとも１つの共振用コンデンサから前記回生用コンデンサを充電させる。
図１は、実施形態１に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２は、同上の電力変換装置において制御装置が、負荷電流＞０、共振用コンデンサの充電動作の場合に基本動作を行ったときの動作説明図である。 図３は、同上の電力変換装置において制御装置が、負荷電流＞０、共振用コンデンサの充電動作の場合に基本動作を行ったときの別の動作説明図である。 図４は、同上の電力変換装置の複数の交流端子に接続される交流負荷における３相それぞれの電圧指令に対応するデューティの時間変化及び負荷電流の時間変化を示す図である。 図５は、同上の電力変換装置において制御装置で用いる第１電流閾値及び第２電流閾値の説明図である。 図６は、同上の電力変換装置において制御装置が、負荷電流＞０、共振用コンデンサの放電動作の場合に基本動作を行ったときの動作説明図である。 図７は、同上の電力変換装置において制御装置が、負荷電流＜０、共振用コンデンサの放電動作の場合に基本動作を行ったときの動作説明図である。 図８は、同上の電力変換装置において制御装置が、負荷電流＜０、共振用コンデンサの充電動作の場合に基本動作を行ったときの動作説明図である。 図９は、同上の電力変換装置における回生用コンデンサの両端電圧の説明図である。 図１０は、同上の電力変換装置における制御装置の充電制御動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１１は、同上の電力変換装置において制御装置が充電制御動作の第１制御動作を行った場合の動作説明図である。 図１２は、同上の電力変換装置において制御装置が充電制御動作の第２制御動作を行った場合の動作説明図である。 図１３は、実施形態１の変形例１に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１４は、実施形態１の変形例２に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１５は、実施形態１の変形例３に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１６は、実施形態１の変形例４に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１７は、実施形態１の変形例５に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１８は、実施形態１の変形例６に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図１９は、実施形態２に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。
　（実施形態１）
　以下では、実施形態１に係る電力変換装置１００について、図１～１２に基づいて説明する。
　（１）電力変換装置の全体構成
　電力変換装置１００は、例えば、図１に示すように、第１直流端子３１及び第２直流端子３２と、複数（例えば、３つ）の交流端子４１と、を備え、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に直流電源Ｅ１が接続され、複数の交流端子４１に交流負荷ＲＡ１が接続される。交流負荷ＲＡ１は、例えば、３相モータである。電力変換装置１００は、直流電源Ｅ１からの直流出力を交流電力に変換して交流負荷ＲＡ１へ出力する。直流電源Ｅ１は、例えば、太陽電池又は燃料電池を含む。直流電源Ｅ１は、ＤＣ－ＤＣコンバータを含んでもよい。電力変換装置１００では、複数の交流端子４１が３つの交流端子４１の場合、交流電力は、例えば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する３相の交流電力である。
　電力変換装置１００は、電力変換回路１１と、複数（例えば、３つ）のスイッチ８と、複数（例えば、３つ）の共振用コンデンサ９と、回生用コンデンサ１５と、共振用インダクタＬ１と、制御装置５０と、を備える。また、電力変換装置１００は、保護回路１７と、コンデンサＣ１０と、を更に備える。複数のスイッチ８の各々は、例えば、双方向スイッチである。
　電力変換回路１１は、複数（例えば、３つ）の第１スイッチング素子１及び複数（例えば、３つ）の第２スイッチング素子２を有する。電力変換回路１１では、複数の第１スイッチング素子１と複数の第２スイッチング素子２とを一対一に直列接続した複数（例えば、３つ）のスイッチング回路１０が互いに並列接続されている。電力変換回路１１では、複数の第１スイッチング素子１が第１直流端子３１に接続されており、複数の第２スイッチング素子２が第２直流端子３２に接続されている。複数の交流端子４１は、複数のスイッチング回路１０に一対一に対応する。複数の交流端子４１の各々は、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０における第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の接続点３に接続されている。複数のスイッチ８は、複数のスイッチング回路１０に一対一に対応する。複数のスイッチ８の各々は、第１端８１及び第２端８２を有する。複数のスイッチ８の各々は、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０における第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の接続点３に第１端８１が接続されている。複数の共振用コンデンサ９は、複数のスイッチ８に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ９の各々は、複数のスイッチ８のうち対応するスイッチ８の第１端８１と第２直流端子３２との間に接続されている。共振用インダクタＬ１は、第３端及び第４端を有する。共振用インダクタＬ１では、第３端が複数のスイッチ８のうち対応するスイッチ８（図１の例では、３つのスイッチ８）の第２端８２に接続されている。回生用コンデンサ１５は、第５端１５３及び第６端１５４を有する。回生用コンデンサ１５では、第５端１５３が第２直流端子３２に接続されており、第６端１５４が共振用インダクタＬ１の第４端に接続されている。制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１、複数の第２スイッチング素子２及び複数のスイッチ８を制御する。
　（２）電力変換装置の詳細
　以下では、説明の便宜上、複数のスイッチング回路１０に関し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に対応するスイッチング回路１０を、それぞれ、スイッチング回路１０Ｕ、スイッチング回路１０Ｖ及びスイッチング回路１０Ｗと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗと称することもある。また、以下では、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕの接続点３を接続点３Ｕと称し、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖの接続点３を接続点３Ｖと称し、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗの接続点３を接続点３Ｗと称することもある。また、以下では、接続点３Ｕに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｕと称し、接続点３Ｖに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｖと称し、接続点３Ｗに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｗと称することもある。また、以下では、第２スイッチング素子２Ｕに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｕと称し、第２スイッチング素子２Ｖに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｖと称し、第２スイッチング素子２Ｗに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｗと称することもある。また、以下では、接続点３Ｕに接続されているスイッチ８をスイッチ８Ｕと称し、接続点３Ｖに接続されているスイッチ８をスイッチ８Ｖと称し、接続点３Ｗに接続されているスイッチ８をスイッチ８Ｗと称することもある。
　電力変換装置１００は、第１直流端子３１に直流電源Ｅ１の高電位側の出力端子（正極）が接続され、第２直流端子３２に直流電源Ｅ１の低電位側の出力端子（負極）が接続される。また、電力変換装置１００は、例えば、３つの交流端子４１Ｕ、４１Ｖ及び４１Ｗに交流負荷ＲＡ１のＵ相端子、Ｖ相端子及びＷ相端子がそれぞれ接続される。
　電力変換回路１１では、複数（例えば、３つ）の第１スイッチング素子１及び複数（例えば、３つ）の第２スイッチング素子２の各々は、制御端子、第１主端子及び第２主端子を有する。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の制御端子は、制御装置５０に接続されている。電力変換装置１００の複数のスイッチング回路１０の各々では、第１スイッチング素子１の第１主端子が第１直流端子３１に接続され、第１スイッチング素子１の第２主端子が第２スイッチング素子２の第１主端子に接続され、第２スイッチング素子２の第２主端子が第２直流端子３２に接続されている。複数のスイッチング回路１０の各々では、第１スイッチング素子１がハイサイドスイッチング素子（Ｐ側スイッチング素子）であり、第２スイッチング素子２がローサイドスイッチング素子（Ｎ側スイッチング素子）である。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。したがって、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々における、制御端子、第１主端子及び第２主端子は、それぞれ、ゲート端子、コレクタ端子及びエミッタ端子である。
　電力変換回路１１は、複数（３つ）の第１スイッチング素子１に一対一に逆並列接続されている複数（３つ）の第１ダイオード４と、複数（３つ）の第２スイッチング素子２に一対一に逆並列接続されている複数（３つ）の第２ダイオード５と、を更に有する。複数の第１ダイオード４の各々では、第１ダイオード４のアノードが、この第１ダイオード４に対応する第１スイッチング素子１の第２主端子（エミッタ端子）に接続され、第１ダイオード４のカソードが、この第１ダイオード４に対応する第１スイッチング素子１の第１主端子（コレクタ端子）に接続されている。複数の第２ダイオード５の各々では、第２ダイオード５のアノードが、この第２ダイオード５に対応する第２スイッチング素子２の第２主端子（エミッタ端子）に接続され、第２ダイオード５のカソードが、この第２ダイオード５に対応する第２スイッチング素子２の第１主端子（コレクタ端子）に接続されている。
　第１スイッチング素子１Ｕと第２スイッチング素子２Ｕとの接続点３Ｕには、交流端子４１Ｕを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＵ相端子が接続される。また、第１スイッチング素子１Ｖと第２スイッチング素子２Ｖとの接続点３Ｖには、交流端子４１Ｖを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＶ相が接続される。第１スイッチング素子１Ｗと第２スイッチング素子２Ｗとの接続点３Ｗには、交流端子４１Ｗを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＷ相が接続される。
　複数の共振用コンデンサ９は、複数のスイッチ８に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ９の各々は、対応するスイッチ８の第１端８１と第２直流端子３２との間に接続されている。電力変換装置１００は、複数の共振回路を有している。複数の共振回路は、共振用コンデンサ９Ｕと共振用インダクタＬ１とを有する共振回路と、共振用コンデンサ９Ｖと共振用インダクタＬ１とを有する共振回路と、共振用コンデンサ９Ｗと共振用インダクタＬ１とを有する共振回路と、を含む。複数の共振回路では、共振用インダクタＬ１が共通である。
　複数のスイッチ８の各々は、例えば、逆並列接続された２つの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を有する。スイッチ８の各々では、第１ＩＧＢＴ６のコレクタ端子と第２ＩＧＢＴ７のエミッタ端子とが接続され、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子と第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子とが接続されている。複数のスイッチ８の各々では、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子は、その第１ＩＧＢＴ６を有するスイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。複数のスイッチ８の各々では、第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子は、その第２ＩＧＢＴ７を有するスイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。スイッチ８Ｕは、第１スイッチング素子１Ｕと第２スイッチング素子２Ｕとの接続点３Ｕに接続されている。スイッチ８Ｖは、第１スイッチング素子１Ｖと第２スイッチング素子２Ｖとの接続点３Ｖに接続されている。スイッチ８Ｗは、第１スイッチング素子１Ｗと第２スイッチング素子２Ｗとの接続点３Ｗに接続されている。以下では、説明の便宜上、スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６Ｕ及び第２ＩＧＢＴ７Ｕと称し、スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ及び第２ＩＧＢＴ７Ｖと称し、スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗと称することもある。
　複数のスイッチ８は、制御装置５０によって制御される。言い換えれば、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗは、制御装置５０によって制御される。
　共振用インダクタＬ１は、第３端及び第４端を有する。共振用インダクタＬ１では、共振用インダクタＬ１の第３端が、共通接続点２５に接続されている。共通接続点２５には、複数のスイッチ８の第２端８２が共通接続されている。共振用インダクタＬ１の第４端は、回生用コンデンサ１５の第６端１５４に接続されている。
　回生用コンデンサ１５は、共振用インダクタＬ１の第４端と第２直流端子３２との間に接続されている。回生用コンデンサ１５は、例えば、フィルムコンデンサである。
　保護回路１７は、第３ダイオード１３と、第４ダイオード１４と、を有する。第３ダイオード１３は、共通接続点２５と第１直流端子３１との間に接続されている。第３ダイオード１３では、第３ダイオード１３のアノードが、共通接続点２５に接続されている。また、第３ダイオード１３では、第３ダイオード１３のカソードが、第１直流端子３１に接続されている。第４ダイオード１４は、共通接続点２５と第２直流端子３２との間に接続されている。第４ダイオード１４では、第４ダイオード１４のアノードが、第２直流端子３２に接続されている。第４ダイオード１４では、第４ダイオード１４のカソードが、共通接続点２５に接続されている。したがって、第４ダイオード１４は、第３ダイオード１３に直列接続されている。
　コンデンサＣ１０は、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に接続されており、電力変換回路１１に並列接続されている。コンデンサＣ１０は、例えば、電解コンデンサである。
　制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１、複数の第２スイッチング素子２及び複数のスイッチ８を制御する。制御装置５０の実行主体は、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、１又は複数のコンピュータを有している。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを主構成とする。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、本開示における制御装置５０の実行主体としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されていてもよいが、電気通信回線を通じて提供されてもよいし、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ（磁気ディスク）等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）又は大規模集積回路（ＬＳＩ）を含む１乃至複数の電子回路で構成される。複数の電子回路は、１つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、１つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。
　制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗそれぞれのオンオフを制御する制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１を出力する。制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１の各々は、例えば、電位レベルが第１電位レベル（以下、ローレベルともいう）と、第１電位レベルよりも高電位の第２電位レベル（以下、ハイレベルともいう）と、の間で変化するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗは、それぞれ、制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１がハイレベルのときにオン状態となり、ローレベルのときにオフ状態となる。また、制御装置５０は、複数の第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗそれぞれのオンオフを制御する制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２を出力する。制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２の各々は、例えば、電位レベルが第１電位レベル（以下、ローレベルともいう）と、第１電位レベルよりも高電位の第２電位レベル（以下、ハイレベルともいう）と、の間で変化するＰＷＭ信号である。第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗは、それぞれ、制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２がハイレベルのときにオン状態となり、ローレベルのときにオフ状態となる。
　制御装置５０は、のこぎり波状のキャリア信号（図２参照）を用いて、複数の第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗそれぞれに対応する制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１、及び、複数の第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗそれぞれに対応する制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２を生成する。より詳細には、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＵ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与える制御信号ＳＵ１、ＳＵ２を生成する。また、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＶ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与える制御信号ＳＶ１、ＳＶ２を生成する。また、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＷ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与える制御信号ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令は、例えば、互いの位相が１２０°異なる正弦波状の信号であり、それぞれ、時間とともに値（電圧指令値）が変化する。なお、キャリア信号の波形は、のこぎり波状に限らず、例えば、三角波でもよいし、図２の、のこぎり波の左右を反転させたのこぎり波でもよい。また、Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令の１周期の長さは、同じである。また、Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令の１周期の長さは、キャリア信号の１周期の長さよりも長い。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与える制御信号ＳＵ１、ＳＵ２のデューティは、Ｕ相の電圧指令に基づいて変化する。図４には、制御信号ＳＵ１のデューティをＵ相デューティとして示してある。制御装置５０（図１参照）は、Ｕ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｕへ与える制御信号ＳＵ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｕへ与える制御信号ＳＵ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｕへ与える制御信号ＳＵ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕそれぞれのオン期間が重複しないように、制御信号ＳＵ１のハイレベル期間と制御信号ＳＵ２のハイレベル期間との間にデッドタイム期間Ｔｄ（図２参照）を設定する。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与える制御信号ＳＶ１、ＳＶ２のデューティは、Ｖ相の電圧指令に基づいて変化する。図４には、制御信号ＳＶ１のデューティをＶ相デューティとして示してある。制御装置５０（図１参照）は、Ｖ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｖへ与える制御信号ＳＶ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｖへ与える制御信号ＳＶ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｖへ与える制御信号ＳＶ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖそれぞれのオン期間が重複しないように、制御信号ＳＶ１のハイレベル期間と制御信号ＳＶ２のハイレベル期間との間にデッドタイム期間Ｔｄ（図２参照）を設定する。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与える制御信号ＳＷ１、ＳＷ２のデューティは、Ｗ相の電圧指令に基づいて変化する。図４には、制御信号ＳＷ１のデューティをＷ相デューティとして示してある。制御装置５０（図１参照）は、Ｗ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｗへ与える制御信号ＳＷ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｗへ与える制御信号ＳＷ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｗへ与える制御信号ＳＷ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗそれぞれのオン期間が重複しないように、制御信号ＳＷ１のハイレベル期間と制御信号ＳＷ２のハイレベル期間との間にデッドタイム期間Ｔｄ（図３参照）を設定する。
　Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令は、例えば、互いの位相が１２０°異なる正弦波状の信号であり、それぞれ、時間とともに値が変化する。したがって、制御信号ＳＵ１のデューティ（Ｕ相デューティ）、制御信号ＳＶ１のデューティ（Ｖ相デューティ）及び制御信号ＳＷ１のデューティ（Ｗ相デューティ）は、例えば、図４に示すように、互いの位相が１２０°異なる正弦波状に変化する。同様に、制御信号ＳＵ２のデューティ、制御信号ＳＶ２のデューティ及び制御信号ＳＷ２のデューティは、互いの位相が１２０°異なる正弦波状に変化する。
　制御装置５０は、キャリア信号と各電圧指令と交流負荷ＲＡ１の状態に関する情報とに基づいて各制御信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。例えば、交流負荷ＲＡ１が３相モータの場合、交流負荷ＲＡ１の状態に関する情報は、例えば、交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相それぞれに流れる出力電流（以下、負荷電流ともいう）ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを検出する複数の電流センサからの検出値を含む。
　複数のスイッチ８、共振用インダクタＬ１、複数の共振用コンデンサ９及び回生用コンデンサ１５は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチングを行うために設けられている。
　電力変換装置１００では、制御装置５０が、電力変換回路１１の複数の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の他に、複数のスイッチ８も制御する。
　制御装置５０は、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗそれぞれのオンオフを制御する制御信号ＳＵ６、ＳＵ７、ＳＶ６、ＳＶ７、ＳＷ６、ＳＷ７を生成して、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗそれぞれのゲート端子へ出力する。
　スイッチ８Ｕは、第１ＩＧＢＴ６Ｕがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－共振用インダクタＬ１－スイッチ８Ｕ－共振用コンデンサ９Ｕの経路で流れる充電電流を通過させることができる。充電電流は、共振用コンデンサ９Ｕを充電する電流である。スイッチ８Ｕは、第１ＩＧＢＴ６Ｕがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｕ－スイッチ８Ｕ－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる放電電流を通過させることができる。放電電流は、共振用コンデンサ９Ｕの電荷を放電させる電流である。
　スイッチ８Ｖは、第１ＩＧＢＴ６Ｖがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－共振用インダクタＬ１－スイッチ８Ｖ－共振用コンデンサ９Ｖの経路で流れる充電電流を通過させることができる。充電電流は、共振用コンデンサ９Ｖを充電する電流である。スイッチ８Ｖは、第１ＩＧＢＴ６Ｖがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｖ－スイッチ８Ｖ－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる放電電流を通過させることができる。放電電流は、共振用コンデンサ９Ｖの電荷を放電させる電流である。
　スイッチ８Ｗは、第１ＩＧＢＴ６Ｗがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－共振用インダクタＬ１－スイッチ８Ｗ－共振用コンデンサ９Ｗの経路で流れる充電電流を通過させることができる。充電電流は、共振用コンデンサ９Ｗを充電する電流である。スイッチ８Ｗは、第１ＩＧＢＴ６Ｗがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｗ－スイッチ８Ｗ－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる放電電流を通過させることができる。放電電流は、共振用コンデンサ９Ｗの電荷を放電させる電流である。
　（３）電力変換装置の動作
　以下では、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１について図１中の矢印の向きに流れているときの極性を正とし、図１中の矢印の向きと反対の向きに流れているときの極性を負として説明する。また、以下では、交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに流れる負荷電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷについて図１中の矢印の向きに流れているときの極性を正とし、図１中の矢印の向きと反対の向きに流れているときの極性を負として説明する。また、共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗそれぞれに流れる電流ｉ９Ｕ、ｉ９Ｖ、ｉ９Ｗについて、図１中の矢印の向きに流れているときの極性を正とし、図１中の矢印の向きと反対の向きに流れているときの極性を負として説明する。したがって、共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗが放電する放電動作の場合には、電流ｉ９Ｕ、ｉ９Ｖ、ｉ９Ｗの極性が正となり、共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗが充電される充電動作の場合には、電流ｉ９Ｕ、ｉ９Ｖ、ｉ９Ｗの極性が負となる。
　制御装置５０は、電力変換装置１００の起動時動作として回生用コンデンサ１５を充電させる充電制御動作と、電力変換装置１００の定常動作として複数の交流端子４１それぞれに出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを流させるインバータ制御動作と、を行う。
　以下では、制御装置５０がインバータ制御動作を行う場合の電力変換装置１００の動作について説明した後で、制御装置５０が充電制御動作を行う場合の電力変換装置１００の動作について説明する。
　（３．１）制御装置がインバータ制御動作を行う場合の電力変換装置の動作
　電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が正の極性で流れている状態から、スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕがオフ状態に変化する場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオフ状態になる場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第４ダイオード１４－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　また、電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が正の極性で流れている状態から、スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖがオフ状態に変化する場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｖの第２ＩＧＢＴ７Ｖがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオフ状態になる場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第４ダイオード１４－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　また、電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が正の極性で流れている状態から、スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗがオフ状態になる場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、スイッチ８Ｗの第２ＩＧＢＴ７Ｗがオン状態で共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオフ状態になる場合がある。この場合、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで第４ダイオード１４－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　制御装置５０は、複数のスイッチング回路１０の各々について第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗへの制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１のハイレベル期間と第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗへの制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２のハイレベル期間との間にデッドタイム期間Ｔｄを設定する。
　以下では、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれのゼロ電圧ソフトスイッチングの基本動作について、図１～８を参照して説明する。基本動作は、共振用インダクタＬ１に、複数のスイッチ８のうち２つ以上のスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れない場合の動作である。基本動作を説明した後で、制御装置５０が複数のスイッチ８のうち２つ以上のスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れると判断した場合の動作について説明する。
　（３．１．１）基本動作
　第１スイッチング素子１のゼロ電圧ソフトスイッチングでは、ゼロ電圧ソフトスイッチングの対象とする第１スイッチング素子１のターンオン直前に第１スイッチング素子１の両端電圧をゼロにする必要がある。また、第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチングでは、ゼロ電圧ソフトスイッチングの対象とする第２スイッチング素子２のターンオン直前に第２スイッチング素子２の両端電圧をゼロにする必要がある。以下では、ゼロ電圧ソフトスイッチングの対象とするスイッチング素子（第１スイッチング素子１又は第２スイッチング素子２）を対象スイッチング素子ともいう。
　制御装置５０の基本動作は、対象スイッチング素子に接続された交流端子４１に流れる負荷電流の極性（正／負）と、対象スイッチング素子に直列又は並列に接続されている共振用コンデンサ９の動作（充電動作／放電動作）と、の違いにより異なる。負荷電流は、交流端子４１から交流負荷ＲＡ１に向かって流れるときの極性が正であり、交流負荷ＲＡ１から交流端子４１へ向かって流れるときの極性が負である。共振用コンデンサ９の充電動作のときには、共振用コンデンサ９の両端電圧が増加する。また、共振用コンデンサ９の放電動作のときには、共振用コンデンサ９の両端電圧が減少する。複数の第２スイッチング素子２の各々の両端電圧は、第２スイッチング素子２に並列接続されている共振用コンデンサ９の両端電圧と同じである。
　（３．１．１．１）負荷電流＞０の場合に第１スイッチング素子をソフトスイッチングさせるための動作
　制御装置５０は、ソフトスイッチングの対象が第１スイッチング素子１（以下、対象第１スイッチング素子１ともいう）であり、対象第１スイッチング素子１に接続された交流端子４１に流れる負荷電流の極性が正の場合、対象第１スイッチング素子１に対応する第１ＩＧＢＴ６をオンさせる。これにより、制御装置５０は、対象第１スイッチング素子１に接続されている共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサ９とを共振させて回生用コンデンサ１５から共振用コンデンサ９を充電させ、対象第１スイッチング素子１の両端電圧をゼロにする。これにより、電力変換装置１００は、対象第１スイッチング素子１のゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することができる。
　図２には、対象第１スイッチング素子がスイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１Ｕである場合について、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与える制御信号ＳＵ１、ＳＵ２を図示してある。また、図２には、制御装置５０からスイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕへ与える制御信号ＳＵ６と、交流負荷ＲＡ１のＵ相に流れる負荷電流ｉＵと、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１と、第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１ｕと、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕと、を図示してある。また、図２には、対象第１スイッチング素子がスイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１Ｖである場合について、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与える制御信号ＳＶ１、ＳＶ２を図示してある。また、図２には、制御装置５０からスイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖへ与える制御信号ＳＶ６と、交流負荷ＲＡ１のＶ相に流れる負荷電流ｉＶと、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１と、第１スイッチング素子１Ｖの両端電圧Ｖ１ｖと、第２スイッチング素子２Ｖの両端電圧Ｖ２ｖと、を図示してある。
　また、図２には、制御装置５０において同相の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２が同時にオン状態になることを防止するために設定されたデッドタイム期間Ｔｄを図示してある。また、図２には、制御装置５０においてスイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕの制御信号ＳＵ６に対して設定する追加時間Ｔａｕと、スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖの制御信号ＳＶ６に対して設定する追加時間Ｔａｖと、を図示してある。追加時間Ｔａｕ及び追加時間Ｔａｖについては、後述する。
　図３には、対象第１スイッチング素子がスイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１Ｗである場合について、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与える制御信号ＳＷ１、ＳＷ２を図示してある。図３には、制御装置５０からスイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗへ与える制御信号ＳＷ６と、交流負荷ＲＡ１のＷ相に流れる負荷電流ｉＷと、を図示してある。また、図３には、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１を図示してある。また、図３には、第１スイッチング素子１Ｗの両端電圧Ｖ１ｗと、第２スイッチング素子２Ｗの両端電圧Ｖ２ｗと、を図示してある。図３では、直流電源Ｅ１の電圧値をＶｄとして図示してある。
　また、図３には、制御装置５０において第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗが同時にオン状態になることを防止するために設定されたデッドタイム期間Ｔｄを図示してある。また、図３には、制御装置５０においてスイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗの制御信号ＳＷ６に対して設定する追加時間Ｔａｗを図示してある。追加時間Ｔａｗについては、後述する。
　上述の追加時間Ｔａｕは、図２に示すように、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ１）をデッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）よりも早めて制御信号ＳＵ６のハイレベル期間をデッドタイム期間Ｔｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｕの長さは、負荷電流ｉＵの値に基づいて設定される。デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）で電流ｉＬ１の値が負荷電流ｉＵの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ１＜ｉＵとなっている間は電流ｉＬ１の全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるので、共振用コンデンサ９Ｕを充電することができないためである。制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）と同じか、それ以降であればよい。図２では、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間をＴａｕ＋Ｔｄに設定する。スイッチング回路１０Ｕでは、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕは、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）でＶｄとなり、第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１ｕは、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）でゼロとなる。図２の例では、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ１）から流れ始め、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）から追加時間Ｔａｕが経過した時点ｔ４でゼロになる。電流ｉＬ１に関しては、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）からｉＬ１≧ｉＵとなることで、図２における上から５段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ１が共振用コンデンサ９Ｕに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ１は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３）以降は共振用インダクタＬ１に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、上述の通り、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）でＬＣ共振を開始させデッドタイム期間Ｔｄの終了時点で共振半周期を終了させるために、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２）でｉＬ１＝ｉＵとなるように、負荷電流ｉＵに基づいて追加時間Ｔａｕを決定する。より詳細には、制御装置５０では、例えば、電流センサによる負荷電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値、又は負荷電流ｉＵの推定値と、あらかじめ記憶している共振用インダクタＬ１のインダクタンスＬと、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５の検出結果とを用いて、Ｔａｕ＝ｉＵ×（Ｌ／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｕを決定する。このときの負荷電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの負荷電流ｉＵの推定値は、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での負荷電流ｉＵを推定した値等を用いる。基本動作の場合の共振半周期は、共振用インダクタＬ１と１つの共振用コンデンサ９とを含む共振回路の共振周波数の逆数である共振周期の半分である。したがって、共振用インダクタＬ１のインダクタンスをＬとし、共振用コンデンサ９のキャパシタンスをＣとすると、共振半周期は、π×（Ｌ・Ｃ）１／２である。制御装置５０では、基本動作のときの共振半周期は、例えば、デッドタイム期間Ｔｄの長さと同じになるように設定されている。
　上述の追加時間Ｔａｖは、図２に示すように、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ５）をデッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）よりも早めて制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をデッドタイム期間Ｔｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｖの長さは、負荷電流ｉＶの値に基づいて設定される。デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）で電流ｉＬ１の値が負荷電流ｉＶの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ１＜ｉＶとなっている間は電流ｉＬ１の全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるので、共振用コンデンサ９Ｖを充電することができないためである。制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ７）と同じか、それ以降であればよい。図２では、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ７）と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をＴａｖ＋Ｔｄに設定する。第１スイッチング素子１Ｖの両端電圧Ｖ１ｖは、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ７）でゼロとなる。図２の例では、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ５）から流れ始め、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ７）から追加時間Ｔａｖが経過した時点ｔ８でゼロになる。電流ｉＬ１に関しては、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）からｉＬ１≧ｉＶとなることで、図２における上から１０段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ１が共振用コンデンサ９Ｖに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ１は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ７）以降は共振用インダクタＬ１に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、上述の通り、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）でＬＣ共振を開始させるために、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ６）でｉＬ１＝ｉＶとなるように、負荷電流ｉＶに基づいて追加時間Ｔａｖを決定する。より詳細には、制御装置５０では、例えば、電流センサによる負荷電流ｉＶの検出結果又はその信号処理値、又は負荷電流ｉＶの推定値と、あらかじめ記憶している共振用インダクタＬ１のインダクタンスＬと、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５の検出結果とを用いて、Ｔａｖ＝ｉＶ×（Ｌ／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｖを決定する。このときの負荷電流ｉＶの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｖを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの負荷電流ｉＶの推定値は、追加時間Ｔａｖを加算するキャリア周期での負荷電流ｉＶを推定した値等を用いる。
　上述の追加時間Ｔａｗは、図３に示すように、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ９）をデッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ１０）よりも早めて制御信号ＳＷ６のハイレベル期間をデッドタイム期間Ｔｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｗの長さは、負荷電流ｉＷの値に基づいて設定される。デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ１０）からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ１０）で電流ｉＬ１の値が負荷電流ｉＷの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ１＜ｉＷとなっている間は電流ｉＬ１の全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるので、共振用コンデンサ９Ｗを充電することができないためである。制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ１１）と同じか、それ以降であればよい。図３では、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ１１）と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間をＴａｗ＋Ｔｄに設定する。第１スイッチング素子１Ｗの両端電圧Ｖ１ｗは、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ１１）でゼロとなる。図３の例では、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ９）から流れ始め、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ１１）から追加時間Ｔａｗが経過した時点ｔ１２でゼロになる。電流ｉＬ１に関しては、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ１０）からｉＬ１≧ｉＷとなることで、図３における上から４段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ１が共振用コンデンサ９Ｗに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ１は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ１１）以降は共振用インダクタＬ１に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、負荷電流ｉＷに基づいて追加時間Ｔａｗを決定する。より詳細には、制御装置５０では、電流センサによる負荷電流ｉＷの検出結果と、あらかじめ記憶している共振用インダクタＬ１のインダクタンスＬと、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５の検出結果とを用いて、Ｔａｗ＝ｉＷ×（Ｌ／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｗを決定する。このときの負荷電流ｉＷの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｗを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの負荷電流ｉＷの推定値は、追加時間Ｔａｗを加算するキャリア周期での負荷電流ｉＷを推定した値等を用いる。
　（３．１．１．２）負荷電流＞０の場合に第２スイッチング素子をソフトスイッチングさせるための動作
　制御装置５０は、ソフトスイッチングの対象が第２スイッチング素子２（以下、対象第２スイッチング素子２ともいう）であり、対象第２スイッチング素子２に接続された交流端子４１に流れる負荷電流（負荷電流ｉＵ又は負荷電流ｉＶ又は負荷電流ｉＷ）の極性が正の場合、負荷電流の電流値と第１電流閾値Ｉ１（＝Ｉｔｈ、図５参照）とを比較する。制御装置５０は、負荷電流の電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも大きい場合、スイッチ８をオンさせず、負荷電流の電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも小さい場合、デッドタイム期間Ｔｄにスイッチ８をオンさせる。電力変換装置１００では、負荷電流の電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも大きい場合、制御装置５０が対象第２スイッチング素子２に対応するスイッチ８をオンさせることなく、対象第２スイッチング素子２に並列接続されている共振用コンデンサ９Ｕを負荷電流ｉＵにより放電動作させることができる。これにより、電力変換装置１００は、対象第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できる。
　図６には、対象第２スイッチング素子２がスイッチング回路１０Ｕの第２スイッチング素子２Ｕであり、負荷電流の電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも大きい場合について、制御信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ７と、負荷電流ｉＵと、共振用コンデンサ９Ｕから流れる電流ｉ９Ｕと、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕと、を図示してある。また、図６には、デッドタイム期間Ｔｄと、制御装置５０においてスイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕの制御信号ＳＵ７に対して設定する追加時間Ｔａｕを図示してある。
　制御装置５０は、負荷電流ｉＵの電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも大きい場合、制御信号ＳＵ７にハイレベル期間を設けない。この場合、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２２）で共振用コンデンサ９Ｕから電流ｉ９Ｕが流れ始めて、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）よりも前に電流ｉ９Ｕがゼロまで低下し、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）よりも前に第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕがゼロになる。これにより、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）で制御信号ＳＵ２がローレベルからハイレベルに変化したときに、第２スイッチング素子２Ｕがゼロ電圧ソフトスイッチングされる。
　制御装置５０は、負荷電流ｉＵの電流値が第１電流閾値Ｉ１よりも小さい場合、例えば図６中に二点鎖線で示すように制御信号ＳＵ７にハイレベル期間を設ける。このときの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の開始時点は、例えば、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ２２）と同じである。また、制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）と同じである。これにより、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）よりも前に第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕがゼロになる。よって、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）で制御信号ＳＵ２がローレベルからハイレベルに変化したときに、第２スイッチング素子２Ｕがゼロ電圧ソフトスイッチングされる。制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の開始時点は、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点よりも追加時間Ｔａｕだけ早い時点ｔ２１であってもよい。制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ２３）よりも追加時間Ｔａｕだけ遅い時点ｔ２４であってもよい。なお、ハイレベル期間においてデッドタイム期間Ｔｄと重複する期間前後の時間は、追加時間Ｔａｕに限らず、他の設定時間でもよい。
　（３．１．１．３）負荷電流＜０の場合に第２スイッチング素子をソフトスイッチングさせるための動作
　制御装置５０は、対象第２スイッチング素子２に接続された交流端子４１に流れる負荷電流（負荷電流ｉＵ又は負荷電流ｉＶ又は負荷電流ｉＷ）の極性が負の場合、対象第２スイッチング素子２に対応する第２ＩＧＢＴ７をオンさせる。これにより、制御装置５０は、対象第２スイッチング素子２に接続されている共振用コンデンサ９と共振用インダクタＬ１とを共振させて共振用コンデンサ９から放電させ、対象第２スイッチング素子２の両端電圧をゼロにする。これにより、電力変換装置１００は、対象第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することができる。
　図７には、対象第２スイッチング素子２がスイッチング回路１０Ｕの第２スイッチング素子２Ｕである場合について、制御信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ７と、負荷電流ｉＵと、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１と、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕと、を図示してある。
　また、図７には、制御装置５０において同相の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２が同時にオン状態になることを防止するために設定されたデッドタイム期間Ｔｄを図示してある。また、図７には、制御装置５０においてスイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕの制御信号ＳＵ７に対して設定する追加時間Ｔａｕを図示してある。制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）と同じか、それ以降であればよい。図７では、制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＵ７のハイレベル期間をＴａｕ＋Ｔｄに設定する。スイッチング回路１０Ｕでは、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕは、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）でゼロとなる。図７の例では、共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ３１）から流れ始め、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）から追加時間Ｔａｕが経過した時点ｔ３４でゼロになる。電流ｉＬ１に関しては、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ３２）からｉＬ１≦ｉＵとなることで、ＬＣ共振が発生し共振用コンデンサ９Ｕから共振用インダクタＬ１に向かう共振電流（共振用コンデンサ９Ｕの放電電流）が流れる。電流ｉＬ１は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）以降は共振用インダクタＬ１に直接接続されている第４ダイオード１４を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ３２）でＬＣ共振を開始させデッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ３３）で共振半周期を終了させるために、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ３２）でｉＬ１＝ｉＵとなるように、負荷電流ｉＵに基づいて追加時間Ｔａｕを決定する。より詳細には、制御装置５０では、例えば、電流センサによる出力電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値、又は負荷電流ｉＵの推定値と、あらかじめ記憶している共振用インダクタＬ１のインダクタンスＬと、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５の検出結果とを用いて、Ｔａｕ＝｜ｉＵ｜×（Ｌ／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｕを決定する。このときの負荷電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの負荷電流ｉＵの推定値は、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での負荷電流ｉＵを推定した値等を用いる。基本動作の場合の共振半周期は、共振用インダクタＬ１と１つの共振用コンデンサ９とを含む共振回路の共振周波数の逆数である共振周期の半分である。したがって、共振用インダクタＬ１のインダクタンスをＬとし、共振用コンデンサ９のキャパシタンスをＣとすると、共振半周期は、π×（Ｌ・Ｃ）１／２である。制御装置５０では、基本動作のときの共振半周期は、例えば、デッドタイム期間Ｔｄの長さと同じになるように設定されている。
　（３．１．１．４）負荷電流＜０の場合に第１スイッチング素子をソフトスイッチングさせるための動作
　制御装置５０は、対象第１スイッチング素子１に接続された交流端子４１に流れる負荷電流（負荷電流ｉＵ又は負荷電流ｉＶ又は負荷電流ｉＷ）の極性が負である場合、負荷電流の電流値と第２電流閾値Ｉ２（＝－Ｉｔｈ、図５参照）とを比較する。制御装置５０は、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも小さい場合、スイッチ８をオンさせず、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも大きい場合、デッドタイム期間Ｔｄにスイッチ８をオンさせる。電力変換装置１００は、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも小さい場合、制御装置５０が対象第１スイッチング素子１に対応するスイッチ８をオンさせることなく、対象第１スイッチング素子１に直列接続されている共振用コンデンサ９Ｕを負荷電流により充電できる。これにより、電力変換装置１００は、対象第１スイッチング素子１のゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できる。
　図８には、対象第１スイッチング素子１がスイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１Ｕであり、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも大きい場合（言い換えれば、負荷電流の電流値の絶対値が第２電流閾値Ｉ２の絶対値よりも小さい場合）について、制御信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ６と、負荷電流ｉＵと、共振用コンデンサ９Ｕから流れる電流ｉ９Ｕと、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕと、を図示してある。また、図８には、デッドタイム期間Ｔｄを図示してある。
　制御装置５０は、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも小さい場合（言い換えれば、負荷電流の絶対値が第２電流閾値Ｉ２の絶対値よりも大きい場合）、制御信号ＳＵ６にハイレベル期間を設けない。この場合、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ４１）で共振用コンデンサ９Ｕに電流ｉ９Ｕが流れ始める。これにより、電力変換装置１００では、共振用コンデンサ９Ｕが充電されて第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２ｕが増加し、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）よりも前に電流ｉ９Ｕがゼロとなり、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）よりも前に第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１ｕがゼロになる。これにより、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）で制御信号ＳＵ１がローレベルからハイレベルに変化したときに、第１スイッチング素子１Ｕがゼロ電圧ソフトスイッチングされる。
　制御装置５０は、負荷電流の電流値が第２電流閾値Ｉ２よりも大きい場合（言い換えれば、負荷電流の絶対値が第２電流閾値の絶対値よりも小さい場合）、例えば図８中に二点鎖線で示すように制御信号ＳＵ６にハイレベル期間を設ける。このときの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の開始時点は、デッドタイム期間Ｔｄの開始時点（時点ｔ４１）と同じである。また、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）と同じである。これにより、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）よりも前に第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１ｕがゼロになる。よって、電力変換装置１００では、デッドタイム期間Ｔｄの終了時点（時点ｔ４２）で制御信号ＳＵ１がローレベルからハイレベルに変化したときに、第１スイッチング素子１Ｕがゼロ電圧ソフトスイッチングされる。
　（３．１．２）シフト制御の動作
　制御装置５０は、共振用インダクタＬ１に、複数のスイッチ８のうち２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れると判断した場合、当該２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が共振用インダクタＬ１に同時に流れないように、当該２つのスイッチ８のうち１つのスイッチ８への制御信号のハイレベル期間をシフトさせるシフト制御を行う。「複数のスイッチ８のうち２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れると判断した場合」とは、事前に共振用インダクタＬ１に２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れると推定した場合を意味する。
　（３．１．２．１）２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断
　電力変換装置１００は、３相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の電圧指令の位相が互いに１２０°異なるが、２相の電圧指令の指令値が電気角６０°毎に接近し、２相の制御信号のデューティが接近する（図４の領域Ａ１、領域Ａ２参照）。図４の領域Ａ１では、Ｕ相の制御信号のデューティ及びＶ相の制御信号のデューティが０．７５付近となる。図４の領域Ａ２では、Ｕ相の制御信号のデューティ及びＶ相の制御信号のデューティが０．２５付近となる。共振電流の極性は電流ｉＬ１の極性と同じであり、領域Ａ１では、共振電流の極性は、正となり、領域Ａ２では、共振電流の極性は、負となる。領域Ａ１の場合、例えば、キャリア信号の１周期の期間において、第１ＩＧＢＴ６Ｕへ与える制御信号ＳＵ６のハイレベルの期間の開始時点（時点ｔ１、図２参照）と第１ＩＧＢＴ６Ｖへ与える制御信号ＳＶ６のハイレベルの期間の開始時点（時点ｔ５、図２参照）との時間差が短くなり、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが同時に共振用インダクタＬ１に流れる可能性がある。電力変換装置１００では、領域Ａ２の場合、領域Ａ１の場合とは共振電流の向きが逆になるが、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが同時に共振用インダクタＬ１に流れる可能性がある。
　複数の共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ及び９Ｗの各々のキャパシタンスをＣとすると、仮に共振用インダクタＬ１にＵ相の電流とＶ相の電流とが同時に流れた場合、等価回路的には、共振用コンデンサ９Ｕと共振用コンデンサ９Ｖとの合成キャパシタンス（＝２×Ｃ）を有するコンデンサが共振用インダクタＬ１に直列接続される。したがって、電力変換装置１００では、仮に共振用インダクタＬ１に２相の電流が同時に流れた場合、共振用インダクタＬ１に１相の電流が流れる場合と比べて、共振用インダクタＬ１を含む共振回路の共振周波数が変化し、ゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できなくなってしまう可能性がある。
　（３．１．２．１．１）共振用コンデンサの充電動作の場合
　図２は、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが重複しない（同時に流れない）場合と重複する（同時に流れる）場合との境界条件の一例を示す図である。その境界条件について、図２を参照して説明する。
　電力変換装置１００では、制御信号ＳＵ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ３）と、制御信号ＳＶ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ７）との時間差ΔＴｕｖが（Ｔａｕ＋Ｔａｖ＋Ｔｄ）以上であれば、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが重複せず、当該時間差ΔＴｕｖが（Ｔａｕ＋Ｔａｖ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが重複する。制御装置５０は、当該時間差ΔＴｕｖに対する閾値が例えば（Ｔａｕ＋Ｔａｖ＋Ｔｄ）に設定されており、当該時間差ΔＴｕｖが上記閾値未満となれば、共振用インダクタＬ１に複数のスイッチング回路１０のうち、スイッチング回路１０Ｕとスイッチング回路１０Ｖとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。上記閾値の設定は一例であり、他の値に設定にすることも考えられる。例えば、追加時間Ｔａｕの誤差、追加時間Ｔａｖの誤差を考慮して、上記閾値を（Ｔａｕ＋Ｔａｖ＋Ｔｄ）よりも更に大きな値に設定すること等が考えられる。また、制御装置５０では、時間差ΔＴｕｖに対する閾値が、例えば、共振半周期（本実施形態では、共振半周期＝デッドタイム期間Ｔｄ）と同じ値に設定されていてもよい。この場合、制御装置５０は、時間差ΔＴｕｖがデッドタイム期間Ｔｄの時間長さ未満であれば、共振用インダクタＬ１においてスイッチング回路１０Ｕとスイッチング回路１０Ｖとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。また、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差ΔＴｕｖの算出方法は、上述の例に限定されず、上記時間差に相当する時間差を計算できれば他の算出方法でもよい。例えば、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差ΔＴｕｖとして、制御信号ＳＵ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ２）と、制御信号ＳＶ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ６）との時間差を用いてもよい。
　また、電力変換装置１００では、制御信号ＳＵ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ３）と、制御信号ＳＷ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ１１）との時間差が（Ｔａｕ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）以上であれば、Ｕ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複せず、当該時間差が（Ｔａｕ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｕ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複する。制御装置５０は、当該時間差に対する閾値が例えば（Ｔａｕ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）に設定されており、当該時間差が上記閾値未満となれば、共振用インダクタＬ１に複数のスイッチング回路１０のうち、スイッチング回路１０Ｕとスイッチング回路１０Ｗとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。上記閾値の設定は一例であり、他の値に設定にすることも考えられる。例えば、追加時間Ｔａｕの誤差、追加時間Ｔａｗの誤差を考慮して、上記閾値を（Ｔａｕ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）よりも更に大きな値に設定すること等が考えられる。また、制御装置５０では、時間差に対する閾値が、例えば、共振半周期（本実施形態では、共振半周期＝デッドタイム期間Ｔｄ）と同じ値に設定されていてもよい。この場合、制御装置５０は、時間差がデッドタイム期間Ｔｄの時間長さ未満であれば、共振用インダクタＬ１においてスイッチング回路１０Ｕとスイッチング回路１０Ｗとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。また、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差の算出方法は、上述の例に限定されず、上記時間差に相当する時間差を計算できれば他の算出方法でもよい。例えば、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差として、制御信号ＳＵ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ２）と、制御信号ＳＷ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ１０）との時間差を用いてもよい。
　また、電力変換装置１００では、スイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１Ｖに与える制御信号ＳＶ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ７）と、スイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１Ｗに与える制御信号ＳＷ１のハイレベル期間の開始時点（時点ｔ１１）との時間差が（Ｔａｖ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）以上であれば、Ｖ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複せず、当該時間差が（Ｔａｖ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｖ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複する。制御装置５０は、当該時間差に対する閾値が例えば（Ｔａｖ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）に設定されており、当該時間差が上記閾値未満となれば、共振用インダクタＬ１に複数のスイッチング回路１０のうち、スイッチング回路１０Ｖとスイッチング回路１０Ｗとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。上記閾値の設定は一例であり、他の値に設定にすることも考えられる。例えば、追加時間Ｔａｖや追加時間Ｔａｗの誤差を考慮して、上記閾値を（Ｔａｖ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）よりも更に大きな値に設定すること等が考えられる。また、制御装置５０では、時間差に対する閾値が、例えば、共振半周期（本実施形態では、共振半周期＝デッドタイム期間Ｔｄ）と同じ値に設定されていてもよい。この場合、制御装置５０は、時間差がデッドタイム期間Ｔｄの時間長さ未満であれば、共振用インダクタＬ１においてスイッチング回路１０Ｖとスイッチング回路１０Ｗとの２相に対応する共振電流が同時に流れると推定する。また、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差の算出方法は、上述の例に限定されず、上記時間差に相当する時間差を計算できれば他の算出方法でもよい。例えば、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断に利用する上記時間差として、制御信号ＳＶ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ６）と、制御信号ＳＷ２のハイレベル期間の終了時点（時点ｔ１０）との時間差を用いてもよい。
　（３．１．２．１．２）共振用コンデンサの放電動作の場合
　共振用コンデンサ９の放電動作の場合において、制御装置５０は、共振用コンデンサ９の充電動作の場合と同様の時間差と閾値とを用いて、２相の共振電流が同時に流れるか否かの判断することができる。
　例えば、制御装置５０は、制御信号ＳＵ２のハイレベル期間の開始時点と、制御信号ＳＶ２のハイレベル期間の開始時点との時間差が閾値（例えば、Ｔａｕ＋Ｔａｖ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｕ相の共振電流とＶ相の共振電流とが重複すると推定する。
　また、制御装置５０は、制御信号ＳＵ２のハイレベル期間の開始時点と、制御信号ＳＷ２のハイレベル期間の開始時点との時間差が閾値（例えば、Ｔａｕ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｕ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複すると推定する。
　また、制御装置５０は、制御信号ＳＶ２のハイレベル期間の開始時点と、制御信号ＳＷ２のハイレベル期間の開始時点との時間差が閾値（例えば、Ｔａｖ＋Ｔａｗ＋Ｔｄ）未満であれば、Ｖ相の共振電流とＷ相の共振電流とが重複すると推定する。
　（３．１．２．２）２相の共振電流が同時に流れると判断した場合のシフト制御
　制御装置５０は、例えば、２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が共振用インダクタＬ１に同時に流れないように、上記２つのスイッチ８のうち１つのスイッチ８への制御信号のハイレベル期間をシフトさせるシフト制御を行う。
　制御装置５０は、シフト制御を行うときに、上記２つのスイッチ８のうち１つのスイッチ８に対応する１つのスイッチング回路１０の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２それぞれへ与える制御信号のハイレベル期間の長さが変化しないように、上記１つのスイッチ８への制御信号のハイレベル期間をシフトさせる。制御装置５０は、例えば、スイッチ８Ｕへ与える制御信号ＳＵ６又はＳＵ７のハイレベル期間をシフトさせる場合、制御信号ＳＵ１及び制御信号ＳＵ２それぞれのハイレベル期間をシフトさせるが、キャリア信号の１周期における制御信号ＳＵ１及び制御信号ＳＵ２それぞれのデューティは変化させない。また、制御装置５０は、スイッチ８Ｖへ与える制御信号ＳＶ６又はＳＶ７のハイレベル期間をシフトさせる場合、制御信号ＳＶ１及び制御信号ＳＶ２それぞれのハイレベル期間をシフトさせるが、キャリア信号の１周期における制御信号ＳＶ１及び制御信号ＳＶ２それぞれのデューティは変化させない。また、制御装置５０は、スイッチ８Ｗへ与える制御信号ＳＷ６又はＳＷ７のハイレベル期間をシフトさせる場合、制御信号ＳＷ１及び制御信号ＳＷ２それぞれのハイレベル期間をシフトさせるが、キャリア信号の１周期における制御信号ＳＷ１及び制御信号ＳＷ２それぞれのデューティは変化させない。
　電力変換装置１００では、第１スイッチング素子１をソフトスイッチングさせるために、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、例えば、制御信号ＳＵ１、ＳＶ１がローレベル期間からハイレベル期間に変化する時点（Ｕ相、Ｖ相それぞれに対応するデッドタイム期間Ｔｄの終了時点）で第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖの両端電圧Ｖ２ｕ、Ｖ２ｖがＶｄまで上昇する。つまり、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、Ｕ相、Ｖ相それぞれに対応するデッドタイム期間Ｔｄの終了時点で共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖの充電が終了する。このため、電力変換装置１００では、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖのスイッチングがゼロ電圧ソフトスイッチングとなる。
　上述の例は、制御装置５０が共振用インダクタＬ１にＵ相の共振電流とＶ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合のシフト制御の例を示しているが、これに限らない。例えば、制御装置５０が共振用インダクタＬ１にＶ相の共振電流とＷ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合、共振用インダクタＬ１にＷ相の共振電流とＵ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合の場合にも制御装置５０がシフト制御を実行することにより、ゼロ電圧ソフトスイッチングが可能となる。
　また、電力変換装置１００では、第２スイッチング素子２をソフトスイッチングさせるために、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、例えば、制御信号ＳＵ２、ＳＶ２がローレベル期間からハイレベル期間に変化する時点（Ｕ相、Ｖ相それぞれに対応するデッドタイム期間Ｔｄの終了時点）で第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖの両端電圧Ｖ１ｕ、Ｖ１ｖがＶｄまで上昇する。つまり、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、Ｕ相、Ｖ相それぞれに対応するデッドタイム期間Ｔｄの終了時点で共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖの放電が終了する。このため、電力変換装置１００では、制御装置５０がシフト制御を実行した場合には、第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖのスイッチングがゼロ電圧ソフトスイッチングとなる。
　上述の例は、制御装置５０が共振用インダクタＬ１にＵ相の共振電流とＶ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合のシフト制御の例を示しているが、これに限らない。例えば、制御装置５０が共振用インダクタＬ１にＶ相の共振電流とＷ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合、共振用インダクタＬ１にＷ相の共振電流とＵ相の共振電流とが同時に流れると事前に判断した場合の場合にも制御装置５０がシフト制御を実行することにより、ゼロ電圧ソフトスイッチングが可能となる。
　（３．２）制御装置が起動時動作として充電制御動作を行う場合の電力変換装置の動作
　制御装置５０は、電力変換装置１００の起動時に、図９に示すように、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５が０Ｖから閾値Ｖｔｈに上昇するまでの時間Ｔｓを短縮するために回生用コンデンサ１５を充電させる充電制御動作を行う。閾値Ｖｔｈは、例えば、Ｖｄ／２であるが、これに限らず、Ｖｄ／２の９０％以上１１０％以下の値であればよく、Ｖｄ／２の９５％以上１０５％以下の値であることが、より好ましい。実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０が充電制御動作を行なわずにインバータ制御動作を行った場合と比べて、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５が０Ｖから閾値Ｖｔｈに上昇するまでの時間Ｔｓを短縮することができる。実施形態１に係る電力変換装置１００では、例えば、時間Ｔｓを１３．５ｍｓから２．８ｍｓに短縮することができる。なお、図９のＤＣバス電圧は、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間の電圧である。
　制御装置５０は、充電制御動作では、第１制御動作と、第２制御動作と、を交互に行う。
　制御装置５０は、第１制御動作では、複数（３つ）の第１スイッチング素子１をオンさせて、第１直流端子３１と複数（３つ）の第１スイッチング素子１それぞれを通る経路で、複数（３つ）の共振用コンデンサ９を充電させる。制御装置５０は、第２制御動作では、複数（３つ）のスイッチ８をオンさせて、複数（３つ）の共振用コンデンサ９から回生用コンデンサ１５を充電させる。
　以下では、第１制御動作及び第２制御動作それぞれについて、図１０～１２を参照しながら、より詳細に説明する。なお、図１１及び１２では、図１の回路図の一部を省略するとともに簡略化して記載してあり、３つの第１スイッチング素子１と、３つの第２スイッチング素子２と、３つのスイッチ８と、の各々をスイッチの図記号で表記してある。
　制御装置５０は、第１制御動作では、３つの第１スイッチング素子１をオン状態に制御し、３つの第２スイッチング素子２をオフ状態に制御し、３つのスイッチ８をオフ状態に制御する。
　より詳細には、制御装置５０は、第１制御動作では、例えば図１０に示す第１期間Ｔ１のように、３つの制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１の各々をハイレベルとし、３つの制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２の各々をローレベルとし、３つの制御信号ＳＵ６、ＳＶ６、ＳＷ６（図１０には図示せず）の各々をローレベルとし、３つの制御信号ＳＵ７、ＳＶ７、ＳＷ７の各々をローレベルとする。これにより、図１１に示すように、直流電源Ｅ１から３つの第１スイッチング素子１それぞれを通って流れる電流（図１１中に電流の経路を矢印で示してある）によって３つの共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗを充電する。図１０における「共振用コンデンサの充電電流」は、直流電源Ｅ１から３つの共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗの各々に流れる電流（充電電流）の電流波形を示している。
　また、制御装置５０は、第２制御動作では、３つの第１スイッチング素子１をオフ状態に制御し、３つの第２スイッチング素子２をオフ状態に制御し、３つのスイッチ８をオン状態に制御する。
　より詳細には、制御装置５０は、第２制御動作では、例えば図１０に示す第２期間Ｔ２のように、３つの制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１の各々をローレベルとし、３つの制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２をローレベルとし、３つの制御信号ＳＵ６、ＳＶ６、ＳＷ６（図１０には図示せず）の各々をローレベルとし、３つの制御信号ＳＵ７、ＳＶ７、ＳＷ７の各々をハイレベルとする。これにより、図１２に示すように、３つの共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗから３つのスイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗそれぞれを通って流れる電流によって回生用コンデンサ１５を充電する。つまり、制御装置５０は、第２制御動作を行うことにより、共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗを放電させ、回生用コンデンサ１５を充電させる。図１０における「共振用コンデンサの放電電流」は、３つの共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗの各々から回生用コンデンサ１５へ流れる電流（放電電流）の電流波形を示している。
　実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、充電制御動作を行う場合にも、３つの制御信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１の各々のハイレベル期間と３つの制御信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２の各々のハイレベル期間との間にデッドタイム期間Ｔｄを設定する。ここにおいて、制御装置５０は、第１制御動作では、３つの第１スイッチング素子１と、３つの第２スイッチング素子２と、を相補的にオンオフさせる。また、制御装置５０は、第２制御動作では、３つの第１スイッチング素子１と３つの第２スイッチング素子２との両方をオフとするデッドタイム期間Ｔｄを上述の第２期間Ｔ２として、複数のスイッチ８をオンさせる。
　つまり、制御装置５０は、図１０に示すように、第１スイッチング素子１Ｕへの制御信号ＳＵ１のハイレベル期間と、第２スイッチング素子２Ｕへの制御信号ＳＵ２のハイレベル期間と、の間にデッドタイム期間Ｔｄを設け、デッドタイム期間Ｔｄにスイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕへの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間を設ける。同様に、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｖへの制御信号ＳＶ１のハイレベル期間と、第２スイッチング素子２Ｖへの制御信号ＳＶ２のハイレベル期間と、の間にデッドタイム期間Ｔｄを設け、デッドタイム期間Ｔｄにスイッチ８Ｖの第２ＩＧＢＴ７Ｖへの制御信号ＳＶ７のハイレベル期間を設ける。同様に、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｗへの制御信号ＳＷ１のハイレベル期間と、第２スイッチング素子２Ｗへの制御信号ＳＷ２のハイレベル期間と、の間にデッドタイム期間Ｔｄを設け、デッドタイム期間Ｔｄにスイッチ８Ｗの第２ＩＧＢＴ７Ｗへの制御信号ＳＷ７のハイレベル期間を設ける。
　（４）まとめ
　実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、起動時動作として回生用コンデンサ１５を充電させる充電制御動作と、複数の交流端子４１それぞれに出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを流させるインバータ制御動作と、を行う。充電制御動作では、第１制御動作と、第２制御動作と、を交互に行う。第１制御動作では、複数（３つ）の第１スイッチング素子１をオンさせて、第１直流端子３１と複数（３つ）の第１スイッチング素子１それぞれを通る経路で、複数（３つ）の共振用コンデンサ９を充電させる。第２制御動作では、複数（３つ）のスイッチ８をオンさせて複数（３つ）の共振用コンデンサ９から回生用コンデンサ１５を充電させる。
　実施形態１に係る電力変換装置１００によれば、小型化を図ることが可能となる。より詳細には、実施形態１に係る電力変換装置１００は、回生用コンデンサ１５の数を１つにできるので、小型化を図ることが可能となる。
　ところで、実施形態１に係る電力変換装置１００は、Ｖｄ／２の電圧を発生させるために１つの回生用コンデンサ１５を用いた構成を採用しているので、電力変換装置１００の起動時に回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５が過渡的にＶｄ／２まで上昇する。このため、電力変換装置１００では、制御装置５０が仮に充電制御動作を行なわずにインバータ制御動作を行った場合には、インバータ制御動作したときに複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２のそれぞれのスイッチングがハードスイッチングとなることがある。これに対して、実施形態１に係る電力変換装置１００は、制御装置５０が充電制御動作を行うことにより、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５をＶｄ／２まで上昇させるまでの時間を短縮することが可能となり、かつ、インバータ制御動作のときに複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２のそれぞれのハードスイッチングが起こることを抑制することが可能となる。
　また、実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の両端電圧Ｖ１５が閾値Ｖｔｈ以上になってから、インバータ制御動作を行う。これにより、電力変換装置１００は、インバータ制御動作を行っているときに、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれがハードスイッチングされることを抑制することが可能となる。言い換えれば、電力変換装置１００は、より確実にソフトスイッチングを実現することが可能となる。これにより、電力変換装置１００は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々に、より低耐圧かつ低許容電流の素子を用いることが可能となり、低コスト化を図ることが可能となる。
　また、実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、共振用インダクタＬ１に、複数のスイッチ８のうち２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が同時に流れると判断した場合に、上記２つのスイッチ８それぞれを通る共振電流が共振用インダクタＬ１に同時に流れないように、２つのスイッチ８それぞれへの制御信号のハイレベル期間をシフトさせる制御を行う。これにより、電力変換装置１００は、より確実にソフトスイッチングを実現することが可能となる。
　（５）実施形態１の変形例
　（５．１）変形例１
　変形例１に係る電力変換装置１００について、図１３を参照して説明する。変形例１に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例１に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６と第２ＩＧＢＴ７とが逆直列接続されている。変形例１に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６のコレクタ端子と第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子とが接続されており、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子が、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続され、第２ＩＧＢＴ７のエミッタ端子が共通接続点２５に接続されている。また、複数のスイッチ８の各々は、第１ＩＧＢＴ６に逆並列接続されているダイオード６１と、第２ＩＧＢＴ７に逆並列接続されているダイオード７１と、を更に有する。
　変形例１に係る電力変換装置１００では、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７の各々は、ＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタに置換されていてもよい。この場合、図１３のダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、置換された素子の寄生ダイオード、又は、置換された素子の１チップに内蔵された素子等で代用されてもよい。また、変形例１に係る電力変換装置１００では、ダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７に外付けされる場合に限らず、１チップに内蔵された素子でもよい。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同じである。
　（５．２）変形例２
　変形例２に係る電力変換装置１００について、図１４を参照して説明する。変形例２に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例２に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６と第２ＩＧＢＴ７とが逆直列接続されている。変形例２に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子と第２ＩＧＢＴ７のエミッタ端子とが接続されており、第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子が、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続され、第１ＩＧＢＴ６のコレクタ端子が共通接続点２５に接続されている。また、複数のスイッチ８の各々は、第１ＩＧＢＴ６に逆並列接続されているダイオード６１と、第２ＩＧＢＴ７に逆並列接続されているダイオード７１と、を更に有する。
　変形例２に係る電力変換装置１００では、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７の各々は、ＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタに置換されていてもよい。この場合、図１４のダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、置換された素子の寄生ダイオード、又は、置換された素子の１チップに内蔵された素子等で代用されてもよい。また、変形例２に係る電力変換装置１００では、ダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７に外付けされる場合に限らず、１チップに内蔵された素子でもよい。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同じである。
　（５．３）変形例３
　変形例３に係る電力変換装置１００について、図１５を参照して説明する。変形例３に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例３に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａと第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａとが逆直列接続されている。変形例３に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａのドレイン端子と第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａのドレイン端子とが接続されている。また、複数のスイッチ８の各々は、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａに逆並列接続されているダイオード６１と、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａに逆並列接続されているダイオード７１と、を更に有する。複数のスイッチ８の各々では、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａのソース端子が共通接続点２５に接続されている。複数のスイッチ８の各々では、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａのソース端子が、その第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａを有するスイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。スイッチ８Ｕの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０から制御信号ＳＵ６、ＳＵ７が与えられる。スイッチ８Ｖの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０から制御信号ＳＶ６、ＳＶ７が与えられる。スイッチ８Ｗの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０から制御信号ＳＷ６、ＳＷ７が与えられる。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同様である。
　（５．４）変形例４
　変形例４に係る電力変換装置１００について、図１６を参照して説明する。変形例４に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例４に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａにダイオード６３が直列接続され、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａにダイオード７３が直列接続されている。変形例４に係る電力変換装置１００では、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ及びダイオード６３の直列回路と、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａ及びダイオード７３の直列回路とが、逆並列接続されている。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同様である。
　（５．５）変形例５
　変形例５に係る電力変換装置１００について、図１７を参照して説明する。変形例５に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例５に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々は、１つのＭＯＳＦＥＴ８０と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列接続されているダイオード８３と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列に接続されている、２つのダイオード８４、８５の直列回路と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列に接続されている、２つのダイオード８６、８７の直列回路と、を有する。複数のスイッチ８の各々では、スイッチ８におけるダイオード８４とダイオード８５との接続点（スイッチ８の第１端８１）が、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続され、ダイオード８６とダイオード８７との接続点（スイッチ８の第２端８２）が、共通接続点２５に接続されている。スイッチ８の各々では、ＭＯＳＦＥＴ８０がオン状態のときにスイッチ８がオン状態であり、ＭＯＳＦＥＴ８０がオフ状態のときにスイッチ８がオフ状態である。
　複数のスイッチ８のＭＯＳＦＥＴ８０は、制御装置５０によって制御される。制御装置５０は、スイッチ８ＵのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＵ８と、スイッチ８ＶのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＶ８と、スイッチ８ＷのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＷ８と、を出力する。
　スイッチ８では、ＭＯＳＦＥＴ８０がオン状態のときに共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサ９とを含む共振回路による共振電流が流れる。電力変換装置１００では、共振電流を含む充電電流は、複数のスイッチ８のうち１つのスイッチ８がオン状態のとき、回生用コンデンサ１５－共振用インダクタＬ１－ダイオード８６－ＭＯＳＦＥＴ８０－ダイオード８５－共振用コンデンサ９の経路で流れる。また、電力変換装置１００では、共振電流を含む放電電流は、複数のスイッチ８のうち１つのスイッチ８がオン状態のとき、共振用コンデンサ９－ダイオード８４－ＭＯＳＦＥＴ８０－ダイオード８７－共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　変形例５に係る電力変換装置１００では、複数のＭＯＳＦＥＴ８０の各々は、ＩＧＢＴに置換されていてもよい。また、変形例５に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々は、ＭＯＳＦＥＴ８０の代わりに、例えば、バイポーラトランジスタ又はＧａＮ系ＧＩＴ（Gate Injection Transistor）を有していてもよい。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同様である。
　（５．６）変形例６
　変形例６に係る電力変換装置１００について、図１８を参照して説明する。変形例６に係る電力変換装置１００に関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　変形例６に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチ８の各々は、第１ソース端子、第１ゲート端子、第２ゲート端子及び第２ソース端子を有するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴである。変形例６に係る電力変換装置１００では、スイッチ８Ｕを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＵ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＵ７が与えられる。また、スイッチ８Ｖを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＶ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＶ７が与えられる。また、スイッチ８Ｗを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＷ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＷ７が与えられる。
　制御装置５０の動作は、例えば、実施形態１の制御装置５０の動作と同様である。
　（実施形態２）
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａについて、図１９を参照して説明する。実施形態２に係る電力変換装置１００Ａに関し、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　電力変換装置１００Ａは、複数（図示例では、３つ）の共振用インダクタＬ１を備え、複数（３つ）の共振用インダクタＬ１と複数（３つ）のスイッチ８とが一対一に対応している。複数の共振用インダクタＬ１の各々の第３端は、複数のスイッチ８のうち対応するスイッチ８の第２端８２に接続されている。複数の共振用インダクタＬ１の第４端は、回生用コンデンサ１５の第６端１５４に接続されている。複数の共振用インダクタＬ１のインダクタンスは、互いに同じである。つまり、３つの共振用インダクタＬ１のインダクタンスは、互いに同じである。「３つの共振用インダクタＬ１のインダクタンスは、互いに同じである」とは、３つの共振用インダクタＬ１のうち２つの共振用インダクタＬ１の各々のインダクタンスが残りの１つの共振用インダクタＬ１のインダクタンスに完全に一致する場合だけに限らず、上記２つの共振用インダクタＬ１の各々のインダクタンスが上記残りの１つの共振用インダクタＬ１のインダクタンスの９５％以上１０５％以下の範囲内であればよい。
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａでは、実施形態１に係る電力変換装置１００と同様、制御装置５０が、電力変換装置１００Ａの起動時の動作として充電制御動作を行う。また、制御装置５０は、充電制御動作の後で、インバータ制御動作を行う。
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａは、実施形態１に係る電力変換装置１００と同様、回生用コンデンサ１５の数を１つにできるので、小型化を図ることが可能となる。
　（その他の変形例）
　上記の実施形態１、２等は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。上記の実施形態１、２等は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
　例えば、制御装置５０は、第１制御動作では、複数の第１スイッチング素子１のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子１（例えば、第１スイッチング素子１Ｕ）をオンさせて、第１直流端子３１と上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１を通る経路で、複数の共振用コンデンサ９のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１に対応する少なくとも１つの共振用コンデンサ９（例えば、共振用コンデンサ９Ｕ）を充電させればよい。
　また、制御装置５０は、第２制御動作では、複数のスイッチ８のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１に対応するスイッチ８（例えば、スイッチ８Ｕ）をオンさせて上記少なくとも１つの共振用コンデンサ９から回生用コンデンサ１５を充電させればよい。
　また、制御装置５０は、第２制御動作では、上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１と上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１に一対一に対応する少なくとも１つの第２スイッチング素子２（例えば、第２スイッチング素子２Ｕ）との両方をオフとするデッドタイム期間Ｔｄに、複数のスイッチ８のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子１に対応するスイッチ８をオンさせればよい。
　一例として、制御装置５０は、第１制御動作では、第１スイッチング素子１Ｕをオンさせて、第１直流端子３１と第１スイッチング素子１Ｕを通る経路で、共振用コンデンサ９Ｕを充電させればよい。この場合、制御装置５０は、第２制御動作では、スイッチ８Ｕをオンさせて共振用コンデンサ９Ｕから回生用コンデンサ１５を充電させればよい。この場合、制御装置５０は、第２制御動作では、第１スイッチング素子１Ｕと第２スイッチング素子２Ｕとの両方をオフとするデッドタイム期間Ｔｄに、スイッチ８Ｕをオンさせればよい。
　また、制御装置５０において、「２相の共振電流が同時に流れると判断する」動作については、実施形態１で説明した時間差が閾値未満のときに「２相の共振電流が同時に流れると判断する」動作等に限らない。
　例えば、制御装置５０は、Ｕ相の負荷電流ｉＵとＶ相の負荷電流ｉＶとの電流差、Ｖ相の負荷電流ｉＶとＷ相の負荷電流ｉＷとの電流差、Ｗ相の負荷電流ｉＷとＵ相の負荷電流ｉＵとの電流差、のいずれか１つが電流差閾値未満のときに２相の共振電流が同時に流れると判断してもよい。
　また、制御装置５０は、モータの回転数を検出するためのセンサ装置（例えば、エンコーダ又はレゾルバ）から出力されるセンサ情報から演算により求めた電気角、又は推定した電気角が第１回転角範囲（例えば、５５度以上６５度以下）内又は第２回転角範囲（例えば、１１５度以上１２５度以下）内又は第３回転角範囲（例えば、１７５度以上１８５度以下）又は第４回転角度範囲（例えば、２３５度以上２４５度以下）内又は第５回転角度範囲（２９５度以上３０５度以下）内又は第６回転角範囲（例えば、３５５度以上３６５度以下）内のいずれかのときに「２相の共振電流が同時に流れる」と判断してもよい。
　また、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴでもよい。この場合、複数の第１ダイオード４の各々は、対応する第１スイッチング素子１を構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等で代用されてもよい。また、複数の第２ダイオード５の各々は、対応する第２スイッチング素子２を構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等で代用されてもよい。ＭＯＳＦＥＴは、例えば、Ｓｉ系ＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴである。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、例えば、バイポーラトランジスタ又はＧａＮ系ＧＩＴであってもよい。
　また、電力変換装置１００、１００Ａでは、複数の共振用コンデンサ９の各々の容量が比較的小さい場合、複数の共振用コンデンサ９を外付けする代わりに、複数の第２スイッチング素子２の両端間の寄生容量が、複数の共振用コンデンサ９を兼ねていてもよい。
　また、デッドタイム期間Ｔｄの長さは、共振半周期と同じになるように設定されている場合に限らず、共振半周期と異なる長さに設定されていてもよい。ただし、いずれの場合もデッドタイム期間Ｔｄの終点は、共振半周期の終点と一致することが好ましい。
　デッドタイム期間Ｔｄは、制御装置５０とは別に設けられたゲートドライバＩＣ（Integrated Circuit）等の有するデッドタイム生成回路により設定されてもよい。また、制御装置５０がゲートドライバＩＣを含んでいて、ゲートドライバＩＣの有するデッドタイム生成回路が、デッドタイム期間Ｔｄを設定してもよい。
　また、電力変換装置１００、１００Ａは、３相交流を出力する構成に限らず、３相以上の多相交流を出力する構成であればよい。
　（態様）
　本明細書には以下の態様が開示されている。
　第１の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ）は、第１直流端子（３１）及び第２直流端子（３２）と、電力変換回路（１１）と、複数の交流端子（４１）と、複数のスイッチ（８）と、複数の共振用コンデンサ（９）と、少なくとも１つの共振用インダクタ（Ｌ１）と、回生用コンデンサ（１５）と、制御装置（５０）と、を備える。電力変換回路（１１）は、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）を有する。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）と複数の第２スイッチング素子（２）とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路（１０）が互いに並列接続されている。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）が第１直流端子（３１）に接続されており、複数の第２スイッチング素子（２）が第２直流端子（３２）に接続されている。複数の交流端子（４１）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数の交流端子（４１）の各々は、複数のスイッチング回路（１０）のうち対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に接続されている。複数のスイッチ（８）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数のスイッチ（８）の各々は、複数のスイッチング回路（１０）のうち対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に第１端（８１）と第２端（８２）とのうち第１端（８１）が接続されている。複数の共振用コンデンサ（９）は、複数のスイッチ（８）に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ（９）の各々は、複数のスイッチ（８）のうち対応するスイッチ（８）の第１端（８１）と第２直流端子（３２）との間に接続されている。少なくとも１つの共振用インダクタ（Ｌ１）は、第３端及び第４端を有する。少なくとも１つの共振用インダクタ（Ｌ１）では、第３端が複数のスイッチ（８）のうち対応するスイッチ（８）の第２端（８２）に接続されている。回生用コンデンサ（１５）は、第５端（１５３）及び第６端（１５４）を有する。回生用コンデンサ（１５）では、第５端（１５３）が第２直流端子（３２）に接続されており、第６端（１５４）が少なくとも１つの共振用インダクタ（Ｌ１）の第４端に接続されている。制御装置（５０）は、複数の第１スイッチング素子（１）、複数の第２スイッチング素子（２）及び複数のスイッチ（８）それぞれをオンオフ制御する。制御装置（５０）は、起動時動作として回生用コンデンサ（１５）を充電させる充電制御動作と、複数の交流端子（４１）それぞれに出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）を流させるインバータ制御動作と、を行う。充電制御動作では、第１制御動作と、第２制御動作と、を交互に行う。第１制御動作では、複数の第１スイッチング素子（１）のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）をオンさせて、第１直流端子（３１）と上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）を通る経路で、複数の共振用コンデンサ（９）のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応する少なくとも１つの共振用コンデンサ（９）を充電させる。第２制御動作では、複数のスイッチ（８）のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応するスイッチ（８）をオンさせて上記少なくとも１つの共振用コンデンサ（９）から回生用コンデンサ（１５）を充電させる。
　この態様によれば、小型化を図ることが可能となる。
　第２の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ）は、第１の態様に基づく。制御装置（５０）は、充電制御動作では、回生用コンデンサ（１５）の両端電圧（Ｖ１５）が閾値（Ｖｔｈ）以上となるまで回生用コンデンサ（１５）を充電させる。
　この態様によれば、回生用コンデンサ（１５）の両端電圧（Ｖ１５）を、より短時間で閾値（Ｖｔｈ）以上とすることができる。
　第３の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ）では、第２の態様において、制御装置（５０）は、回生用コンデンサ（１５）の両端電圧（Ｖ１５）が閾値（Ｖｔｈ）以上になってから、インバータ制御動作を行う。
　この態様によれば、インバータ制御動作を行っているときに、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）それぞれがハードスイッチングされることを抑制することが可能となる。
　第４の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ）は、第１～３の態様のいずれか一つに基づく。制御装置（５０）は、第１制御動作では、少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）と、複数の第２スイッチング素子（２）のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応する少なくとも１つの第２スイッチング素子（２）と、を相補的にオンオフさせる。第２制御動作では、上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）と上記少なくとも１つの第２スイッチング素子（２）との両方をオフとするデッドタイム期間（Ｔｄ）に、複数のスイッチ（８）のうち上記少なくとも１つの第１スイッチング素子（１）に対応するスイッチ（８）をオンさせる。
　第５の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ）は、第１～４の態様のいずれか一つに基づく。制御装置（５０）は、第１制御動作では、複数の第１スイッチング素子（１）をオンさせる。
　この態様によれば、回生用コンデンサ（１５）の両端電圧（Ｖ１５）を、より短時間で上昇させることが可能となる。
　第６の態様に係る電力変換装置（１００）では、第１～５の態様のいずれか一つにおいて、少なくとも１つの共振用インダクタ（Ｌ１）は、１つの共振用インダクタ（Ｌ１）であり、複数のスイッチ（８）の第２端（８２）が１つの共振用インダクタ（Ｌ１）に共通接続されている。
　この態様によれば、共振用インダクタ（Ｌ１）の数を１つにできるので、更なる小型化を図ることが可能となる。
　１　第１スイッチング素子
　２　第２スイッチング素子
　３　接続点
　８　スイッチ
　８１　第１端
　８２　第２端
　９　共振用コンデンサ
　１０　スイッチング回路
　１１　電力変換回路
　１５　回生用コンデンサ
　１５３　第５端
　１５４　第６端
　３１　第１直流端子
　３２　第２直流端子
　４１　交流端子
　５０　制御装置
　１００、１００Ａ　電力変換装置
　ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ　出力電流（負荷電流）
　Ｌ１　共振用インダクタ
　ＲＡ１　交流負荷
　ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ６、ＳＵ７　制御信号
　ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＶ６、ＳＶ７　制御信号
　ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ６、ＳＷ７　制御信号
　Ｔｄ　デッドタイム期間
　Ｖ１５　両端電圧
　Ｖｔｈ　閾値

Claims (6)

  1. 　第１直流端子及び第２直流端子と、
    　複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有し、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されており、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている電力変換回路と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている、複数の交流端子と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端と第２端とのうち前記第１端が接続されている、複数のスイッチと、
    　前記複数のスイッチに一対一に対応し、各々が対応するスイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている、複数の共振用コンデンサと、
    　第３端及び第４端を有し、前記第３端が前記複数のスイッチのうち対応するスイッチの前記第２端に接続されている少なくとも１つの共振用インダクタと、
    　第５端及び第６端を有し、前記第５端が前記第２直流端子に接続されており、前記第６端が前記少なくとも１つの共振用インダクタの前記第４端に接続されている回生用コンデンサと、
    　前記複数の第１スイッチング素子、前記複数の第２スイッチング素子及び前記複数のスイッチそれぞれをオンオフ制御する制御装置と、を備え、
    　前記制御装置は、
    　　起動時動作として前記回生用コンデンサを充電させる充電制御動作と、
    　　前記複数の交流端子それぞれに出力電流を流させるインバータ制御動作と、を行い、
    　前記充電制御動作では、
    　　前記複数の第１スイッチング素子のうち少なくとも１つの第１スイッチング素子をオンさせて、前記第１直流端子と前記少なくとも１つの第１スイッチング素子を通る経路で、前記複数の共振用コンデンサのうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応する少なくとも１つの共振用コンデンサを充電させる第１制御動作と、
    　　前記複数のスイッチのうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応するスイッチをオンさせて前記少なくとも１つの共振用コンデンサから前記回生用コンデンサを充電させる第２制御動作と、を交互に行う、
    　電力変換装置。
  2. 　前記制御装置は、
    　　前記充電制御動作では、前記回生用コンデンサの両端電圧が閾値以上となるまで前記回生用コンデンサを充電させる、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御装置は、前記回生用コンデンサの前記両端電圧が前記閾値以上になってから、前記インバータ制御動作を行う、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御装置は、
    　　前記第１制御動作では、
    　　　前記少なくとも１つの第１スイッチング素子と、前記複数の第２スイッチング素子のうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応する少なくとも１つの第２スイッチング素子と、を相補的にオンオフさせ、
    　　前記第２制御動作では、
    　　　前記少なくとも１つの第１スイッチング素子と前記少なくとも１つの第２スイッチング素子との両方をオフとするデッドタイム期間に、前記複数のスイッチのうち前記少なくとも１つの第１スイッチング素子に対応するスイッチをオンさせる、
    　請求項１～３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、
    　　前記第１制御動作では、前記複数の第１スイッチング素子をオンさせる、
    　請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記少なくとも１つの共振用インダクタは、１つの共振用インダクタであり、
    　前記複数のスイッチの前記第２端が前記１つの共振用インダクタに共通接続されている、
    　請求項１～５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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JP2000032775A (ja) * 1998-05-08 2000-01-28 Denso Corp 共振形電力変換装置
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