JP2016504904A - ブリッジレッグ - Google Patents

Abstract

本発明は、各入力端子（３０、３１）で直流電圧をスイッチングして、その出力端子（２）で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグ（１２）に関する。ブリッジレッグ（１２）は、第一スイッチアセンブリ（２２）と、第二スイッチアセンブリ（２１）と、第三スイッチアセンブリ（２４）と、第四スイッチアセンブリ（２３）と、少なくとも一つの第一誘導性素子（５１）と、を備える。第一スイッチアセンブリ（２２）および第二スイッチアセンブリ（２１）は、ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、ブリッジレッグ出力（２）は、第一スイッチアセンブリ（２２）と第二スイッチアセンブリ（２１）との相互接続点に形成される。第三スイッチアセンブリ（２４）および第四スイッチアセンブリ（２３）は、ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、誘導性素子（５１）は、第三スイッチアセンブリ（２４）と第四スイッチアセンブリ（２３）との相互接続点とブリッジレッグ出力（２）との間に接続される。第三スイッチアセンブリ（２４）および第四スイッチアセンブリ（２３）は、第一スイッチアセンブリ（２２）または第二スイッチアセンブリ（２１）のいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力（２）のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される。

Description

本発明は、各入力端子で直流電圧をスイッチングして、その出力端子で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグに関する。

現状の高電流低電圧スイッチングのためのブリッジレッグは、モータの形体で誘導負荷に供給される電流を制御するために多数の並列の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）の形体で通常実施されるスイッチを含む。近年、ＭＯＳＦＥＴｓのオン抵抗はますます低減しており、モータ制御装置におけるスイッチング損失が支配的になり始める地点に到達した。このことにより、スイッチング損失がさらに低減できなければ、ＭＯＳＦＥＴオン抵抗における更なる改良のメリットは微々たるものとなった。

スイッチング損失を低減することを困難にする一つの要因は、ＭＯＳＦＥＴ固有ボディダイオードの性能である。このダイオードの性能は、ＭＯＳＦＥＴの他の多くの特性ほどは改良されていない。

ゲート電圧が十分な時、例えば、高ジャンクション温度にて７５ＶＭＯＳＦＥＴで約４−５ｍｏｈｍといった低いオン抵抗で、ＭＯＳＦＥＴはオンになる。このオン状態において、ＭＯＳＦＥＴは順方向および逆方向の両方に電流を伝導する。ここでいう順方向とは、“望ましい”方向、すなわち、適切な制御信号をそれぞれのスイッチ制御ゲートに付与することによってスイッチで電流を制御できる方向であり、一方、逆方向とは、“望ましくない”方向、すなわち、適切な制御信号をそれぞれのスイッチ制御ゲートに付与することによってスイッチで電流を制御できない方向である。

しかしながら、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、もしトランジスタがオフ状態にあった場合、ＭＯＳＦＥＴ逆方向に電流を伝導する固有ボディダイオードを有する。ブリッジレッグ内を流れる電流のシュートを避けるために、各ＭＯＳＦＥＴをスイッチングするための制御信号間で不感帯時間が、典型的には約１−２μｓ用いられる。この間に、ＭＯＳＦＥＴのチャンネルからブリッジレッグの二つのスイッチのいずれかの固有ボディダイオードに、負荷（モータ）電流の方向に応じて電流が伝送される。不感帯時間の後、ブリッジレッグの他方のスイッチがオンになる。そして、ダイオードを再チャージしてダイオードを流れる電流を消滅させるために、負荷（モータ）電流より高い値まで逆回復電流が増加する。

上記のように、誘導負荷のハードスイッチングは、トランジスタボディダイオードまたは別個の逆並列接続ダイオードのダイオード回復を生じさせる。このダイオード回復は、ブリッジレッグのスイッチングの回復部分中に、ｄｉ／ｄｔが制御できないシュートスルー電流を発生させ、それによってＥＭＣエミッションが発生する。伝統的に、これらの従来のスイッチは、スイッチングレートの上限がおよそ１０−２５ｋＨｚであり、通電およびスイッチングに起因する損失を消散するために比較的大きなヒートシンクを要した。

本発明の目的は、現状のこの問題を解決もしくは少なくとも軽減すること、および改良されたブリッジレッグを提供することである。

この目的は、本発明の第一の態様において、各入力端子で直流電圧をスイッチングして、その出力端子で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグによって達成される。ブリッジレッグは第一スイッチアセンブリ、第二スイッチアセンブリ、第三スイッチアセンブリ、第四スイッチアセンブリ、および少なくとも一つの第一誘導性素子を備える。第一スイッチアセンブリおよび第二スイッチアセンブリは、ブリッジレッグ入力端子同士の間で直列に接続され、ブリッジレッグ出力端子は、第一スイッチアセンブリと第二スイッチアセンブリとの相互接続点に形成される。第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリは、ブリッジレッグ入力端子同士の間で直列に接続され、誘導性素子は第三スイッチアセンブリと第四スイッチアセンブリとの相互接続点とブリッジレッグ出力との間に接続される。第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリは、第一スイッチアセンブリまたは第二スイッチアセンブリのいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される。

この目的は、本発明の第二の態様において、各入力端子で直流電圧をスイッチングして、その出力端子で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグによって達成される。ブリッジレッグは、第一スイッチアセンブリ、第二スイッチアセンブリ、第三スイッチアセンブリ、第四スイッチアセンブリ、第一誘導性素子、第二誘導性素子、第一ダイオードおよび第二ダイオードを備える。第一スイッチアセンブリおよび第二スイッチアセンブリは、ブリッジレッグ入力端子同士の間で直列に接続され、ブリッジレッグ出力は第一スイッチアセンブリと第二スイッチアセンブリとの相互接続点に形成される。第三スイッチアセンブリおよび第一ダイオードは、ブリッジレッグ入力端子同士の間で直列に接続され、第一誘導性素子は、第三スイッチアセンブリと第一ダイオードスイッチアセンブリの陰極端子との相互接続点とブリッジレッグ出力との間に接続される。第二ダイオードおよび第四スイッチアセンブリは、ブリッジレッグ入力端子同士の間で直列に接続され、第二誘導性素子は、第二ダイオードの陽極端子と第四スイッチアセンブリとの相互接続点とブリッジレッグ出力との間で接続される。第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリは、第一スイッチアセンブリまたは第二スイッチアセンブリのいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間よりも先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される。

この目的は、本発明の第三の態様において、各入力端子で直流電圧をスイッチングして、その出力端子で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグによって達成される。ブリッジレッグは、第一スイッチアセンブリ、第二スイッチアセンブリ、第三スイッチアセンブリ、第四スイッチアセンブリ、第一誘導性素子および少なくとも一つの第二誘導性素子を備える。第一スイッチアセンブリおよび第二スイッチアセンブリはブリッジレッグ入力端子同士の間に接続され、第二誘導性素子は第一スイッチアセンブリと第二スイッチアセンブリとの相互接続点とブリッジレッグ出力との間に接続される。第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリはブリッジレッグ入力端子同士の間に直列に接続され、第一誘導性素子は、第三スイッチアセンブリと第四スイッチアセンブリとの相互接続点とブリッジレッグ出力との間に接続される。第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリは、第一スイッチアセンブリまたは第二スイッチアセンブリのいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間よりも先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される。

有利には、本発明の第一、第二、および第三の態様の実施形態によるブリッジレッグは、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御され、二つのメインスイッチ（第一および第二スイッチアセンブリ）と、二つの追加のヘルプスイッチ（第三および第四スイッチアセンブリ）と、ハードスイッチングメインスイッチのダイオード回復電流を除去する一つ以上の追加のインダクタとを備える。追加のヘルプスイッチの制御は、メインスイッチのＰＷＭ制御信号と同期させることができる。したがって、現状のブリッジレッグと比較すると、メインスイッチのダイオード逆回復を避けるために、スイッチングでの電流は、インダクタを介して追加のヘルプスイッチによって一時的に引き継がれる。インダクタに保存されるエネルギーは、直流母線にフィードバックされる。

ダイオード回復電流は、モータ制御ユニットにおける電磁環境適合性（ＥＭＣ）エミッションのメインソースの一つであり、ゆえにＥＭＣはダイオード回復電流の消散によって低減する。スイッチング損失およびＥＭＣエミッションが低減できるので、ヒートシンクの大きさが縮小でき、モータコントローラのレーティングが増加するか、もしくは両者の組み合わせが可能になる。例えばフォークリフトトラックのような多くのモータ制御アプリケーションにおいては、スペースは非常に限られているので、より小さなヒートシンクは大変有利になる。

有利には、第一スイッチアセンブリまたは第二スイッチアセンブリのいずれかを流れる逆電流は、ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間よりも先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて、相当に低減されるべきであり、好ましくは５０％以上低減される。

本発明の実施形態によるブリッジレッグのトポロジーにより、メインスイッチの各逆並列ダイオードを流れる逆電流の流れを防止できる。ダイオードの逆回復特性は、ブリッジレッグが実装されるモータコントローラユニットのスイッチング速度を制限するので、この電流の流れを避けることは有利である。

本発明の一実施形態では、第三スイッチアセンブリおよび第四スイッチアセンブリ、すなわちヘルプスイッチは、メインスイッチの一つである第一スイッチを流れる逆電流が、第一スイッチがオフになる瞬間よりも先に、負荷電流と比べて低減するように、且つ、もう一方のメインスイッチである第二スイッチを流れる逆電流が、第二スイッチがオフになる瞬間に、負荷電流と比べて低減するように制御される。有利には、ヘルプスイッチは一時的にメインスイッチから電流を“引き継ぐ”。

本発明のさらなる実施形態では、第一スイッチを流れる電流が、第一スイッチがオフになる瞬間よりも先にゼロまたは順方向になるように、且つ、第二スイッチを流れる電流が、第二スイッチがオフになる瞬間より先にゼロまたは順方向になるように、ヘルプスイッチが制御される。有利には、ヘルプスイッチはオフになるべきメインスイッチから一時的に電流を引き継ぐので、メインスイッチのトランジスタは、負電流がトランジスタを流れることなく、ゼロまたは正電流状態においてオフにすることができる。

なお、スイッチは単一のＭＯＳＦＥＴトランジスタまたは並列に接続されたいくつかのＭＯＳＦＥＴトランジスタから形成することができる。さらに、スイッチはまた単一のＩＧＢＴもしくはいくつかの並列のＩＧＢＴ、特に真性ダイオードを有するＩＧＢＴから作ることができる。さらに、スイッチは、単体または並列で、炭化ケイ素（ＳｉＣ）もしくは窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタから作ることができる。

さらに、本発明の態様によるブリッジレッグは、スイッチング周波数の増加が可能であるので、インバータおよびパワーコンバータに適用することができる。したがって、電力出力段と交流負荷との間のフィルターインダクタンスは、縮小することができる。これは、スイッチング周波数の増加が、フィルターするのが容易であるが故に要求されるフィルターインダクタンスがより小さい、電圧出力高調波の周波数の増加につながるので、可能になる。

ブリッジレッグは、例えば、産業用フォークリフトトラックの電気モータを制御するための三相交流制御ユニットに適用することができる。制御されるべきモータは、例えば、三相電動モータ、直流モータ、三相非同期モータ（誘導モータ）、永久モータ（ＰＭ）、またはリラクタンス型モータなどの様々なタイプであってよい。モータ用のアプリケーションの例としては、フォークリフトの牽引および油圧ポンプがある。

本発明は、スイッチの逆方向に電流を導入する際の、メインスイッチの電流の変動率、すなわちｄｉ／ｄｔを制限することを可能にする。逆電流がゼロに低減するまで、または制御不能なブリッジレッグショートの恐れなく逆電流が順方向に導通するまで、メインスイッチのいずれかをオンにすることが可能になる。

本発明のさらなる特徴および利点は、添付の特許請求の範囲および下記の説明によって明白になる。添付の特許請求の範囲に記載される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の属する業界における通常の知識を有する者に容易に分かるように、例示的な実施形態の開示された特徴を組み合わせて下記に説明する以外の実施形態を創成してもよい。

ここから、本発明を、例として、添付の図面を参照して説明する。

誘導負荷と共に使用する従来技術のブリッジレッグの模式図。 図１に示す従来技術のブリッジレッグにおける出力誘導電流の上側スイッチから下側スイッチへの伝導を示した図。 三相直流／交流コンバータを形成するように構成される図１に示した三つのブリッジレッグを示した図。 本発明の第一の態様によるブリッジレッグを示した図。 電流が出力を介してブリッジレッグに流入する際、逆−順電流スイッチングを行う本発明の実施形態によるブリッジレッグの詳細な動作を示した図。 電流が出力を介してブリッジレッグから流出する際、逆−順電流スイッチングを行う本発明のさらなる実施形態によるブリッジレッグの詳細な動作を示した図。 電流が出力を介してブリッジレッグに流入する際、順−逆電流スイッチングを行う本発明の実施形態によるブリッジレッグの詳細な動作を示した図。 本発明の第二の態様によるブリッジレッグを示した図。 本発明の第二の態様の代替の実施形態によるブリッジレッグを示した図。 本発明の第三の態様によるブリッジレッグを示した図。 本発明によるブリッジレッグのさらに別の実施形態を示した図。 図４で先に示した、三相直流／交流コンバータを形成するよう構成された本発明のさらなる実施形態による三つのブリッジレッグを示した図。 本発明のさらに別の実施形態による電流測定の代替の配置を示した図。

ここから、例示的な実施形態を示す添付の図面を参照して、より充分に本発明を説明する。しかしながら、本発明は本明細書で述べる実施形態に限られると解釈されるべきではない。下記の説明を通して、適用可能な場合、同じ符号は、同じ要素、部分、事項、または特徴を示すのに用いられる。添付の特許請求の範囲で定義される第一および第二スイッチアセンブリは、明細書を通して時々メインスイッチと呼ばれ、第三および第四スイッチアセンブリは、明細書を通して時々ヘルプスイッチと呼ばれる。

図１は、誘導負荷を用いて使用する従来技術のブリッジレッグ１０の模式図である。ブリッジレッグ１０は、ブリッジレッグ出力２の両側に配置される、ＭＯＳＦＥＴｓの形体で実施される一対のスイッチ２１、２２を備える。第一スイッチ２２は、第一ブリッジレッグ入力端子の正レールＢ＋に接続されるドレイン端子と、ブリッジレッグ出力２、したがって誘導負荷（図示せず）に接続されるそのソース端子とを有する。第二スイッチ２１は、ブリッジレッグ出力と誘導負荷に接続されるそのドレイン端子と、第二ブリッジレッグ入力端子の負レールＢ−に接続されるそのソース端子とを有し、その入力端子には電源電圧が接続される。スイッチ２２と２１にゲート信号を供給することにより、負荷はブリッジレッグ出力２を介して選択的にＢ＋またはＢ−に接続することができる。Ｈブリッジを完成させるためには、さらに多くのブリッジレッグ１０か、もしくは一つの三相ブリッジ（引き続き図３に示す）につきもう二つのブリッジレッグ１０が必要になる。直流母線および直流母線コンデンサを形成する端子Ｂ＋および端子Ｂ−は、電圧のオーバーシュートを最小限にするために、物理的にスイッチに近いＢ＋およびＢ−に接続される。さらに、Ｂ＋およびＢ−は、端子３０、３１を介して、バッテリーまたは交流−直流整流器直流出力のような直流電源に接続することができる。

先に述べたように、ブリッジレッグスイッチ２１、２２のＭＯＳＦＥＴｓは、固有ボディダイオードを有する。インダクタンス５３および５５は、配線によって引き起こされる漂遊インダクタンスを表し、各漂遊インダクタンス５３、５５は、各スイッチに接続される。ゲート信号は、スイッチ２１、２２の動作のために提供される。

図２は、上側スイッチ２２から下側スイッチ２１への出力誘導電流の伝導を示す。電流の向きは、図１に示すとおりである。モータ電流が上側スイッチ２２から下側スイッチ２１へ伝導する前、上側スイッチ２２の電流は負である（すなわち、モータ電流はブリッジレッグ出力端子２へと流入する）。まず、上側スイッチ２２がオフになると、電流はＭＯＳＦＥＴチャンネルから上側スイッチ２２のボディダイオードに流れる。典型的に１−２μｓの不感帯の後、下側スイッチ２１がオンになり、電流は上側スイッチ２２から下側スイッチ２１へと流れる。しかしながら、上側スイッチ２２のボディダイオードが電流を伝導した際、残存電荷を保持するので、電荷が消散するまで伝導を止めることができない。電荷が消散する間、上側スイッチ２２のボディダイオードは、Ｂ＋からブリッジレッグ出力２までの短い回路を形成する。それによって大きな逆回復電流が、上側スイッチ２２のボディダイオード、さらに下側スイッチ２１を通って、Ｂ＋からＢ−へ流れるが、これは電流Ｉ（Ｌ５）のオーバーシュートとして示されている。上側スイッチ２２のボディダイオードが放電すると、上側スイッチ２２を流れる電流Ｉ（Ｌ３）は素早くゼロまで下降する。これが起きると、上側スイッチ２２の電圧Ｕ（Ｈ）は、漂遊インダクタンス５３を超えて発生する追加電圧のために、オーバーシュートまで上昇する。電流と電圧の素早いトランザクションは高周波の発振を引き起こし、これはＥＭＣの観点から問題となる。

図３は、図１に示したブリッジレッグを三つ（１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ）、三相直流／交流コンバータ１１を形成するよう構成したものを示す。三相のＵ、Ｖ、およびＷは、三つのブリッジレッグ出力２ｕ、２ｖ、および２ｗを介して、例えば電気モータの形体および誘導負荷に接続され、モータに供給される信号の基礎電圧振幅および周波数が、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御される。マイクロコントローラおよびゲートドライバ４０は、出力２ｕ、２ｖ、２ｗを制御するために、すべてのスイッチ２１ｕ、２１ｗ、２２ｗ、２２ｕ、２２ｖへのＰＷＭゲート信号を発生させる。直流電源は、直流電源を供給するために、ブリッジレッグ直流入力端子３０、３１に接続される。直流コンデンサ３２は、大きな電圧オーバーシュートを避けるために、ブリッジレッグの近くに配置される。

図４は、本発明の第一の態様によるブリッジレッグを示す。ブリッジレッグ１２は、各入力端子３０、３１で直流電圧をスイッチングし、その出力端子２で交流電圧を生成し、モータのような誘導負荷に供給する。ブリッジレッグ１２は、第一スイッチアセンブリ２２と第二スイッチアセンブリ２１の、二つのメインスイッチを備える。さらに、ブリッジレッグ１２は、第三スイッチアセンブリ２４と第四スイッチアセンブリ２３の、二つのヘルプスイッチを備える。さらに、本発明のこの特定の実施形態によるブリッジレッグ１２は、少なくとも一つの第一誘導性素子５１を備える。これは、メインスイッチとヘルプスイッチとの間に接続されるコンダクタの周りのエアギャップ有り／無しのフェライトコアのような別個のインダクタでもよいし、もしくは、例えばケーブルのような漂遊インダクタンスの形体で実施することもできる。第三スイッチアセンブリ２４および第四スイッチアセンブリ２３は、第一スイッチアセンブリ２２もしくは第二スイッチアセンブリ２１のいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力２のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力と比べて低減するように制御される。

本発明の一実施形態では、一つ以上の電流測定装置６２、６１が、それぞれ電流Ｉｄ（Ｈ）とＩｄ（Ｌ）を測定するのに用いられる。測定値は、少なくとも電流の方向を示す。代替の電流測定装置６０は、Ｉ（モータ）を測定するために出力２で実装することができる。インダクタンス５３および５５は、配線による漂遊インダクタンスである。

図５は、電流が出力２を介してブリッジレッグに流入する際の、本発明の実施形態によるブリッジレッグ１２の詳細な動作を示す。第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであるとすれば、第一スイッチ２２がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

従来技術においては、図１乃至図３を参照して説明するように、第一スイッチ２２がオフになると、電流は第一スイッチ２２のボディダイオードを流れる。数マイクロ秒後、第二スイッチ２１がオンになる。電流は第一スイッチダイオードを流れるため、結果的にしばらく逆方向に伝導する。逆回復は約１０分の１マイクロ秒またはそれより短い時間続き、その後に急速にオフになる。この急速なターンオフが、回路インダクタンス５３、５５に高い電圧を発生させ、メインスイッチ２１、２２の破壊につながる場合があり、また、高いＥＭＣを発生させる。

図示した実施形態では、代わりに動作が以下のようになる（図５を参照）。まず、第四スイッチ２３がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第一スイッチ２２を流れる電流Ｉｄ（Ｈ）は、電流測定装置６２で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が検出されると、第一スイッチ２２のターンオフが始まる。第一メインスイッチ２２がオフになると、第二メインスイッチ２１をオンにすることができる。第二メインスイッチ２１がオンになると、第四スイッチ２３がオフになる。インダクタ５１の電流は、第三スイッチ２４のボディダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝導して戻る。続いて第三スイッチ２４のダイオードの逆回復が起こるが、電流の大きさがインダクタンス５１によって制限されているため、これは比較的小さい。ヘルプスイッチ２３、２４は非常に短い時間しか動作しないため、直列および並列のショットキーダイオードを、ヘルプスイッチの周りに配置することができる。

インダクタ５１に保存されたエネルギーは直流母線３０、３１にフィードバックされるため、インダクタの大きさは、エネルギー損失なく、かなり大きく成り得る。しかしながら、ブリッジレッグ出力２の負荷インダクタンスと比較すると、その大きさはやはり非常に小さい。

メインスイッチ２１、２２およびヘルプスイッチ２３、２４を制御する代替の方法は、ブリッジレッグ出力電流、インダクタ値、および供給（バッテリー）電圧の知識に基づいてタイミングを計算してスイッチするマイクロプロセッサを有することである。

図６は、電流が出力２を介してブリッジレッグから流出する際の、本発明の実施形態によるブリッジレッグ１２の詳細な動作を示す。第二スイッチ２１がオン、他のすべてのスイッチ２２、２３、２４がオフであるとすれば、第二スイッチ２１がオフ、第一スイッチ２２がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

従来技術においては、図１乃至図３を参照して説明するように、第二スイッチ２１がオフになると、電流は第二スイッチ２１のボディダイオードを流れる。数マイクロ秒後、第一スイッチ２２がオンになる。電流は第二スイッチダイオードを流れてきているため、結果としてしばらく逆方向に伝導する。逆回復が約１０分の１マイクロ秒またはそれより短い時間続き、その後急速にオフになる。やはり、この急速なターンオフが、回路インダクタンス５３、５５に高い電圧を発生させ、メインスイッチ２１、２２の破壊につながり、また、高いＥＭＣを発生させる。

図示した実施形態では、代わりに動作は以下のようになる（図６を参照）。まず、第三スイッチ２４がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第二スイッチ２１を流れる電流Ｉｄ（Ｌ）は、電流測定装置６１で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換は（例えばコンパレータによって）検出され、第二スイッチ２１のターンオフを始める。第二メインスイッチ２１がオフになると、第一メインスイッチ２２をオンにすることができる。第一メインスイッチ２２がオンになると、第三スイッチ２４がオフになる。インダクタ５１の電流は、第四スイッチ２３のボディダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。続いて、第四スイッチ２３のダイオードの逆回復が起こるが、これは、電流の大きさがインダクタンス５１によって制限されているため、比較的小さい。ヘルプスイッチ２３、２４は非常に短い時間しか動作しないため、直列および並列のショットキーダイオードを、ヘルプスイッチの周りに配置することができる。

例えばメインスイッチ２１、２２がＩＧＢＴパワートランジスタから成る場合、タイミングを制御する代替のシーケンスが存在するが、それを以下に説明する。

第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであるとすれば、第一スイッチ２２がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。代わりに動作は以下のようになる（図示せず）。第一スイッチアセンブリ２２が逆電流を導通すると、第一スイッチアセンブリ２２はオフになり、第四スイッチ２３はオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第一スイッチ２２を流れる電流Ｉｄ（Ｈ）は、電流測定装置６２で測定されるように、方向を変え、正に向かう。そして第二メインスイッチ２１がオンになり、第四スイッチ２３がオフになる。インダクタ５１の電流は、第三スイッチ２４のダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。続いて第三スイッチ２４のダイオードの逆回復が起こるが、電流の大きさがインダクタンス５１によって制限されているため、これは比較的小さい。ヘルプスイッチ２３、２４は非常に短い時間しか動作しないため、直列および並列のショットキーダイオードを、ヘルプスイッチの周りに配置することができる。

電流がブリッジレッグから出力２を介して流出する場合、シーケンスは下記のようになる。第二スイッチ２１がオン、他のすべてのスイッチ２２、２３、２４がオフであるとすれば、第二スイッチ２１がオフ、第一スイッチ２２がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

代わりに動作は以下のようになる（図示せず）。第二スイッチアセンブリ２１が逆電流を導通すると、第二スイッチアセンブリ２１はオフになり、第三スイッチ２４はオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流は出力電流と等しくなる。この瞬間、第二スイッチ２１を流れる電流Ｉｄ（Ｌ）は、方向を変え、正に向かう。そして第一メインスイッチ２２をオンにすることができる。第一メインスイッチ２２がオンになると、第三スイッチ２４がオフになる。インダクタ５１の電流は、第四スイッチ２３のダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。

さらなる代替案では、シーケンスは下記のように動作され得る。第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであるとすれば、第一スイッチ２２がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。代わりに動作は以下のようになる（図示せず）。第一スイッチアセンブリ２２が逆電流を導通していると、第四スイッチ２３はオンになる。第一スイッチアセンブリ２２は、第四スイッチアセンブリ２３がオンになる時と、第一スイッチアセンブリの逆電流がゼロまで低減するかもしくはわずかに順方向になる時との間にオフになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなるか、わずかに大きくなる。そして第二メインスイッチ２１がオンになり、第四スイッチ２３がオフになる。インダクタ５１の電流は、第三スイッチ２４のダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に送られて戻る。

電流がブリッジレッグから出力２を介して流出する場合、シーケンスは下記のようになる。第二スイッチ２１がオン、他のすべてのスイッチ２２、２３、２４がオフであるとすれば、第二スイッチ２１がオフ、第一スイッチ２２がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

代わりに動作は以下のようになる（図示せず）。第二スイッチアセンブリ２１が逆電流を導通すると、第三スイッチ２４はオンになる。第二スイッチアセンブリ２１は、第三スイッチ２４がオンになる時と、第二スイッチアセンブリの逆電流がゼロまで低減するかもしくはわずかに順方向になる時との間にオフになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなるか、わずかに大きくなる。そして第一メインスイッチ２２がオンになり、第三スイッチ２４がオフになる。インダクタ５１の電流は、第四スイッチ２３のダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。

図７は、電流が出力２を介してブリッジレッグに流入する際の、本発明の実施形態によるブリッジレッグ１２の詳細な動作を示す。第二スイッチ２１がオン、他のすべてのスイッチ２２、２３、２４がオフであるとすれば、第二スイッチ２１がオフ、第一スイッチ２２がオンの状態になることが望ましい。すなわち順−逆電流スイッチングが実行されるべきである。このスイッチングには逆回復の問題がなく（先に述べた従来技術のブリッジレッグでは問題がある）、したがって、スイッチ２３、２４を使うことなく、成功裏に実行することができる。しかし、同じ制御シーケンスを使用してもよく、図７にそれを示す。

まず、第三スイッチ２４がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つと第二スイッチ２１を流れる電流が、電流測定装置６１に測定され、正であることが検知される。この状態により、第二スイッチ２１のターンオフが起こる。第二スイッチ２１がオフになると、電流は第一スイッチ２２逆並列ダイオードに伝導し始め、第一スイッチ２２は、通常の不感帯時間の後、オンにされ得る。第一スイッチ２２がオンになると、第四スイッチ２４がオフになる。図７からわかるように、第一スイッチ２２の逆方向の電圧降下によって、電流がいくらか第三スイッチ２４を逆方向に流れる。しかしながら、もし第一スイッチ２２の電圧降下が十分に小さいと、この電流は流れない。

メインスイッチ２１、２２のダイオード回復を避けるため、電流を逆方向に導通する際のＲＤＳ（ｏｎ）に応じて、ＭＯＳＦＥＴ電圧降下が、ボディダイオード順方向電圧降下より小さいことが好ましく、これによってメインスイッチ２１、２２におけるダイオード逆回復を避けることができる。

図８ａは、本発明の第二の態様によるブリッジレッグを示す。ブリッジレッグ１３は、各入力端子３０、３１で直流電圧をスイッチングし、その出力端子２で、モータのような誘導負荷に供給するための交流電圧を生成する。ブリッジレッグ１３は、第一のスイッチアセンブリ２２と第二のスイッチアセンブリ２１の、二つのメインスイッチを備える。さらに、ブリッジレッグ１３は、第三スイッチアセンブリ２４と第四スイッチアセンブリ２３の、二つのヘルプスイッチを備える。さらに、本発明のこの特定の実施形態によるブリッジレッグ１３は、第一誘導性素子５１と、第二誘導性素子５２と、第一ダイオード２６と、第二ダイオード２５と、を備える。これは、メインスイッチとヘルプスイッチとの間に接続されるコンダクタの周りのエアギャップ有り／無しのフェライトコアのような、別のインダクタでも良いし、あるいはケーブルのような漂遊インダクタンスの形体で実施することもできる。第三スイッチアセンブリ２４および第四スイッチアセンブリ２３は、第一スイッチアセンブリ２２もしくは第二スイッチアセンブリ２１のいずれかを流れる逆電流が、ブリッジレッグ出力２のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される。

さらに、第二の態様における本発明の実施形態では、一つ以上の電流測定装置６２、６１が、それぞれ電流Ｉｄ（Ｈ）とＩｄ（Ｌ）を測定するのに用いられる。測定値は、少なくとも電流の方向を示す。代替の電流測定装置６０は、Ｉ（モータ）を測定するために出力２で実装することができる。インダクタンス５３および５５は、配線による漂遊インダクタンスである。

先に述べた本発明の第一の態様に則して、第二の態様において、電流が出力２を介してブリッジレッグ１３に流入する際、第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであるとすれば、第一スイッチ２２がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

図示した実施形態では、動作が以下のようになる。まず、第四スイッチ２３がオンになる。すると電流が第二誘導性素子５２を流れ始め、しばらく経つと第二インダクタ５２の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第一スイッチ２２を流れる電流Ｉｄ（Ｈ）は、電流測定装置６２で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が検出されると、第一スイッチ２２のターンオフが始まる。第一メインスイッチ２２がオフになると、第二メインスイッチ２１をオンにすることができる。第二メインスイッチ２１がオンになると、第四スイッチ２３がオフになる。第二インダクタ５２の電流は、第二ダイオード２５を流れ続け、第二インダクタ５２のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。続いて、第二ダイオード２５の逆回復が起こるが、電流の大きさが第二インダクタンス５２によって制限されているため、これは比較的小さい。第二ダイオード２５は、逆回復電荷が非常に小さいショットキーダイオードとすることができる。

さらなるシナリオでは、電流が出力２を介してブリッジレッグ１３から流出する際、第二スイッチ２１がオン、他のすべてのスイッチ２２、２３、２４がオフであるとされ、第二スイッチ２１がオフ、第一スイッチ２２がオンである状態になることが望ましい。

図示した実施形態では、動作が以下のようになる。まず、第三スイッチ２４がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第二スイッチ２１を流れる電流Ｉｄ（Ｌ）は、電流測定装置６１で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が（例えばコンパレータによって）検出され、第二スイッチ２１のターンオフが始まる。第二メインスイッチ２１がオフになると、第一メインスイッチ２２をオンにすることができる。第一メインスイッチ２２がオンになると、第三スイッチ２４がオフになる。第一インダクタ５１の電流は、第一ダイオード２６を流れ続け、第一インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。続いて、第一ダイオード２６の逆回復が起こるが、電流の大きさが第一インダクタンス５１によって制限されているため、これは比較的小さい。

図８ｂは、本発明の第二の態様によるブリッジレッグ１３の代替の実施形態であり、第一および第二ダイオード２５、２６の代わりにトランジスタを使用する（図８ｂではＭＯＳＦＥＴＳの形で実施される）。機能は、図８ａを参照して説明したものと同様である。

図９は、本発明の第三の態様によるブリッジレッグ１４を示す。図４に示すものと比べると、このブリッジレッグ１４は、第二誘導性素子５２をさらに備える。第三および第四スイッチ２３、２４は、電流および電圧容量の点で第一および第二スイッチ２１、２２と同等にすることができ、相電流は第三および第四スイッチ２３、２４と第一および第二スイッチ２１、２２との間を交互に流れることができる。したがって、スイッチの組２１、２２および２３、２４は、損失を均等に分けるために、メインおよびヘルプスイッチを交替することができる。

ここでは、本発明の実施形態によるブリッジレッグに、相互接続点とブリッジレッグ出力との間に接続される誘導性素子を有する二つのスイッチを備えたサブブリッジレッグをいくつでも含むことができるものとする。

電流が出力２を介してブリッジレッグ１４を流れるとき、動作は以下のようになる。第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであれば、第一スイッチ２２がオフ、第四スイッチ２３がオンの状態になることが望ましい。すなわち逆−順電流スイッチングが実行されるべきである。

図示した実施形態では、動作は以下のようになる。まず、第四スイッチ２３がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つと第一インダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第一スイッチ２２を流れる電流Ｉｄ（Ｈ）は、電流測定装置６２で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が検出されると、第一スイッチ２２のターンオフが始まり、伝送が完了する。

第四スイッチ２３がオン、他の全てのスイッチ２１、２２、２４がオフである場合、以下の動作が遂行される。電流はやはりブリッジレッグ出力２を介して負荷から流入するものとする。第四スイッチ２３がオフ、第三スイッチ２４がオンの状態に移行し、電流を第一および第二スイッチ２１、２２と第三および第四スイッチ２３、２３との間で等しく交互に変更することが望ましい。提案された実施形態では、シーケンスは以下のようになる。まず、第四スイッチ２３がオフになる。すると、第一インダクタンス５１は電流を導通し続け、電流は第三スイッチ２４のダイオードを流れ始める。そうすると、ＭＯＳＦＥＴ逆方向の電圧降下は通常の電流範囲でのダイオード順方向降下よりも小さいため、第三スイッチ２４はオンになり、電流は第三スイッチ２４のダイオードからＭＯＳＦＥＴチャネルへと伝送することができる。

第三スイッチ２４がオン、他の全てのスイッチ２１、２２、２３がオフである状態からスイッチングする場合、以下のプロセスが遂行される。電流がやはり出力２を介してモータからブリッジレッグ１４に流入するとすれば、第三スイッチ２４がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態に移行し、電流を一方の第一および第二スイッチ２１、２２と他方の第三および第四スイッチ２３、２４との間で等しく交互に変更することが望ましい。提案された実施形態では、動作は以下のようになる。

まず、第二スイッチ２１がオンになる。すると電流が第二誘導性素子５２を流れ始め、しばらく経つと第二インダクタンス５２の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、電流Ｉｄ（Ｈ−ｈ）は、電流測定装置６４で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が検出されると、第三スイッチ２４のターンオフが始まり、伝送が完了する。

これは、第一および第二スイッチ２１、２２と第三および第四スイッチ２３、２４とに、相電流を等しく分ける動作を示す。ブリッジレッグ出力２から流出するモータ相電流については、対応する動作が遂行される。

図１０は、本発明によるブリッジレッグ１２のさらなる実施形態を示し、コンデンサ７２、７１がそれぞれ第一および第二スイッチ２２、２１に並列に接続される。ブリッジレッグ１２の制御は、並列なコンデンサ７１、７２が、第三および第四スイッチ２３、２４の制御を介して、負荷電流とともに第一インダクタ５１を導通する電流によって、フル直流電圧から第一および第二スイッチ２１、２２電圧降下のみに移行するように遂行される。これは、コンデンサ７１、７２のｄｖ／ｄｔが制御可能に昇降することを示すので、メインスイッチ２１、２２のターンオフおよびターンオンはいずれも低い電圧で為される。

以下では、電流が出力２を介してブリッジレッグ１２に流入する際の、本発明の本実施形態によるブリッジレッグ１２の詳細な動作を示す。第一スイッチ２２がオン、他のすべてのスイッチ２１、２３、２４がオフであるとすれば、第一スイッチ２２がオフ、第二スイッチ２１がオンの状態になることが望ましい。

従来技術では、図１乃至図３を参照して説明するように、第一スイッチ２２がオフになると、電流は第一スイッチ２２のボディダイオードに流入する。数マイクロ秒後、第二スイッチ２１がオンになる。電流は第一スイッチダイオードに流れてきているため、したがってしばらく逆方向に導通する。逆回復は約１０分の１マイクロ秒以下続き、その後急速にオフになる。この急速なターンオフが、回路インダクタンス５３、５５に高い電圧を発生させ、それがメインスイッチ２１、２２の破壊につながる場合があり、また、高いＥＭＣを発生させる。したがって、コンデンサ７１、７２は、高い電圧を抑えるために付加される。

図示した実施形態では、代わりに動作が以下のようになる。まず、第四スイッチ２３がオンになる。すると電流が第一誘導性素子５１を流れ始め、しばらく経つとインダクタ５１の電流が出力電流と等しくなる。この瞬間、第一スイッチ２２を流れる電流Ｉｄ（Ｈ）は、電流測定装置６２で測定されるように、方向を変え、正に向かう。この方向転換が検出されると、第一スイッチ２２のターンオフが始まる。第一メインスイッチ２２がオフになると、第四スイッチ２３は、第一コンデンサ７２を充電し、第二コンデンサ７１を放電するために必要な時間、さらにオンになる。前述の充電／放電の後、第二メインスイッチ２１をオンにすることができる。第二メインスイッチ２１がオンになると、第四スイッチ２３がオフになる。インダクタ５１の電流は、第三スイッチ２４のボディダイオードを流れ続け、インダクタ５１のエネルギーは直流母線３０、３１に伝送されて戻る。続いて、第三スイッチ２４のダイオードの逆回復が起こるが、電流の大きさがインダクタンス５１によって制限されているため、これは比較的小さい。ヘルプスイッチ２３、２４は非常に短い時間しか動作しないため、直列および並列のショットキーダイオードを、ヘルプスイッチの周りに配置することができる。

図１１は、三相直流−交流コンバータ１７を形成するよう構成された、例えば図４で先に示したような、本発明のさらなる実施形態による三つのブリッジレッグ１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを示す。各ブリッジレッグＵ、Ｖ、Ｗ出力２ｕ、２ｖ、２ｗは、通常電気モータに接続され、モータへの基本電圧振幅および周波数はパルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御される。マイクロコントローラおよびゲートドライバ（図示せず）は、全てのスイッチ２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ、２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、２４ｕ、２４ｖ、２４ｗへのＰＷＭゲート信号を発生させ、全ての出力２ｕ、２ｖ、２ｗを制御する。直流電源は、ブリッジレッグ直流入力端子３０、３１に接続され、直流電力を供給する。直流コンデンサ３２は、ブリッジレッグを超える大きな電圧オーバーシュートを避けるために、ブリッジレッグ１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの近くに配置される。

図１２は、本発明のさらに他の実施形態による電流測定の代替の配置を示す。スイッチ２１、２２、２３、２４を制御するために、メインスイッチ２１、２２の共通接続点と、（一つ以上の）インダクタ５１のブリッジレッグ出力２への接続点との間に配置されたコンダクタの電流センサ６５によって、電流が測定される。

本発明が、その特定の例示的な実施形態を参照して説明されたが、多くの異なる変更、修正などが、当業者には明らかである。説明した実施形態はしたがって、添付の特許請求の範囲に定める発明の範囲を限定するものではない。

Claims (29)

1. 各入力端子（３０、３１）で直流電圧をスイッチングして、その出力端子（２）で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグ（１２）であって、
   第一スイッチアセンブリ（２２）と、
   第二スイッチアセンブリ（２１）と、
   第三スイッチアセンブリ（２４）と、
   第四スイッチアセンブリ（２３）と、
   少なくとも一つの第一誘導性素子（５１）と、を備え、
   前記第一スイッチアセンブリ（２２）および前記第二スイッチアセンブリ（２１）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記ブリッジレッグ出力（２）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）と前記第二スイッチアセンブリ（２１）との相互接続点に形成され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記誘導性素子（５１）は、前記第三スイッチアセンブリ（２４）と前記第四スイッチアセンブリ（２３）との相互接続点と前記ブリッジレッグ出力との間に接続され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）または前記第二スイッチアセンブリ（２１）のいずれかを流れる逆電流が、前記ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される、ブリッジレッグ（１２）。
2. 各入力端子（３０、３１）で直流電圧をスイッチングして、その出力端子（２）で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグ（１３）であって、
   第一スイッチアセンブリ（２２）と、
   第二スイッチアセンブリ（２１）と、
   第三スイッチアセンブリ（２４）と、
   第四スイッチアセンブリ（２３）と、
   第一誘導性素子（５１）と、
   少なくとの一つの第二誘導性素子（５２）と、
   第六スイッチアセンブリ（２６）と、
   第七アセンブリ（２５）と、を備え、
   前記第一スイッチアセンブリ（２２）および前記第二スイッチアセンブリ（２１）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記ブリッジレッグ出力（２）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）と前記第二スイッチアセンブリ（２１）との相互接続点に形成され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第六スイッチアセンブリ（２６）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記第一誘導性素子（５１）は、前記第三スイッチアセンブリ（２４）と前記第六スイッチアセンブリ（２６）との相互接続点と前記ブリッジレッグ出力との間に接続され、
   前記第七スイッチアセンブリ（２５）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間に直列に接続され、前記第二誘導性素子（５２）は、前記第七スイッチアセンブリ（２５）と前記第四スイッチアセンブリ（２３）との相互接続点と前記ブリッジレッグ出力との間に接続され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）または前記第二スイッチアセンブリ（２１）のいずれかを流れる逆電流が、前記ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される、ブリッジレッグ（１３）。
3. 前記第六および第七スイッチアセンブリ（２６、２５）はトランジスタである、請求項２に記載のブリッジレッグ（１３）。
4. 前記第六および第七スイッチアセンブリ（２６、２５）はダイオードである、請求項２に記載のブリッジレッグ（１３）。
5. 各入力端子（３０、３１）で直流電圧をスイッチングして、その出力端子（２）で、誘導負荷に供給するための交流電圧を生成するブリッジレッグ（１４）であって、
   第一スイッチアセンブリ（２２）と、
   第二スイッチアセンブリ（２１）と、
   第三スイッチアセンブリ（２４）と、
   第四スイッチアセンブリ（２３）と、
   第一誘導性素子（５１）と、
   少なくとも一つの第二誘導性素子（５２）と、を備え、
   前記第一スイッチアセンブリ（２２）および前記第二スイッチアセンブリ（２１）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記第二誘導性素子（５２）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）と前記第二スイッチアセンブリ（２１）との相互接続点と前記ブリッジレッグ出力（２）との間に形成され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記ブリッジレッグ入力端子（３０、３１）同士の間で直列に接続され、前記第一誘導性素子（５１）は、前記第三スイッチアセンブリ（２４）と前記第四スイッチアセンブリ（２３）との相互接続点と前記ブリッジレッグ出力（２）との間で接続され、
   前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）または前記第二スイッチアセンブリ（２１）のいずれかを流れる逆電流が、前記ブリッジレッグ出力（２）のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比べて低減するように制御される、ブリッジレッグ（１４）。
6. 前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチ（２２）を流れる前記逆電流が、前記第一スイッチ（２２）がオフになる瞬間より先に、負荷電流と比べて低減するように、且つ、前記第二スイッチ（２１）を流れる前記逆電流が、前記第二スイッチ（２１）がオフになる瞬間より先に、負荷電流と比較して低減するように制御される、請求項１乃至５のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
7. 前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチ（２２）を流れる電流が、前記第一スイッチがオフになる瞬間にゼロまたは順方向になるように、且つ、前記第二スイッチ（２１）を流れる電流が、前記第二スイッチ（２１）がオフになる瞬間にゼロまたは順方向になるように制御される、請求項１乃至６のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
8. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）を流れる電流が逆方向から順方向に変わることで、前記第一スイッチアセンブリ（２２）のターンオフが始まる、請求項６または７に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
9. 前記第二スイッチアセンブリ（２１）を流れる電流が逆方向から順方向に変わることで、前記第二スイッチアセンブリ（２１）のターンオフが始まる、請求項６乃至８のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
10. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）が逆電流を導通していて且つオフになるべき時、前記第四スイッチ（２３）はオンになり、前記第一スイッチアセンブリ（２２）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減すると、前記第一スイッチアセンブリ（２２）はオフになり、前記第二スイッチアセンブリ（２１）はオンになり、前記第四スイッチアセンブリ（２３）はオフになり、
    前記第二スイッチアセンブリ（２１）が逆電流を導通していて且つオフになるべき時、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオンになり、前記第二スイッチアセンブリ（２１）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減すると、前記第二スイッチアセンブリ（２１）はオフになり、前記第一スイッチアセンブリ（２２）はオンになり、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオフになる、請求項１乃至７のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
11. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）が逆電流を導通していて且つオフになった時、前記第四スイッチアセンブリ（２３）はオンになり、前記第一アセンブリ（２２）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減すると、前記第二スイッチアセンブリ（２１）はオンになり、前記第四スイッチアセンブリ（２３）はオフになり、
    前記第二スイッチアセンブリ（２１）が逆電流を導通していて且つオフになった時、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオンになり、前記第二スイッチアセンブリ（２１）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減すると、前記第一スイッチアセンブリ（２２）はオンになり、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオフになる、請求項１乃至７のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
12. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）が逆電流を導通していて且つオフになるべき時、前記第四スイッチアセンブリ（２３）はオンになり、前記第四スイッチアセンブリ（２３）がオンになった後で前記第一スイッチアセンブリ（２２）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減する前に前記第一スイッチアセンブリ（２２）はオフになり、前記第二スイッチアセンブリ（２１）はオンになり、前記第四スイッチアセンブリ（２３）はオフになり、
    前記第二スイッチアセンブリ（２１）が逆電流を導通していて且つオフになるべき時、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオンになり、前記第三スイッチアセンブリ（２４）がオンになった後で前記第二スイッチアセンブリ（２１）の前記逆電流がゼロまたは順方向に低減する前に前記第一スイッチアセンブリ（２１）がオフになり、前記第一スイッチアセンブリ（２２）はオンになり、前記第三スイッチアセンブリ（２４）はオフになる、請求項１乃至７のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
13. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）に並列に結合される第一コンデンサ（７２）と、
    前記第二スイッチアセンブリ（２１）に並列に結合される第二コンデンサと、をさらに備えた、請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
14. 前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）の制御の基となる前記電流が、前記ブリッジレッグ（１２、１３）によって測定される、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
15. 前記スイッチアセンブリ（２１、２２、２３、２４）を制御するために、ブリッジレッグ出力（２）を流れる電流を測定するよう配置される出力電流測定装置（６０）をさらに備えた、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
16. 前記スイッチアセンブリ（２１、２２、２３、２４）を制御するために、前記第一スイッチアセンブリ（２２）と前記第二スイッチアセンブリ（２１）との相互接続点と、前記ブリッジレッグ出力（２）と前記第一誘導性素子（５１）との相互接続点との間を流れる電流を測定するよう配置された相互接続点電流測定装置（６５）をさらに備えた、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
17. 前記第一スイッチアセンブリ（２２）を流れる電流を測定するよう配置された第一スイッチアセンブリ電流測定装置（６２）と、
    前記第二スイッチアセンブリ（２１）を流れる電流を測定するよう配置された第二スイッチアセンブリ電流測定装置（６１）と、をさらに備えた、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
18. 前記スイッチアセンブリ（２１、２２、２３、２４）を制御するタイミングを、ブリッジレッグ出力電流、誘導性素子の値およびブリッジレッグ電圧を考慮することで決定する、請求項１乃至１７のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
19. 前記第一および第二スイッチアセンブリ（２１、２２）は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）である、請求項１乃至１８のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
20. 前記第一および第二スイッチアセンブリ（２１、２２）は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴｓ）である、請求項１乃至１８のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
21. 前記第三および第四スイッチアセンブリ（２３、２４）は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）である、請求項１乃至２０のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
22. 前記第三および第四スイッチアセンブリ（２３、２４）は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴｓ）である、請求項１乃至２０のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
23. いずれのスイッチアセンブリ（２１、２２、２３、２４）も、並列に結合されたトランジスタを二つ以上備えている、請求項１乃至２２のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
24. すべてのスイッチアセンブリ（２１、２２、２３、２４）が、前記ブリッジレッグから出力すべき負荷電流を導通するよう配置された、請求項１乃至２３のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
25. 前記誘導性素子（５１、５２）のいずれか一つが、前記ブリッジレッグの別の回路素子の漂遊インダクタンスである、請求項１乃至２４のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
26. 前記誘導性素子（５１、５２）が、前記第三および第四スイッチアセンブリ（２３、２４）のターンオンより先に電流を導通しない、請求項１乃至２５のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
27. 前記第三スイッチアセンブリ（２４）および前記第四スイッチアセンブリ（２３）は、前記第一スイッチアセンブリ（２２）または前記第二スイッチアセンブリ（２１）のいずれかを流れる逆電流が、前記ブリッジレッグ出力のスイッチングの瞬間より先に、ブリッジレッグ出力電流と比較して少なくとも５０％低減するように制御される、請求項１乃至２６のいずれか一項に記載のブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
28. 二つのブリッジレッグがＨブリッジを形成するように構成され、前記各ブリッジレッグの出力は前記誘導負荷に供給される、請求項１乃至２７のいずれか一項に記載の二つのブリッジレッグ（１２、１３、１４）。
29. 三つのブリッジレッグが三相ブリッジレッグ（１７）を形成するように構成され、前記各ブリッジレッグの前記出力（２ｕ、２ｖ、２ｗ）は前記誘導負荷に供給される、請求項１乃至２７のいずれか一項に記載の三つのブリッジレッグ（１２ｕ、１３ｖ、１４ｗ）。
    

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