JP2004229367A - 電力変換器のノイズ低減装置 - Google Patents
電力変換器のノイズ低減装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004229367A JP2004229367A JP2003012025A JP2003012025A JP2004229367A JP 2004229367 A JP2004229367 A JP 2004229367A JP 2003012025 A JP2003012025 A JP 2003012025A JP 2003012025 A JP2003012025 A JP 2003012025A JP 2004229367 A JP2004229367 A JP 2004229367A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- switch element
- noise
- power supply
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
【課題】電源側に影響する相間のノイズ電流を低減して信頼性を向上させ、システム全体としての低価格化，小型化を図る。
【解決手段】交流電源と平滑回路（平滑用コンデンサ）との間にスイッチ素子を直列に接続し、これをインバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に連動させてスイッチングする（図ではオフする）ことにより、電源回路側を遮断してノイズ電流ｉ３が電源に回り込まないようにする。なお、この回路でのノイズ源は、インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動である。
【選択図】 図２
【解決手段】交流電源と平滑回路（平滑用コンデンサ）との間にスイッチ素子を直列に接続し、これをインバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に連動させてスイッチングする（図ではオフする）ことにより、電源回路側を遮断してノイズ電流ｉ３が電源に回り込まないようにする。なお、この回路でのノイズ源は、インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動である。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータ等のスイッチング素子を持つ電力変換器におけるノイズ低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１に三相誘導電動機（単にモータともいう）を三相インバータにより駆動する誘導電動機駆動システムを示す。これは、例えば特開２００２−２４７８３６号公報の図１に示されている。
図示のように、交流電源１にはダイオード整流器２の入力が、ダイオード整流器２の出力には平滑用のコンデンサＣ０が、平滑用のコンデンサＣ０には半導体スイッチＱ１〜Ｑ６からなる三相インバータ３が、三相インバータ３の出力にはモータ４がそれぞれ接続されている。また、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６が遮断する際に、スイッチ素子内部や配線の寄生インダクタンスによってスイッチ素子の電圧が上昇することがあるので、この電圧上昇を抑えるためにスナバコンデンサＣ１が用いられることがある。
【０００３】
三相インバータ３の半導体スイッチＱ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ（パルス幅変調）パルスでオン・オフ制御される。モータ４は、三相インバータ３の出力電圧により駆動される。
ここで、三相インバータ３の半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のスイッチング状態が、例えば表１の状態Ａから状態Ｂに変化したとすると、インバータ出力端子間の相間電圧は表２のように変動する。この変動に伴って、各線間に存在する浮遊容量が充放電し、その充放電電流がノイズとなって交流電源側に悪影響を及ぼすことがある。
【０００４】
【表１】
【表２】
【０００５】
また、スナバコンデンサＣ１を用いた場合、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６が遮断する際に、平滑用コンデンサＣ０とスナバコンデンサＣ１の間の配線による寄生インダクタンスとスナバコンデンサとが共振し、その共振電流（電圧）が交流電源側に悪影響を及ぼすことがある。
上記いずれの場合も、各相間におけるノイズであり、ノーマルモードノイズと呼ばれる。このノーマルモードノイズは、図１２に示すノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路によって説明することができる。
【０００６】
図１２に、図１１におけるノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を示す。
図１２に示すノイズ源は、図１１のインバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴う相間の電位変動である。この電位変動によって、主に相間の配線間に存在する浮遊容量が充放電し、その充放電電流ｉ１がノイズ電流となる。また、スイッチ素子が遮断する際に、平滑用コンデンサとスナバコンデンサとの間の配線による寄生インダクタンスのエネルギーが、寄生インダクタンスとスナバコンデンサとで共振し、その共振電流ｉ２がノイズ電流となる。これらの電流ｉ１，ｉ２の一部が電源側に流れ込みノイズ電流ｉ３として電源側に悪影響を与える。
【０００７】
以上のような課題を解決するため、しばしばフィルタが用いられる。その例を図１３に示す（例えば、特許文献１参照）。
この例では、入力フィルタ５を交流電源１とダイオード整流器２との間に接続している。図１４にノーマルモード用の入力フィルタを接続した場合の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を示し、この回路で入力フィルタの動作を説明する。
【０００８】
図１４において、フィルタリアクトルの作用により、入力電源側のインピーダンスが大きくなり、ノイズ電流の大部分は平滑用コンデンサに流れることになる（電流ｉ５参照）。また、フィルタリアクトルに流れたノイズ電流ｉ４は、さらに、その一部がフィルタコンデンサでバイパスされることとなる（電流ｉ６参照）。結果として、電源側に流れるノイズ電流ｉ３は、入力フィルタがない場合に比べて大幅に低減できることになる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−２６８９１３号公報（第３頁、図１）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１３のように入力フィルタを接続するものでは、装置が大型化すると言う問題がある。特に、リアクトルの電流容量は、インバータの電流容量に合わせる必要があるため、インバータの電流容量が大きくなればなるほど、入力フィルタの電流容量も大きくなり、リアクトルが大型化する。その結果、装置が高価となる。
したがって、この発明の課題は、小形，低価格に電力変換器におけるノイズを低減することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間にノイズ低減用スイッチ素子を接続し、前記インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により、インバータ出力端子間または直流中間端子間に発生するノイズ電圧，電流が交流電源側に影響を与えないように、インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に連動させて前記ノイズ低減用スイッチ素子をスイッチングすることを特徴とする。
【００１２】
請求項２の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間に昇圧，降圧または昇降圧回路を接続し、この昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子を、前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする。
また、請求項３の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路をスイッチ素子を用いて構成し、この整流回路のスイッチ素子を前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする。
【００１３】
上記請求項１または２の発明においては、前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオンすることでノイズ電流のバイパスルートを形成するか、または、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオフすることで電源側の回路を遮断することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することができる（請求項４の発明）。
上記請求項３の発明においては、前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記整流回路のスイッチ素子をオンすることで、ノイズ電流のバイパスルートを形成することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することができる（請求項５の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、スイッチ素子で構成されるノイズ低減用回路６を挿入した点が特徴である。ノイズ低減用回路６は、その構成により動作原理は異なるが、いずれもインバータ３のスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動がもとで発生する相間のノイズが、電源側に悪影響を及ぼさないようにする回路である。
【００１５】
その動作について、等価回路を用いて説明する。
図２に図１のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路を示す。これは、図１のノイズ低減用回路６の具体例としてスイッチ素子とし、これを平滑用コンデンサＣ０と直列に接続した例である。
この回路のノイズ源は、インバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動である。このノイズ源によって、相間の浮遊容量が充放電する際の充放電電流ｉ１がノイズ電流となる。また、スイッチ素子が遮断する際に生じるスナバコンデンサと寄生インダクタンスとの共振現象によって共振電流が発生し、ノイズ電流ｉ２となる。これらのノイズ電流ｉ１，ｉ２が電源側に回り込むことで電源側に悪影響を及ぼすことになる。
【００１６】
そこで、図２のように平滑用コンデンサと電源との間にスイッチ素子を接続し、上記のようなノイズ電流が電源側に回り込むのを防ぐ。すなわち、ノイズ電流はインバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴って発生するので、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、平滑用コンデンサと電源との間のノイズ低減用スイッチ素子をオフすることにより、ノイズ電流の回り込みを防ぐものである。ノイズ電流の通流期間は数μｓ程度と短いので、ノイズ低減用スイッチ素子のオフで直流中間電圧が大きく低下するおそれはない。
【００１７】
図３に、図１のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路を示す。これは、図１のノイズ低減用回路６の具体例としてスイッチ素子とし、これを平滑用コンデンサＣ０と並列に接続した例である。
この場合は、ノイズ電流の発生に合わせてノイズ低減用スイッチ素子をオンすることにより、ノイズ電流のバイパスルートを構成し、ノイズ電流の電源への回り込みを防ぐものである。つまり、ノイズ電流はインバータのスイッチ素子のスイッチング動作に伴って発生するので、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、平滑用コンデンサに並列に接続したノイズ低減用スイッチ素子をオンすることにより、バイパスルートを形成してノイズ電流の回り込みを防ぐものである。このとき、平滑用コンデンサに並列に接続したノイズ低減用スイッチ素子をオンすると、電源短絡または平滑用コンデンサ短絡の状態となるが、オン期間は数μｓ程度と短いので、特に問題はないと考えられる。
【００１８】
しかし、上記のような状態を回避したい場合には、例えば図４に示すように、電源とノイズ低減用スイッチ素子との間に平滑用リアクトルを接続し、ノイズ低減用スイッチ素子と平滑用コンデンサとの間にダイオードを接続することで回避できる。すなわち、平滑用リアクトルにより、ノイズ低減用スイッチ素子をオンしてもリアクトルが電圧を持つことになり、電源短絡は防止できる。また、ダイオードにより平滑用コンデンサ短絡が防止できる。この場合、ノイズ低減用スイッチ素子によるバイパスルートがダイオードによって遮断されてしまうが、ダイオードの遮断によって、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できるので、図３と同様の効果を期待できる。
【００１９】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、リアクトルＬ１，スイッチ素子Ｓ１およびダイオードＤ１からなる昇圧回路７を接続した点が特徴である。この構成では、スイッチ素子Ｓ１のオン期間とオフ期間の比を変えることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に昇圧することができる。すなわち、スイッチ素子Ｓ１を昇圧回路として動作させるとともに、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してスイッチングさせることにより、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できる。ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路としては、図４に示すものと同じになる。
【００２０】
図６はこの発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
これは、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、コンデンサＣ２，スイッチ素子Ｓ２，ダイオードＤ２およびリアクトルＬ２からなる降圧回路８を接続したものであり、スイッチ素子Ｓ２のオン期間とオフ期間の比を変えることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に降圧することができる。そして、スイッチ素子Ｓ２を降圧回路として動作させるとともに、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してスイッチングさせることにより、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できる。
【００２１】
図６の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を図７に示す。
図７のノイズ電流ｉ１，ｉ２は、降圧回路部のスイッチ素子をノイズ電流の発生に応じ、すなわち、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してオフさせることにより、電源側に回り込めず強制的に平滑用コンデンサに吸収されることとなり、電源側に回り込むノイズ電流を抑えることができる。なお、図５，６のような昇圧，降圧回路の代わりに、これらを合成した昇降圧回路を用いることができるのは勿論である。
【００２２】
図８はこの発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１，５，８のダイオード整流器２の代わりに、スイッチ素子からなるコンバータ９を用いた点が特徴である。
コンバータ９を用いることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に昇圧することができ、かつ、入力電流をほぼ正弦波とできるため、ダイオード整流器２を用いた場合に発生する入力電流高調波を大幅に低減できる利点がある。
【００２３】
コンバータ９を構成するスイッチ素子は通常は、上下アームで短絡が生じないようにスイッチングパターンを形成する。具体的には、図８に示すスイッチ素子Ｑ７とＱ８，Ｑ９とＱ１０またはＱ１１とＱ１２は互いに同時にオン状態にならないように、スイッチングパターンを形成している。しかし、ここでは逆にスイッチ素子Ｑ７とＱ８，Ｑ９とＱ１０またはＱ１１とＱ１２を同時にオンさせるモードを形成することで、ノイズ電流のバイパスルートを形成し、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止するようにする。
【００２４】
図９の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を図９に示す。
インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、図９のスイッチ素子１とスイッチ素子２を同時にオンさせるモードを形成することにより、ノイズ電流ｉ１，ｉ２のバイパスルートが形成され、ノイズ電流が電源側に回り込むことが防止される。スイッチ素子１とスイッチ素子２を同時にオンさせることによって、平滑用コンデンサが短絡するが、同時にオンさせる期間は数μｓと短いので、特に問題はないと考えられる。
【００２５】
なお、平滑用コンデンサの短絡を回避するには図１０の等価回路に示すように、電源（コンバータの出力側）と平滑用コンデンサとの間に短絡防止用のダイオードを接続すれば良い。動作は図４の場合と同様なので、説明は省略する。
【００２６】
【発明の効果】
この発明によれば、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、追加のスイッチ素子をスイッチングすることで、ノーマルモードノイズが入力電源側に侵入するのを阻止できるため、ノーマルモード用の入力フィルタが小形または不要となり、モータ駆動システム全体として低価格化，小型化が可能となる利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路図
【図３】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路図
【図４】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第３の等価回路図
【図５】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図６】この発明の第３の実施の形態を示す構成図
【図７】図６の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【図８】この発明の第４の実施の形態を示す構成図
【図９】図８の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路図
【図１０】図８の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路図
【図１１】一般的な誘導電動機駆動システムを示す構成図
【図１２】図１１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【図１３】入力フィルタを用いた誘導電動機駆動システムの従来例を示す構成図
【図１４】図１３の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【符号の説明】
１…交流電源、２…ダイオード整流器、３…インバータ、４…誘導電動機（モータ）、６…ノイズ低減用回路、７…昇圧回路、８…降圧回路、９…コンバータ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータ等のスイッチング素子を持つ電力変換器におけるノイズ低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１に三相誘導電動機（単にモータともいう）を三相インバータにより駆動する誘導電動機駆動システムを示す。これは、例えば特開２００２−２４７８３６号公報の図１に示されている。
図示のように、交流電源１にはダイオード整流器２の入力が、ダイオード整流器２の出力には平滑用のコンデンサＣ０が、平滑用のコンデンサＣ０には半導体スイッチＱ１〜Ｑ６からなる三相インバータ３が、三相インバータ３の出力にはモータ４がそれぞれ接続されている。また、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６が遮断する際に、スイッチ素子内部や配線の寄生インダクタンスによってスイッチ素子の電圧が上昇することがあるので、この電圧上昇を抑えるためにスナバコンデンサＣ１が用いられることがある。
【０００３】
三相インバータ３の半導体スイッチＱ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ（パルス幅変調）パルスでオン・オフ制御される。モータ４は、三相インバータ３の出力電圧により駆動される。
ここで、三相インバータ３の半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のスイッチング状態が、例えば表１の状態Ａから状態Ｂに変化したとすると、インバータ出力端子間の相間電圧は表２のように変動する。この変動に伴って、各線間に存在する浮遊容量が充放電し、その充放電電流がノイズとなって交流電源側に悪影響を及ぼすことがある。
【０００４】
【表１】
また、スナバコンデンサＣ１を用いた場合、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６が遮断する際に、平滑用コンデンサＣ０とスナバコンデンサＣ１の間の配線による寄生インダクタンスとスナバコンデンサとが共振し、その共振電流（電圧）が交流電源側に悪影響を及ぼすことがある。
上記いずれの場合も、各相間におけるノイズであり、ノーマルモードノイズと呼ばれる。このノーマルモードノイズは、図１２に示すノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路によって説明することができる。
【０００６】
図１２に、図１１におけるノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を示す。
図１２に示すノイズ源は、図１１のインバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴う相間の電位変動である。この電位変動によって、主に相間の配線間に存在する浮遊容量が充放電し、その充放電電流ｉ１がノイズ電流となる。また、スイッチ素子が遮断する際に、平滑用コンデンサとスナバコンデンサとの間の配線による寄生インダクタンスのエネルギーが、寄生インダクタンスとスナバコンデンサとで共振し、その共振電流ｉ２がノイズ電流となる。これらの電流ｉ１，ｉ２の一部が電源側に流れ込みノイズ電流ｉ３として電源側に悪影響を与える。
【０００７】
以上のような課題を解決するため、しばしばフィルタが用いられる。その例を図１３に示す（例えば、特許文献１参照）。
この例では、入力フィルタ５を交流電源１とダイオード整流器２との間に接続している。図１４にノーマルモード用の入力フィルタを接続した場合の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を示し、この回路で入力フィルタの動作を説明する。
【０００８】
図１４において、フィルタリアクトルの作用により、入力電源側のインピーダンスが大きくなり、ノイズ電流の大部分は平滑用コンデンサに流れることになる（電流ｉ５参照）。また、フィルタリアクトルに流れたノイズ電流ｉ４は、さらに、その一部がフィルタコンデンサでバイパスされることとなる（電流ｉ６参照）。結果として、電源側に流れるノイズ電流ｉ３は、入力フィルタがない場合に比べて大幅に低減できることになる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−２６８９１３号公報（第３頁、図１）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１３のように入力フィルタを接続するものでは、装置が大型化すると言う問題がある。特に、リアクトルの電流容量は、インバータの電流容量に合わせる必要があるため、インバータの電流容量が大きくなればなるほど、入力フィルタの電流容量も大きくなり、リアクトルが大型化する。その結果、装置が高価となる。
したがって、この発明の課題は、小形，低価格に電力変換器におけるノイズを低減することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間にノイズ低減用スイッチ素子を接続し、前記インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により、インバータ出力端子間または直流中間端子間に発生するノイズ電圧，電流が交流電源側に影響を与えないように、インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に連動させて前記ノイズ低減用スイッチ素子をスイッチングすることを特徴とする。
【００１２】
請求項２の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間に昇圧，降圧または昇降圧回路を接続し、この昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子を、前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする。
また、請求項３の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路をスイッチ素子を用いて構成し、この整流回路のスイッチ素子を前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする。
【００１３】
上記請求項１または２の発明においては、前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオンすることでノイズ電流のバイパスルートを形成するか、または、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオフすることで電源側の回路を遮断することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することができる（請求項４の発明）。
上記請求項３の発明においては、前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記整流回路のスイッチ素子をオンすることで、ノイズ電流のバイパスルートを形成することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することができる（請求項５の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、スイッチ素子で構成されるノイズ低減用回路６を挿入した点が特徴である。ノイズ低減用回路６は、その構成により動作原理は異なるが、いずれもインバータ３のスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動がもとで発生する相間のノイズが、電源側に悪影響を及ぼさないようにする回路である。
【００１５】
その動作について、等価回路を用いて説明する。
図２に図１のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路を示す。これは、図１のノイズ低減用回路６の具体例としてスイッチ素子とし、これを平滑用コンデンサＣ０と直列に接続した例である。
この回路のノイズ源は、インバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動である。このノイズ源によって、相間の浮遊容量が充放電する際の充放電電流ｉ１がノイズ電流となる。また、スイッチ素子が遮断する際に生じるスナバコンデンサと寄生インダクタンスとの共振現象によって共振電流が発生し、ノイズ電流ｉ２となる。これらのノイズ電流ｉ１，ｉ２が電源側に回り込むことで電源側に悪影響を及ぼすことになる。
【００１６】
そこで、図２のように平滑用コンデンサと電源との間にスイッチ素子を接続し、上記のようなノイズ電流が電源側に回り込むのを防ぐ。すなわち、ノイズ電流はインバータを構成するスイッチ素子のスイッチング動作に伴って発生するので、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、平滑用コンデンサと電源との間のノイズ低減用スイッチ素子をオフすることにより、ノイズ電流の回り込みを防ぐものである。ノイズ電流の通流期間は数μｓ程度と短いので、ノイズ低減用スイッチ素子のオフで直流中間電圧が大きく低下するおそれはない。
【００１７】
図３に、図１のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路を示す。これは、図１のノイズ低減用回路６の具体例としてスイッチ素子とし、これを平滑用コンデンサＣ０と並列に接続した例である。
この場合は、ノイズ電流の発生に合わせてノイズ低減用スイッチ素子をオンすることにより、ノイズ電流のバイパスルートを構成し、ノイズ電流の電源への回り込みを防ぐものである。つまり、ノイズ電流はインバータのスイッチ素子のスイッチング動作に伴って発生するので、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、平滑用コンデンサに並列に接続したノイズ低減用スイッチ素子をオンすることにより、バイパスルートを形成してノイズ電流の回り込みを防ぐものである。このとき、平滑用コンデンサに並列に接続したノイズ低減用スイッチ素子をオンすると、電源短絡または平滑用コンデンサ短絡の状態となるが、オン期間は数μｓ程度と短いので、特に問題はないと考えられる。
【００１８】
しかし、上記のような状態を回避したい場合には、例えば図４に示すように、電源とノイズ低減用スイッチ素子との間に平滑用リアクトルを接続し、ノイズ低減用スイッチ素子と平滑用コンデンサとの間にダイオードを接続することで回避できる。すなわち、平滑用リアクトルにより、ノイズ低減用スイッチ素子をオンしてもリアクトルが電圧を持つことになり、電源短絡は防止できる。また、ダイオードにより平滑用コンデンサ短絡が防止できる。この場合、ノイズ低減用スイッチ素子によるバイパスルートがダイオードによって遮断されてしまうが、ダイオードの遮断によって、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できるので、図３と同様の効果を期待できる。
【００１９】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、リアクトルＬ１，スイッチ素子Ｓ１およびダイオードＤ１からなる昇圧回路７を接続した点が特徴である。この構成では、スイッチ素子Ｓ１のオン期間とオフ期間の比を変えることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に昇圧することができる。すなわち、スイッチ素子Ｓ１を昇圧回路として動作させるとともに、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してスイッチングさせることにより、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できる。ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路としては、図４に示すものと同じになる。
【００２０】
図６はこの発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
これは、ダイオード整流器２と平滑用コンデンサＣ０との間に、コンデンサＣ２，スイッチ素子Ｓ２，ダイオードＤ２およびリアクトルＬ２からなる降圧回路８を接続したものであり、スイッチ素子Ｓ２のオン期間とオフ期間の比を変えることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に降圧することができる。そして、スイッチ素子Ｓ２を降圧回路として動作させるとともに、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してスイッチングさせることにより、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止できる。
【００２１】
図６の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を図７に示す。
図７のノイズ電流ｉ１，ｉ２は、降圧回路部のスイッチ素子をノイズ電流の発生に応じ、すなわち、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動してオフさせることにより、電源側に回り込めず強制的に平滑用コンデンサに吸収されることとなり、電源側に回り込むノイズ電流を抑えることができる。なお、図５，６のような昇圧，降圧回路の代わりに、これらを合成した昇降圧回路を用いることができるのは勿論である。
【００２２】
図８はこの発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１，５，８のダイオード整流器２の代わりに、スイッチ素子からなるコンバータ９を用いた点が特徴である。
コンバータ９を用いることで、出力部の平滑用コンデンサ電圧を任意に昇圧することができ、かつ、入力電流をほぼ正弦波とできるため、ダイオード整流器２を用いた場合に発生する入力電流高調波を大幅に低減できる利点がある。
【００２３】
コンバータ９を構成するスイッチ素子は通常は、上下アームで短絡が生じないようにスイッチングパターンを形成する。具体的には、図８に示すスイッチ素子Ｑ７とＱ８，Ｑ９とＱ１０またはＱ１１とＱ１２は互いに同時にオン状態にならないように、スイッチングパターンを形成している。しかし、ここでは逆にスイッチ素子Ｑ７とＱ８，Ｑ９とＱ１０またはＱ１１とＱ１２を同時にオンさせるモードを形成することで、ノイズ電流のバイパスルートを形成し、ノイズ電流が電源側に回り込むことを防止するようにする。
【００２４】
図９の、ノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路を図９に示す。
インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、図９のスイッチ素子１とスイッチ素子２を同時にオンさせるモードを形成することにより、ノイズ電流ｉ１，ｉ２のバイパスルートが形成され、ノイズ電流が電源側に回り込むことが防止される。スイッチ素子１とスイッチ素子２を同時にオンさせることによって、平滑用コンデンサが短絡するが、同時にオンさせる期間は数μｓと短いので、特に問題はないと考えられる。
【００２５】
なお、平滑用コンデンサの短絡を回避するには図１０の等価回路に示すように、電源（コンバータの出力側）と平滑用コンデンサとの間に短絡防止用のダイオードを接続すれば良い。動作は図４の場合と同様なので、説明は省略する。
【００２６】
【発明の効果】
この発明によれば、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に連動して、追加のスイッチ素子をスイッチングすることで、ノーマルモードノイズが入力電源側に侵入するのを阻止できるため、ノーマルモード用の入力フィルタが小形または不要となり、モータ駆動システム全体として低価格化，小型化が可能となる利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路図
【図３】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路図
【図４】図１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第３の等価回路図
【図５】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図６】この発明の第３の実施の形態を示す構成図
【図７】図６の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【図８】この発明の第４の実施の形態を示す構成図
【図９】図８の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第１の等価回路図
【図１０】図８の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの第２の等価回路図
【図１１】一般的な誘導電動機駆動システムを示す構成図
【図１２】図１１の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【図１３】入力フィルタを用いた誘導電動機駆動システムの従来例を示す構成図
【図１４】図１３の場合のノイズ経路に対するノーマルモードの等価回路図
【符号の説明】
１…交流電源、２…ダイオード整流器、３…インバータ、４…誘導電動機（モータ）、６…ノイズ低減用回路、７…昇圧回路、８…降圧回路、９…コンバータ。
Claims (5)
- 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間にノイズ低減用スイッチ素子を接続し、前記インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により、インバータ出力端子間または直流中間端子間に発生するノイズ電圧，電流が交流電源側に影響を与えないように、インバータ回路のスイッチ素子のスイッチング動作に連動させて前記ノイズ低減用スイッチ素子をスイッチングすることを特徴とする電力変換器のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路と前記平滑回路との間に昇圧，降圧または昇降圧回路を接続し、この昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子を、前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする電力変換器のノイズ低減装置。 - 交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側に平滑回路とインバータ回路とを接続した電力変換器において、
前記整流回路をスイッチ素子を用いて構成し、この整流回路のスイッチ素子を前記インバータ回路のスイッチング動作に連動させてスイッチングすることを特徴とする電力変換器のノイズ低減装置。 - 前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオンすることでノイズ電流のバイパスルートを形成するか、または、前記ノイズ低減用スイッチ素子あるいは前記昇圧，降圧または昇降圧回路のスイッチ素子をオフすることで電源側の回路を遮断することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器のノイズ低減装置。
- 前記インバータ回路のスイッチング動作に合わせて、前記整流回路のスイッチ素子をオンすることで、ノイズ電流のバイパスルートを形成することにより、電源側へのノイズ電流の回り込みを防止することを特徴とする請求項３に記載の電力変換器のノイズ低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003012025A JP2004229367A (ja) | 2003-01-21 | 2003-01-21 | 電力変換器のノイズ低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003012025A JP2004229367A (ja) | 2003-01-21 | 2003-01-21 | 電力変換器のノイズ低減装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004229367A true JP2004229367A (ja) | 2004-08-12 |
Family
ID=32900759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003012025A Pending JP2004229367A (ja) | 2003-01-21 | 2003-01-21 | 電力変換器のノイズ低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004229367A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011030310A (ja) * | 2009-07-22 | 2011-02-10 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源装置および照明器具 |
| JP2012070485A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Denso Corp | 電力変換装置 |
-
2003
- 2003-01-21 JP JP2003012025A patent/JP2004229367A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011030310A (ja) * | 2009-07-22 | 2011-02-10 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源装置および照明器具 |
| JP2012070485A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Denso Corp | 電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5493902B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US9124183B2 (en) | Power inverter for feeding electric energy from a DC power generator into an AC grid with two power lines | |
| US9099935B2 (en) | Single-phase active front end rectifier system for use with three-phase variable frequency drives | |
| EP2477304A1 (en) | Method and apparatus for generating a charging circuit | |
| JP2004282828A (ja) | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2010004724A (ja) | 直列共振型コンバータ | |
| JP3582545B2 (ja) | ブリッジ形電力変換装置 | |
| JP5552149B2 (ja) | コンバータ及び双方向コンバータ | |
| CN112512861A (zh) | 具有可控的中间电路中心点电压的充电设备以及具有这种充电设备的驱动系统 | |
| JP2006136125A (ja) | 電荷蓄積素子の電力制御回路 | |
| JP5548569B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2005020836A (ja) | 多相電流供給回路及び駆動装置 | |
| JP5535290B2 (ja) | 双方向コンバータ | |
| JPH10210757A (ja) | ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置 | |
| JP2015053746A (ja) | 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ及び多相共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| EP2638627B1 (en) | Power inverter for feeding electric energy from a dc power generator into an ac grid with two power lines | |
| JP2004229367A (ja) | 電力変換器のノイズ低減装置 | |
| JP4903243B2 (ja) | 発電機装置 | |
| JP2008099348A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2000069754A (ja) | コンバータ回路 | |
| JP4471076B2 (ja) | Ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| JP5589301B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4939819B2 (ja) | 三相整流装置 | |
| JP2015204721A (ja) | 電力変換器 | |
| JP4340967B2 (ja) | 多相電圧形整流器 |