JP5589301B2

JP5589301B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP5589301B2
Application number: JP2009099626A
Authority: JP
Inventors: 幸雄水越
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2009-04-16
Filing date: 2009-04-16
Publication date: 2014-09-17
Anticipated expiration: 2029-04-16
Also published as: JP2010252535A

Description

本発明は、インバータのスイッチング素子のスイッチング動作により直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

インバータのスイッチング素子のスイッチング動作により電力変換された多相交流電力を多相交流モータに供給するための電力変換装置として、従来より、例えば、直流電源に第１のコンデンサを介して接続されたインバータと、このインバータのスイッチング素子近傍に配置された第２のコンデンサを備えた構成の電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１）。

特開２００４−２５４３５５号公報

ところで、前記特許文献１の電力変換装置の構成では、第１、第２のコンデンサの各静電容量、及び直流電源とスイッチング素子を接続する接続配線のインダクタンスが分割されるために、第１、第２のコンデンサのそれぞれの静電容量、及び接続配線のインダクタンスは小さくなる。

このため、これら（静電容量、インダクタンス）の積で定まる共振周波数が高くなることにより、インバータのスイッチング素子のスイッチング動作時にスイッチング素子から接続配線に重畳される高周波電流（例えば、１ｋＨｚ〜６ｋＨｚ程度の周波数帯域）により第１、第２のコンデンサが共振して、第１、第２のコンデンサ間、及び第１のコンデンサと直流電源間に流れる共振電流が増加する。よって、この増加する共振電流に対応するために、第１、第２のコンデンサの静電容量を大きくとる必要があり、これにより第１、第２のコンデンサが大型化してしまう問題点があった。

そこで、本発明は、インバータのスイッチング素子のスイッチング動作時に第１、第２のコンデンサが共振することを抑制して共振電流の増加を防止し、大きな電流に対応することを不要とすることで第１、第２のコンデンサの小型化を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために本発明に係る電力変換装置は、直流電源と２本の接続配線を介して接続され、スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記各接続配線間に前記直流電源と並列に設けられ、前記直流電源に近い側に配置された第１のコンデンサと、前記各接続配線間に前記直流電源と並列に設けられ、前記スイッチング素子に近い側に配置された第２のコンデンサと、を備えている。そして、前記接続配線の前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサ間の等価インダクタンスと前記第１、第２のコンデンサの各静電容量で定まる共振周波数の周波数帯域を、前記スイッチング素子のスイッチング動作時に該スイッチング素子から前記接続配線に重畳される高周波電流の周波数帯域よりも大きくなるように、かつ、制御部から前記電力変換器に入力される前記スイッチング素子を駆動するためのキャリア周波数よりも小さくなるように、前記等価インダクタンスと前記第１、第２のコンデンサの各静電容量を設定することを特徴としている。

本発明に係る電力変換装置によれば、接続配線の第１のコンデンサと第２のコンデンサ間の等価インダクタンスと第１、第２のコンデンサの各静電容量で定まる共振周波数の周波数帯域を、スイッチング素子のスイッチング動作時に該スイッチング素子から接続配線に重畳される高周波電流の周波数帯域よりも大きくなるように、かつ、制御部から電力変換器に入力されるスイッチング素子を駆動するためのキャリア周波数よりも小さくなるように、等価インダクタンスと第１、第２のコンデンサの各静電容量を設定する。これにより、第１、第２のコンデンサ間、及び第１のコンデンサと直流電源間に共振電流が流れることが抑制されるので、第１、第２のコンデンサの静電容量を小さくできることにより、第１、第２のコンデンサの小型化が可能となる。

本発明の実施形態１に係る電力変換装置の電気回路構成を示す概略図。本発明の実施形態１における周波数とインピーダンスの関係を示す図。本発明の実施形態２における周波数とインピーダンスの関係を示す図。本発明の実施形態３に係る電力変換装置の電気回路構成を示す概略図。本発明の実施形態３における周波数と電流比の関係を示す図。本発明の実施形態４における周波数と電流比の関係を示す図。

以下、本発明を図示の実施形態に基づいて説明する。
〈実施形態１〉
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の電気回路構成を示す概略図である。

図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１は、第１のコンデンサ２が並列に接続された直流電源３と、直流電源３と２本の接続配線４、５を介して接続されたインバータ６とを備えている。第１のコンデンサ２は平滑用コンデンサであり、直流電源３からインバータ５に供給する直流電圧の電圧変動を吸収する。

インバータ６は、直列接続された上下アームの各スイッチング素子７、８を２本の接続配線４、５間に３相分有しており、制御部９から入力される所定のキャリア周波数のＰＷＭ（パルス幅変調）信号に基づいて、各スイッチング素子７、８をスイッチング制御することにより直流電源３から供給される直流電力を３相交流電力に変換する。インバータ６で生成された３相交流電力が３相交流モータ１０の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に供給されることにより、３相交流モータ１０は所望の回転数で駆動される。この３相交流モータ１０は、例えば、電気自動車やハイブリット車両などの駆動系に設置される走行駆動用モータである。

各相のスイッチング素子７、８には、ダイオード１１、１２が並列に接続されている。また、インバータ６側の各接続配線４、５間には、第２のコンデンサ１３が各スイッチング素子７、８と並列に接続されている。この第２のコンデンサ１３は、各スイッチング素子７、８のオンオフ動作時に発生するサージ電圧を吸収する。各スイッチング素子７、８としては、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いることができる。

図１に示した本実施形態に係る電力変換装置１の電気回路では、第１のコンデンサ２と第２のコンデンサ１３間の線路（接続配線）には等価インダクタンスＬ１が存在し、また、第１のコンデンサ２と直流電源３間の線路（接続配線）には等価インダクタンスＬ２が存在する。本実施形態では、等価インダクタンスＬ１の値を等価インダクタンスＬ２の値よりも小さくしている。具体的には、等価インダクタンスＬ１を２μＨ、等価インダクタンスＬ２を１０μＨに設定している。

また、第１のコンデンサ２の静電容量Ｃ１を５００μＦ、第２のコンデンサ１３の静電容量Ｃ２を３００μＦに設定している。更に、本実施形態では、インバータ６を駆動するための制御部９から入力されるキャリア周波数を１ｋＨｚ、直流電源３の内部抵抗を２００ｍΩに設定している。

ところで、前記したように、インバータ６の各スイッチング素子７、８のスイッチング動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の周波数帯域（例えば、１ｋＨｚ〜６ｋＨｚ程度）において、並列に接続されている第１、第２の各コンデンサ２、１３に共振現象が起き、インピーダンスが高くなる不具合が生じる。

このため、本実施形態では、電力変換装置１の電気回路において、等価インダクタンスＬ１と第１のコンデンサ２の静電容量Ｃ１で定まる共振周波数（１／２π√（Ｌ１Ｃ１））を、インバータ６の各スイッチング素子７、８のスイッチング動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の所定の周波数帯域（例えば、本実施形態では、１ｋＨｚ〜７ｋＨｚの範囲内での所望の周波数帯域）に合わせるように、等価インダクタンスＬ１と第１のコンデンサ２の静電容量Ｃ１を設定するようにした。

即ち、本実施形態の電力変換装置１によれば、図２に示すように、インバータ６の各スイッチング素子７、８のオンオフ動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の周波数帯域（図２では、周波数ｆ（７ｋＨｚ程度）に対して、設定した等価インダクタンスＬ１と第１のコンデンサ２の静電容量で定まる共振周波数を合わせることにより、前記高周波電流（リプル電流）の周波数帯域（図２では、周波数ｆ（７ｋＨｚ程度）でのインピーダンスを小さくすることができる。

なお、等価インダクタンスＬ１の線路（接続配線）部分における抵抗値、及び第１のコンデンサ２における抵抗値を小さく設定することで、この周波数帯域でのインピーダンスをより小さくすることができる。

よって、この高周波電流（リプル電流）の所定の周波数帯域（図２では、周波数ｆ（７ｋＨｚ程度）において、第１、第２のコンデンサ２、１３に共振現象が発生することが抑制される。これにより、第１、第２のコンデンサ２、１３間、及び第１のコンデンサ２と直流電源３間に共振電流が流れることが抑制されるので、第１、第２のコンデンサ２、１３の静電容量を小さくできることにより、第１、第２のコンデンサ２、１３の小型化が可能となる。

なお、本実施形態では、インバータ６を駆動するための制御部１１から入力されるキャリア周波数は１ｋＨｚであり、前記した等価インダクタンスＬ１と第１のコンデンサ２の静電容量で定まる共振周波数（図２に示した高周波電流の所定の周波数帯域（周波数ｆ））よりも小さくなるように設定されている。

なお、図２において、周波数ｆ１は、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１５の各静電容量Ｃ１、Ｃ２で定まる共振周波数である。

〈実施形態２〉
本実施形態では、図１に示した電力変換装置１の電気回路において、等価インダクタンスＬ１を実施形態１の場合よりも更に小さく設定（等価インダクタンスＬ１の線路（接続配線）長を短縮）した構成である。他の構成は実施形態１と同様であり、重複する説明は省略する。なお、本実施形態では、等価インダクタンスＬ１を１μＨ、等価インダクタンスＬ２を１１μＨに設定している。

このように、等価インダクタンスＬ１を実施形態１の場合よりも更に小さく設定することにより、等価インダクタンスＬ１と第１のコンデンサ２の静電容量で定まる共振周波数を、図２に示した実施形態１の場合よりも高く設定することが可能となる。

また、本実施形態では、等価インダクタンスＬ１の線路（接続配線）部分における抵抗値、及び第１のコンデンサ２における抵抗値を、実施形態１の場合よりも小さく設定している。

これにより、図３に示すように、前記したスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の所定の周波数帯域（図３では、周波数ｆ（８ｋＨｚ程度）でのインピーダンスを、図２に示した実施形態１の場合よりも更に小さくすることができる。

〈実施形態３〉
本実施形態の電力変換装置１ａは、図４に示すように、インバータ６を駆動するための制御部９から入力される所定のキャリア周波数を２０ｋＨｚと高くして、３相交流モータ１０を高回転させる場合である。他の構成は実施形態１と同様であり、重複する説明は省略する。

なお、本実施形態においても、等価インダクタンスＬ１を２μＨ、等価インダクタンスＬ２を１０μＨ、第１のコンデンサ２の静電容量Ｃ１を５００μＦ、第２のコンデンサ１３の静電容量Ｃ２を３００μＦ、直流電源３の内部抵抗を２００ｍΩに設定している。

本実施形態では、図４に示した電力変換装置１ａの電気回路において、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量で定まる共振周波数を、インバータ６の各スイッチング素子７、８のオンオフ動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の周波数帯域よりも大きくなるように、かつ、前記キャリア周波数よりも小さくなるように、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量を選択するようにした。

即ち、本実施形態の電力変換装置１ａによれば、図５に示すように、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量で定まる共振周波数の周波数帯域Ｂを、インバータ６の各スイッチング素子７、８のオンオフ動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）の周波数帯域Ａ（図５に示した周波数の１ｋＨｚ〜７ｋＨｚ程度の範囲）よりも大きくなるように、かつ、前記キャリア周波数ｆ２（本実施形態では２０ｋＨｚ）よりも小さくなるように、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量を選択することにより、第１、第２のコンデンサ２、１３間、及び第１のコンデンサ２と直流電源３間に共振電流が流れることが抑制されるので、第１、第２のコンデンサ２、１３の静電容量を小さくできることにより、第１、第２のコンデンサ２、１３の小型化が可能となる。

なお、図５において、縦軸は電流比（インバータ６の各スイッチング素子７、８のオンオフ動作時にスイッチング素子７、８から線路（接続配線）に重畳される高周波電流（リプル電流）に対する直流電源３に流れる高周波電流の割合）である。

〈実施形態４〉
本実施形態では、図４に示した電力変換装置１ａの電気回路において、等価インダクタンスＬ１を実施形態３の場合よりも更に小さく設定（等価インダクタンスＬ１の線路（接続配線）長を短縮）した構成である。他の構成は実施形態３と同様であり、重複する説明は省略する。なお、本実施形態では、等価インダクタンスＬ１を１μＨ、等価インダクタンスＬ２を１１μＨに設定し、合計の等価インダクタンスは実施形態３と同様にしている。

このように、等価インダクタンスＬ１を実施形態３の場合よりも更に小さく設定することにより、図６に示すように、等価インダクタンスＬ１と第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量で定まる共振周波数の周波数帯域Ｂを、図５に示した実施形態３の場合よりも高く設定することが可能となる。

更に、等価インダクタンスＬ１を小さく設定するのに加えて、第１、第２のコンデンサ２、１３の各静電容量の差を大きく設定することにより、前記共振周波数の周波数帯域Ｂを更に高く設定することができる。

また、本実施形態では、等価インダクタンスＬ１の線路（接続配線）部分における抵抗値、及び第１、第２のコンデンサ２、１３における各抵抗値を大きくすることで、前記共振周波数の周波数帯域Ｂを狭くすることが可能となる。前記共振周波数の周波数帯域Ｂを狭くすることで、前記共振周波数Ｂの影響範囲を狭くすることができる。

１、１ａ電力変換装置
２第１のコンデンサ
３直流電源
６インバータ
７、８スイッチング素子
９制御部
１０３相交流モータ
１３第２のコンデンサ

Claims

直流電源と２本の接続配線を介して接続され、スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記各接続配線間に前記直流電源と並列に設けられ、前記直流電源に近い側に配置された第１のコンデンサと、
前記各接続配線間に前記直流電源と並列に設けられ、前記スイッチング素子に近い側に配置された第２のコンデンサと、を備え、
前記接続配線の前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサ間の等価インダクタンスと前記第１、第２のコンデンサの各静電容量で定まる共振周波数の周波数帯域を、前記スイッチング素子のスイッチング動作時に該スイッチング素子から前記接続配線に重畳される高周波電流の周波数帯域よりも大きくなるように、かつ、制御部から前記電力変換器に入力される前記スイッチング素子を駆動するためのキャリア周波数よりも小さくなるように、前記等価インダクタンスと前記第１、第２のコンデンサの各静電容量を設定することを特徴とする電力変換装置。
前記接続配線の前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサ間の等価インダクタンスを、前記接続配線の前記直流電源と前記第１の各コンデンサ間の等価インダクタンスよりも小さくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。