JP2008043096A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易かつ小型でコモンモードノイズを低減することができる電力変換装置を提供すること。
【解決手段】交流電源１のＲ相と、単相ＰＦＣ整流器４のＰ相との間、および交流電源１のＳ相と、単相ＰＦＣ整流器４のＮ相との間に、負荷６とアース９との間の浮遊静電容量の数倍の大きさの容量をもつコンデンサ１３，１４をそれぞれ接続し、単相ＰＦＣ整流器４のスイッチング前後に生じる電位変動によって浮遊静電容量を介して流れる漏洩電流を、コンデンサ１３，１４を介して交流電源１側に分流することで、コモンモードノイズ電流を低減するようにしている。
【選択図】 図１

Description

この発明は、ダイオードやスイッチング素子などを用いる電力変換装置に関するものである。

ダイオード、スイッチング素子などを用いた電力変換装置では、電流や電圧が非線形に変換される為、高周波の電流や電圧が発生しノイズ電圧となる。例えば、空気調和機に用いられる電力変換装置では、入力される交流電源の周波数が５０Ｈｚであるのに対して、スイッチング素子のスイッチング周波数は数十ｋＨｚ程度となり、スイッチング素子のスイッチングに起因して発生する高周波ノイズは数十ｋＨｚ以上となる。このノイズ電圧は、信号ライン間に発生するノーマルモードノイズと、信号ラインや電力変換装置に接続される負荷とアースとの間に存在する浮遊容量を介して漏洩電流が流れることにより発生するコモンモードノイズとに分けられる。従来から、ノーマルモードノイズは、信号ラインにフィルタを挿入することによって低減させていた。また、コモンモードノイズは、例えば２本の信号ラインを１つのフェライトコアに各々逆向きに巻くコモンモードチョークコイルを実装したり、信号ラインとアースとの間にバイパスコンデンサを接続したりして低減させていた。

具体的には、室外機に電力変換装置としてのインバータを備えた空気調和機においてコモンモードチョークコイルと電源ライン−アース間のバイパスコンデンサとを各々備え、コモンモードノイズを低減するものがある（特許文献１参照）。

さらに、整流回路およびインバータ回路を備えた電力変換装置では、１つの鉄心型コアにほぼ同一のインダクタンスを有する第１の巻線と第２の巻線をそれぞれ巻装したリアクトルを交直変換装置（整流回路）とインバータ装置との間に設け、第１の巻線を直流ラインの一方に、第２の巻線を直流ラインの他方にそれぞれ接続し、さらにリアクトルとインバータ装置との間に力率改善用のスイッチング素子を設け、リアクトルがコモンモードチョークコイルとして作用し、力率改善用のスイッチング素子のスイッチングにより発生するコモンモードノイズを低減するものがある（特許文献２参照）。

特開２００１−２６８８９０号公報 特開２００１−３７２３１号公報

ところで、信号ラインが２本である場合、ノーマルモードノイズを低減するためのフィルタは、２本の信号ラインのうちのいずれか一方に直列にインダクタンスを挿入することによって比較的小型で安価に実現することができる。

一方、コモンモードノイズを低減するためのコモンモードチョークコイルは、ノイズ電流に対して直列にインピーダンスを挿入してコモンモードノイズを低減させるものであり、ノイズ源と入力との間にインピーダンスを挿入するという作用をもつ。これは、ノイズ電流を低減させることによって漏洩電流を低減する有効な方法であるが、ノイズ源のエネルギー自体を小さくする作用はなく、ノイズ源のエネルギーが大きい場合には、大きなインピーダンスが必要となり、結果として大きなコモンモードチョークコイルが必要となるという問題点がある。さらに、上述したように２本の信号ラインを一括してフェライトコアに巻くため構造が複雑になり、コモンモードチョークコイルによるコモンモードノイズ低減には、形状、コストの面で問題があった。

また、コモンモードノイズを低減させるもう一つの手段であるバイパスコンデンサ（ラインバイパスコンデンサとも呼ぶ）は、２本の電源ライン（信号ライン）とアース（装置グランド，装置のシャーシなど）との間にコンデンサを挿入することでコモンモード端子電圧を下げることができるが、このバイパスコンデンサはノイズ端子電圧を低減するものの、このバイパスコンデンサがアースに接続されているため、バイパスコンデンサを流れる電流が漏洩電流となり、アースを経由して還流した成分がノイズ源となる場合があり、コモンモードノイズの低減に十分な効果が得られないことがあるという問題点があった。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易かつ小型でコモンモードノイズを低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、この発明にかかる電力変換装置は、交流電源から供給された電力を電力変換部によって電力変換し、該電力変換された電力を負荷に供給する電力変換装置であって、前記交流電源と前記負荷との間にコンデンサを接続したことを特徴とする。

また、この発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記電力変換部は、単相ＰＦＣ整流器であり、該単相ＰＦＣ整流器のＲ相とＰ相（またはＮ相）との間、および該単相ＰＦＣ整流器のＳ相とＮ相（またはＰ相）との間に、それぞれ前記コンデンサを接続したことを特徴とする。

また、この発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記電力変換部は、前記ＰＦＣ整流器の後段にインバータが接続され、該単相ＰＦＣ整流器のＲ相と前記インバータの出力であるＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相との間、および該単相ＰＦＣ整流器のＳ相と前記インバータの出力であるＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相との間に、前記コンデンサを接続したことを特徴とする。

また、この発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記コンデンサは、前記負荷と前記アースとの間の浮遊静電容量に比して大きな静電容量をもつことを特徴とする。

また、この発明にかかる電力変換装置は、上記の発明において、前記単相ＰＦＣ整流器に用いられる２つのリアクトルのインダクタンス値を同じにしたことを特徴とする。

この発明にかかる電力変換装置では、交流電源と負荷との間にコンデンサを接続し、ＰＦＣのスイッチングやインバータのスイッチングなどの前後に生じる電位変動によって前記浮遊静電容量を介して流れる漏洩電流を、前記コンデンサを介して電源側に分流するようにしているので、簡易かつ小型な構成で、コモンモードノイズを低減することができる。

以下、この発明を実施するための最良の形態である電力変換装置について説明する。

（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す回路図である。図１では、電力変換装置の一例としてＰＦＣ整流回路を示している。図１において、この電力変換装置は、交流電源１のＲ相側にリアクトル２（Ｌｒ）、Ｓ相側にリアクトル３（Ｌｓ）の一端がそれぞれ接続され、リアクトル２，３のそれぞれの他端間にスイッチング素子１０が接続され、さらにリアクトル２、３の他端にダイオード整流器４が接続される。ダイオード整流器４のＰ相とＮ相との間には、平滑コンデンサ５が接続され、平滑コンデンサ５と並列に負荷６が接続されている。交流電源１から供給された交流電流は、リアクトル２、３の持つインダクタンスの作用およびスイッチング素子１０をオン、オフすることで電流波形を電圧波形と同位相の正弦波に近づけられ、力率が改善された交流電流となる。この交流電流は、ダイオード整流器４で整流されて半端整流波となり、この半波整流波は、平滑コンデンサ５によって直流に変換される。この直流に負荷６が接続されると負荷６とアース９との間にそれぞれ浮遊静電容量が存在する。これは等価的に直流のＰ相、Ｎ相とアース９との間にコンデンサ７（Ｃｆ１），８（Ｃｆ２）が接続されたものとみることができる。ここで、直流のＰ相、Ｎ相と、交流電源１のＲ相、Ｓ相との間にはそれぞれコンデンサ１３，１４が接続される。このコンデンサ１３，１４の静電容量の大きさは、浮遊静電容量と等価なコンデンサ７，８の静電容量の大きさの数倍に設定されている。

スイッチング素子１０がオフで、ダイオード整流器４に電流が流れているときＰ相の電位は、Ｖｒ+Ｌｒｄｉ／ｄｔである。そして、スイッチング素子１０がオンになるとダイオード整流器４がオフし、コンデンサ７，８は、電流が流れた最後の電位を維持する。次のスイッチングタイミングでスイッチング素子１０がオフして電流が流れる時は、スイッチング間隔の時間経過により、Ｖｒもｄｉ／ｄｔも変化している。この差によってコンデンサ７，８に電位変動が生じ漏洩電流が流れる。

図２は、コンデンサ１３，１４を設けない場合の構成での上述したスイッチング前後の電位変動に着目した等価回路である。ここで、１０２は、スイッチングの前後で生じる電位差であり、１０１は、リアクトル２，３に対応し、１０３は、コンデンサ（浮遊静電容量）７，８に対応している。また、図３は、本発明によるコンデンサ１３，１４を設けた場合の構成での上述したスイッチング前後の電位変動に着目した等価回路である。１０４は、コンデンサ１３，１４に対応する。図３では、コンデンサ１３，１４は、コンデンサ７，８の数倍の容量である。例えば、コンデンサ１３，１４は、コンデンサ７，８の浮遊静電容量を１０００ｐＦとした場合、５０００ｐＦ程度の容量をもち、図１に示すように、交流電源１側のＲ相，Ｓ相とダイオード整流器４のＰ相、Ｎ相との間にそれぞれ接続されている。また、コンデンサ１３，１４の静電容量は、Ｒ相とＳ相とに分流される漏洩電流をバランスさせ、直流の中性点電位を入力（交流電源１側）の中性点電位に近づけるために、同じ値としている。

図３に示すように、コンデンサ１３，１４を設けることによって、これまでスイッチング前後の電位差によって１０３に流れていた電流（Ｉｆ）をコンデンサ１０３より大きい容量のコンデンサ１０４を介して流すことができる（Ｉａ）。コンデンサ１０４を流れる電流Ｉａは、図１に示す電流Ｉａ１，Ｉａ２に対応し、電源供給ラインに流れるため、漏洩電流にはならない。従って、コンデンサ１３，１４を設けることによって、ノイズ源１０２の電位変動による電流は、コンデンサ１０３とコンデンサ１０４とに分流されるため、コンデンサ１０３を流れる電流Ｉｆは少なくなる。すなわち、浮遊静電容量であるコンデンサ７，８を流れる電流が少なくなり、漏洩電流、コモンモードノイズを低減させることができる。ここで、コンデンサ１３，１４は、コンデンサ（浮遊静電容量）７，８の数倍の容量としたが、これは、コンデンサ１３，１４の上記漏洩電流（ノイズ）に対するインピーダンスが、コンデンサ（浮遊静電容量）７，８に比べて十分小さくなる容量であることを意味している。

なお、図４は、この発明の実施の形態１の変形例である電力変換装置の構成を示す回路図である。図４に示した電力変換装置は、ダイオード整流器４を交流電源１の後段であってリアクトル２，３の前段に設けた単相ＰＦＣ整流回路であり、浮遊静電容量であるコンデンサ７，８の数倍の容量のコンデンサ１３、１４が、それぞれ交流電源１のＲ相とダイオード１１のカソードとの間、およびＳ相とダイオード１２のアノードとの接続されている。この変形例においても、漏洩電流がコンデンサ１３，１４に分流され、交流電源１側に還流され、漏洩電流、コモンモードノイズが低減される。

ここで、この発明の実施の形態１の応用例について説明する。上述した実施の形態１では、単相ＰＦＣ整流回路のコモンモードノイズを低減するものであったが、この実施の形態１の応用例では、この単相ＰＦＣ整流回路の後段にインバータ回路を付加した電力変換装置のコモンモードノイズを低減することができる。

図５は、この発明の実施の形態１の応用例である電力変換装置の構成を示す回路図である。図５に示した電力変換装置は、図１に示したＰＦＣ整流回路の負荷にインバータ回路を接続し、このインバータ回路の各出力信号ラインと交流電源１のＲ相、Ｓ相との間をコンデンサ１９〜２４で接続している。

このような回路において、負荷であるインバータ回路１５の出力ラインとアース９との間に浮遊静電容量（コンデンサ１６，１７，１８）が存在する。インバータ回路１５内の各スイッチング素子がスイッチングすると、このスイッチングの前後で直流電圧の変動分だけ電位変動が生じる。この電位変動は、コンデンサ１６，１７，１８を介してアース９に流れる漏洩電流を発生させる。

ここで、交流電源１のＲ相，Ｓ相と、インバータ回路１５の各出力（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）とを、インバータ回路１５の出力ラインとアース９との間の浮遊静電容量であるコンデンサ１６，１７，１８の数倍のコンデンサ１９〜２４で接続している。インバータ回路１５の各出力と、交流電源１のＲ相との間に接続したコンデンサ１９，２０，２１、およびインバータ回路１５の各出力と、交流電源１のＳ相と間に接続したコンデンサ２２，２３，２４は、Ｒ相とＳ相とに分流される漏洩電流をバランスさせ、インバータ回路１５の出力の中性点電位と入力（交流電源１側）の中性点電位とを近づけるようにするため同じ容量としている。

図５に示した電力変換装置におけるスイッチングの前後の電位変動に着目して等価回路を書くと、実施の形態１と同様に、図３に示したもので表すことができる。この場合、１０４がコンデンサ１９〜２４に対応する。そして、コンデンサ１０４を設けることによって、これまで１０３を流れていた電流の多くがコンデンサ１０４に流れることになる。すなわち、コンデンサ１６〜１８を流れる電流が減少し、この減少分がコンデンサ１９〜２４に流れる。ここで、コンデンサ１９〜２４は、電源供給ラインに接続されているので、これらに流れる電流は漏洩電流とならず、コモンモードノイズを発生させることはなく、漏洩電流、コモンモードノイズを低減させることができる。

この実施の形態１では、コンデンサ１３，１４、１９〜２４を設けるのみで、コンデンサ１３，１４、１９〜２４を介してコモンモードノイズ電流が分流されて交流電源側１に戻され、コモンモードノイズを低減することができる。さらに、上述した電力変換装置では、このコンデンサ１３，１４、１９〜２４によるコモンモードノイズの低減が図れるため、別途ノイズ対策部品としてコモンモードチョークコイルやバイパスコンデンサなどを付加する場合でも、本発明を適用しない場合に比べて、それらのノイズ対策部品を小さくすることができるので、小型軽量化を促進することができる。

（実施の形態２）
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。図６は、この発明の実施の形態２である電力変換装置の構成を示す回路図である。図１に示した電力変換装置では、分流用コンデンサであるコンデンサ１３，１４が交流電源１の電源供給ラインのＲ相、Ｓ相のそれぞれに直接に接続されていたが、この実施の形態２では、Ｒ相とＳ相との間にインピーダンスの低い中性点、例えば、Ｒ相とＳ相との間にリップル除去のための大容量コンデンサ２５，２６を直列に接続し、その中間点にＰ相およびＮ相からからコンデンサ１３，１４をそれぞれ接続するようにしている。

一般に、リップル除去のためにＲ相およびＳ相との間には、大容量のコンデンサを直列に接続することが行なわれ、この大容量のコンデンサを利用することによって、分流用コンデンサであるコンデンサ１３，１４の接続点の自由度を確保することができる。

図７は、この発明の実施の形態２である電力変換装置の変形例の構成を示す回路図である。この図７に示した電力変換装置は、図５に示した電力変換装置に対して、図６と同様に、Ｒ相とＳ相との間にインピーダンスの低い中性点、例えば、Ｒ相とＳ相との間にリップル除去のための大容量コンデンサ２５，２６を直列に接続し、その中間点に、インバータ回路１５の出力であるＵ相，Ｖ相，Ｗ相からコンデンサ１９，２０，２１をそれぞれ接続するようにしている。

この場合、図５に示したコンデンサ２２，２３，２４を削除した構成となり、図５に設けた分流用のコンデンサの数を６個から３個に削減することができ、一層、簡易な構成となり、小型化を促進することができる。なお、図７に示した構成では、コンデンサ１９，２０，２１を共通接続しているが、各コンデンサ１９，２０，２１をそれぞれ個別にコンデンサ２５，２６の中性点に接続するようにしてもよい。

なお、上述した分流用のコンデンサ１３，１４、１９〜２４の中性点への接続は、実施の形態１に示した各構成に対して適宜選択的に組み合わせても良い。たとえば、図４に示した電力変換装置にも適用することができる。

また、上述した実施の形態１，２の構成に、ノーマルモードノイズ削減用のフィルタなどを併用することができるのはもちろんである。

（実施の形態３）
つぎに、この発明の実施の形態３について説明する。この実施の形態３では、図１に示した電力変換装置のリアクトル２，３のインダクタンスの値を同一にしている。

すなわち、交流電源１のＲ相側にリアクトル２のリアクタンスＬｒの値と、Ｓ相側にリアクトル３のリアクタンスＬｓの値とを同一にしている。

ここで、Ｐ相、Ｎ相の電位は、コンデンサ７，８の電位によって決定される。スイッチング素子１０がオフとなりダイオード整流器４に電流が流れたとき、Ｐ相、Ｎ相の電位は、ダイオード整流器４が導通しているので、それぞれリアクトル２，３の電位となる。スイッチング素子１０がオンとなり、ダイオード整流器４の電流が流れなくなると、コンデンサ７，８によってＰ相、Ｎ相の電位は、電流が流れていた時の最後の電位を保持する。

ダイオード整流器４の出力電圧は、平滑コンデンサ５によって一定に制御されるため、ダイオード整流器４の出力の中性点電圧により、Ｐ相、Ｎ相の電位変動を説明することができる。Ｒ相からＳ相に電流が流れている時、Ｐ相の電位は、Ｖｒ＋Ｌｒｄｉ／ｄｔ、Ｎ相の電位は、Ｖｓ−Ｌｓｄｉ／ｄｔであるので、中性点電位は、
（（Ｖｒ＋Ｌｒｄｉ／ｄｔ）＋（Ｖｓ−Ｌｓｄｉ／ｄｔ））／２
＝（Ｖｒ＋Ｖｓ）／２＋（（Ｌｒ−Ｌｓ）／２）ｄｉ／ｄｔ …（１）
である。一方、Ｓ相からＲ相に電流が流れる時の中性点電位は、同様にして、
（（Ｖｒ−Ｌｒｄｉ／ｄｔ）＋（Ｖｓ＋Ｌｓｄｉ／ｄｔ））／２
＝（Ｖｒ＋Ｖｓ）／２＋（（Ｌｓ−Ｌｒ）／２）ｄｉ／ｄｔ …（２）
となる。従って、Ｒ相からＳ相への電流の向きが逆になると（１）、（２）式より、
（Ｌｒ−Ｌｓ）ｄｉ／ｄｔ …（３）
の電位変動が、中性点電位に生じることとなる（図８参照）。この結果、電流の流れる向きが変化する時に直流回路に大きな電位変動が生じ、このため、コンデンサ７，８に大きな電流が流れる。ここで、リアクトル２，３のインダクタンスの各値がＬｒ＝Ｌｓであれば、（３）式は、時間に関係なく零となり、電流の向きが変化する時の中性点電位の変動はない（図９参照）。中性点電位に大きな変動がなければ、浮遊静電容量であるコンデンサ７，８に大きな電流は流れない。従って、Ｌｒ＝Ｌｓとすることによって、電流の向きが変わるときの電位変動を回避することができ、コモンモードチョークコイルがなくても漏洩電流、コモンモードノイズを低減させることができる。実際にはＬｒ≒Ｌｓであれば中性点電位に大きな変動がなくなることは、（３）式から明らかである。

なお、Ｒ相、Ｓ相間で電流の流れる向きが変わるのは、スイッチング素子１０のオン、オフによるだけでなく、リアクトル２，３に直接接続されている電源が交流電源であるため交流電源の位相の変化に応じても起こり、上記のＬｒ＝Ｌｓの効果は、いずれの場合でも得られる。

また、図４〜図７に示した電力変換装置についても、リアクトル２，３のインダクタンスを同じ、あるいはほぼ同じにすることによって、コモンモードノイズを低減することができる。

たとえば、図４に示した電力変換装置に適用する場合を考えると、図１に示した電力変換装置では、リアクトル２，３を流れる電流の向き（極性）が変わるのに対し、図４に示した電力変換装置では、リアクトル２，３がダイオード整流器４に接続される電源の電位が変わる。Ｒ相の電圧ＶｒがＳ相の電圧Ｖｓより高いとき、Ｐ相の電位は、Ｖｒ−Ｌｒｄｉ／ｄｔ、Ｎ相の電位は、Ｖｓ＋Ｌｓｄｉ／ｄｔである。反対に電圧Ｖｓが電圧Ｖｒより高いとき、Ｐ相の電位は、Ｖｓ−Ｌｒｄｉ／ｄｔ、Ｎ相の電位はＶｒ＋Ｌｓｄｉ／ｄｔである。よって、リアクトル２，３が接続される電位が変わったときの中性点の電位変動は、
（（Ｖｒ−Ｌｒｄｉ／ｄｔ）＋（Ｖｓ＋Ｌｓｄｉ／ｄｔ））／２−（（Ｖｓ−Ｌｒｄｉ／ｄｔ）＋（Ｖｒ＋Ｌｓｄｉ／ｄｔ））／２
＝（Ｌｓ−Ｌｒ）ｄｉ／ｄｔ …（４）
となる。従って、図１の電力変換装置と同様に、Ｌｒ＝Ｌｓとすることによって、電流の向きが変わるときの電位変動を回避することができ、コモンモードチョークコイルがなくても漏洩電流、コモンモードノイズを低減させることができる。実際にはＬｒ≒Ｌｓであっても効果があることは、図１に示した電力変換装置に適用した場合と同様である。

なお、ダイオード１１，１２は、スイッチング素子１０がオンのとき、平滑コンデンサ５に蓄積された電荷がスイッチング素子１０を通して放電することを防ぐためのものであるが、それに加えてスイッチング素子１０がオンの期間は、ＰＦＣ整流器側と負荷側とを分離する作用もある。つまり、その期間は、ＰＦＣ整流器と負荷６とは切り離されているため、お互いのスイッチング素子のノイズ等が相互に伝達されることがなく、時間的に平均するとノイズの低減効果が得られる。

同様に、図５に示した電力変換装置に適用する場合、リアクトル２，３のインダクタンスＬｒ，Ｌｓの値を同じか、ほぼ同じにしても、上述したコモンモードノイズの低減を図ることができる。

また、この実施の形態３は、実施の形態１，２の構成に、リアクトル２，３のインダクタンスの値Ｌｒ，Ｌｓを同じか、ほぼ同じにしようとするものであったが、たとえば、図１に示したコンデンサ１３，１４を設けない構成であっても、リアクトル２，３のインダクタンスＬｒ，Ｌｓの値を同じかほぼ同じにすることのみによっても、コモンモードノイズの低減を独立的に行うことができる。

この発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す回路図である。 分流用のコンデンサを設けない場合におけるコモンモードノイズ系の等価回路図である。 図１に示した電力変換装置におけるコモンモードノイズ系の等価回路図である。 この発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の変形例の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の応用例の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２にかかる電力変換装置の変形例の構成を示す回路図である。 リアクトルのインダクタンス値が異なる場合における漏洩電流の発生状態を説明する波形図である。 リアクトルのインダクタンス値が同じ場合における漏洩電流の発生状態を説明する波形図である。

符号の説明

１ 交流電源
２，３ リアクトル
４ ダイオード整流器
５ 平滑コンデンサ
６ 負荷
７，８，１６〜１８ コンデンサ（浮遊静電容量）
９ アース
１０ スイッチング素子
１１，１２ ダイオード
１３，１４，１９〜２４，２５，２６ コンデンサ
１５ インバータ回路

Claims (5)

1. 交流電源から供給された電力を電力変換部によって電力変換し、該電力変換された電力を負荷に供給する電力変換装置であって、
   前記交流電源と前記負荷との間にコンデンサを接続したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換部は、単相ＰＦＣ整流器であり、該単相ＰＦＣ整流器のＲ相とＰ相（またはＮ相）との間、および該単相ＰＦＣ整流器のＳ相とＮ相（またはＰ相）との間に、それぞれ前記コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換部は、前記ＰＦＣ整流器の後段にインバータが接続され、該単相ＰＦＣ整流器のＲ相と前記インバータの出力であるＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相との間、および該単相ＰＦＣ整流器のＳ相と前記インバータの出力であるＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相との間に、前記コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記コンデンサは、前記負荷と前記アースとの間の浮遊静電容量に比して大きな静電容量をもつことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
5. 前記単相ＰＦＣ整流器に用いられる２つのリアクトルのインダクタンス値を同じにしたことを特徴とする請求項２〜４のいずれか一つに記載の電力変換装置。

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