JP2002272113A - 直流リアクトル装置及び高周波抑制制御装置 - Google Patents
直流リアクトル装置及び高周波抑制制御装置Info
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- JP2002272113A JP2002272113A JP2001070856A JP2001070856A JP2002272113A JP 2002272113 A JP2002272113 A JP 2002272113A JP 2001070856 A JP2001070856 A JP 2001070856A JP 2001070856 A JP2001070856 A JP 2001070856A JP 2002272113 A JP2002272113 A JP 2002272113A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】トランスの磁気飽和を抑制するとともに交流電
源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リ
アクトル装置を提供すること。 【解決手段】３相交流電源１を整流し平滑する整流平滑
回路を構成する３相ブリッジ整流器２と平滑コンデンサ
４との間に挿入される直流リアクトル装置１０である。
直流リアクトル装置１０は、直流リアクトル１１と、こ
の直流リアクトル鉄心１３に巻込まれた直流リアクトル
補助巻線１４と、この直流リアクトル補助巻線１４に接
続され任意の電圧波形を発生する電圧源１５と、直流リ
ップルを補償するように電圧源１５を制御する制御回路
１６とを具備する。
源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リ
アクトル装置を提供すること。 【解決手段】３相交流電源１を整流し平滑する整流平滑
回路を構成する３相ブリッジ整流器２と平滑コンデンサ
４との間に挿入される直流リアクトル装置１０である。
直流リアクトル装置１０は、直流リアクトル１１と、こ
の直流リアクトル鉄心１３に巻込まれた直流リアクトル
補助巻線１４と、この直流リアクトル補助巻線１４に接
続され任意の電圧波形を発生する電圧源１５と、直流リ
ップルを補償するように電圧源１５を制御する制御回路
１６とを具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流器
で整流して平滑コンデンサで平滑する整流平滑回路のピ
ーク電流と高調波電流を抑制するために整流器と平滑コ
ンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置又は高
調波抑制制御装置に関する。
で整流して平滑コンデンサで平滑する整流平滑回路のピ
ーク電流と高調波電流を抑制するために整流器と平滑コ
ンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置又は高
調波抑制制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の直流リアクトル装置は、
鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトル（ＤＣ
Ｌ）が実用に供されている。このような直流リアクトル
を用いた整流平滑回路の構成を図３５に示す。
鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトル（ＤＣ
Ｌ）が実用に供されている。このような直流リアクトル
を用いた整流平滑回路の構成を図３５に示す。
【０００３】図３５に示すように、整流平滑回路は、３
相ブリッジ整流回路２と、直流リアクトル３と、平滑コ
ンデンサ４とから成り、３相交流系統電源１が発生する
３相交流電圧を整流平滑化し、負荷５に直流電力を供給
する。なお、符号６は系統インダクタンスである。
相ブリッジ整流回路２と、直流リアクトル３と、平滑コ
ンデンサ４とから成り、３相交流系統電源１が発生する
３相交流電圧を整流平滑化し、負荷５に直流電力を供給
する。なお、符号６は系統インダクタンスである。
【０００４】３相ブリッジ整流回路２は、３相交流電圧
を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含
む３相全波整流電圧Ｖrec を直流側に出力する。この時
の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を図３６（ａ）に示
し、直流電流Ｉdcの波形を図３６（ｂ）に示す。
を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含
む３相全波整流電圧Ｖrec を直流側に出力する。この時
の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を図３６（ａ）に示
し、直流電流Ｉdcの波形を図３６（ｂ）に示す。
【０００５】また、この時の交流電流波形を図３７
（ａ）に示し、該交流電流波形の波形をフーリエ解析し
た結果を図３７（ｂ）に示す。図３７（ａ）（ｂ）に示
すように、交流電流のピーク値は４９．２［Ａ］であ
り、全調波歪ＴＨＤは６７．８［％］である。
（ａ）に示し、該交流電流波形の波形をフーリエ解析し
た結果を図３７（ｂ）に示す。図３７（ａ）（ｂ）に示
すように、交流電流のピーク値は４９．２［Ａ］であ
り、全調波歪ＴＨＤは６７．８［％］である。
【０００６】またこの時の平滑コンデンサ電圧は、２６
７．０±８．２［Ｖ］であり、±３．１［％］の変動を
示している。
７．０±８．２［Ｖ］であり、±３．１［％］の変動を
示している。
【０００７】一方、図３５に示す回路における平滑コン
デンサ電圧Ｖc と直流電流Ｉdcの図３６（ａ）（ｂ）と
は異なる波形を図３９（ａ）（ｂ）に示す。すなわち、
図３９（ａ）（ｂ）は、系統インダクタンス６が４０
［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析し
た結果を示す。図３９（ａ）（ｂ）より、交流電流１７
０１のピーク値は７３．１［Ａ］であり、全調波歪ＴＨ
Ｄは８４．６［％］である。また図４０に従来の直流リ
アクトルを適用した場合の直流電圧波形を示す。図４０
では、平滑コンデンサ電圧は、２６９．３±１０．０
［Ｖ］であり、±３．９［％］の変動を示している。
デンサ電圧Ｖc と直流電流Ｉdcの図３６（ａ）（ｂ）と
は異なる波形を図３９（ａ）（ｂ）に示す。すなわち、
図３９（ａ）（ｂ）は、系統インダクタンス６が４０
［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析し
た結果を示す。図３９（ａ）（ｂ）より、交流電流１７
０１のピーク値は７３．１［Ａ］であり、全調波歪ＴＨ
Ｄは８４．６［％］である。また図４０に従来の直流リ
アクトルを適用した場合の直流電圧波形を示す。図４０
では、平滑コンデンサ電圧は、２６９．３±１０．０
［Ｖ］であり、±３．９［％］の変動を示している。
【０００８】また図４１（ａ）（ｂ）に系統インダクタ
ンス６が２００［μＨ］時の交流電流波形とこの波形を
フーリエ解析した結果を示す。図４１（ａ）（ｂ）によ
れけば、交流電流のピーク値は５３．６［Ａ］であり、
全調波歪ＴＨＤは５３．６［％］である。また図４２に
従来のＤＣＬ方式適用時の直流電圧波形を示す。図４２
では、平滑コンデンサ電圧は、２６４．４±５．８．
［Ｖ］であり、±２．２［％］の変動を示している。
ンス６が２００［μＨ］時の交流電流波形とこの波形を
フーリエ解析した結果を示す。図４１（ａ）（ｂ）によ
れけば、交流電流のピーク値は５３．６［Ａ］であり、
全調波歪ＴＨＤは５３．６［％］である。また図４２に
従来のＤＣＬ方式適用時の直流電圧波形を示す。図４２
では、平滑コンデンサ電圧は、２６４．４±５．８．
［Ｖ］であり、±２．２［％］の変動を示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の直流リアクトル
においては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるた
め磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を
大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくす
ると装置が大型化し、コストアップを招くことになの
で、一般には十分な大きさの断面積の鉄心は採用しな
い。
においては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるた
め磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を
大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくす
ると装置が大型化し、コストアップを招くことになの
で、一般には十分な大きさの断面積の鉄心は採用しな
い。
【００１０】また鉄心断面積を制限すると電流波形の波
高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十
分抑制できなくなる。
高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十
分抑制できなくなる。
【００１１】また磁気飽和が発生すると電流平滑作用が
損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
【００１２】さらに従来の直流リアクトルでは、制御機
能が全く無いため、図３８に示すように直流電圧波形に
は交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも
６８［％］程度までしか改善されていなかった。
能が全く無いため、図３８に示すように直流電圧波形に
は交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも
６８［％］程度までしか改善されていなかった。
【００１３】インダクタンス値を単に大きくするだけで
あると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変
に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサ
の端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の
安定性が損なわれる。
あると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変
に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサ
の端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の
安定性が損なわれる。
【００１４】交流側の高調波電流を抑制するだけであれ
ば、特開平９−１８２４４１号公報のようなスイッチン
グ素子による制御機能を有する３相整流装置を適用すれ
ばよいが、スイッチング素子のコストが高いため、装置
のコストがアップしてしまう。
ば、特開平９−１８２４４１号公報のようなスイッチン
グ素子による制御機能を有する３相整流装置を適用すれ
ばよいが、スイッチング素子のコストが高いため、装置
のコストがアップしてしまう。
【００１５】また直流リンク部に直接チョッパを挿入す
る方法によってもピーク電流や高調波は抑制することが
できるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、ス
イッチング素子の電流容量を高くすることが必要とな
り、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
る方法によってもピーク電流や高調波は抑制することが
できるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、ス
イッチング素子の電流容量を高くすることが必要とな
り、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００１６】本発明の第１の目的は、トランスの磁気飽
和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波
電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供するこ
とにある。
和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波
電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供するこ
とにある。
【００１７】本発明の第２の目的は、交流電源側の電流
ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リ
ンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供するこ
とにある。
ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リ
ンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供するこ
とにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るため本発明は、交流電源を整流し平滑する整流平滑回
路を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入され
る直流リアクトル装置において、直流リアクトルと、こ
の直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補助
巻線と、この直流リアクトル補助巻線に接続され任意の
電圧波形を発生する電圧源と、直流リップルを補償する
ように前記電圧源を制御する制御手段とを具備すること
を特徴とする。
るため本発明は、交流電源を整流し平滑する整流平滑回
路を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入され
る直流リアクトル装置において、直流リアクトルと、こ
の直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補助
巻線と、この直流リアクトル補助巻線に接続され任意の
電圧波形を発生する電圧源と、直流リップルを補償する
ように前記電圧源を制御する制御手段とを具備すること
を特徴とする。
【００１９】上記のように構成された本発明によれば、
制御手段により制御した前記電圧源から、直流リアクト
ル補助巻線に制御された電圧波形を注入することで、直
流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアク
トルの鉄心の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
制御手段により制御した前記電圧源から、直流リアクト
ル補助巻線に制御された電圧波形を注入することで、直
流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアク
トルの鉄心の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
【００２０】また交流電源側の高調波電流を低減するこ
とができる。
とができる。
【００２１】さらに平滑コンデンサのリプル電流及び電
圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することが
できる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶこと
が可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長
寿命化も図れ信頼性も改善される。
圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することが
できる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶこと
が可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長
寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００２２】上記第２の目的を達成するため本発明は、
交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回
路とこのブリッジ整流回路からの整流電圧から交流成分
を除去する平滑コンデンサとの間に接続され任意の電圧
波形を発生する電圧源と、直流リップルを補償するよう
に前記電圧源を制御する制御手段とを具備することを特
徴とする。
交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回
路とこのブリッジ整流回路からの整流電圧から交流成分
を除去する平滑コンデンサとの間に接続され任意の電圧
波形を発生する電圧源と、直流リップルを補償するよう
に前記電圧源を制御する制御手段とを具備することを特
徴とする。
【００２３】上記のように構成された本発明によれば、
制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に
基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高
調波電流を抑制することができる。
制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に
基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高
調波電流を抑制することができる。
【００２４】また直流リップルが抑制され、電流ピーク
を抑制することが可能となる。
を抑制することが可能となる。
【００２５】さらに平滑コンデンサの電圧変動を抑制で
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、
システムの小型・低価格化が可能となる。またシステム
の長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、
システムの小型・低価格化が可能となる。またシステム
の長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【００２６】同じく上記第２の目的を達成するため本発
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアク
トルと、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減
衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサ
と、前記３相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器
と、前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する
電圧検出器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検
出する電流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデン
サ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量
に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチ
ング指令信号を出力する制御手段と、この制御手段から
入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング
素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアク
トルと、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減
衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサ
と、前記３相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器
と、前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する
電圧検出器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検
出する電流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデン
サ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量
に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチ
ング指令信号を出力する制御手段と、この制御手段から
入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング
素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００２７】上記のように構成された本発明によれば、
制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に
基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高
調波電流を抑制することができる。
制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に
基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高
調波電流を抑制することができる。
【００２８】また直流リップルが抑制され、電流ピーク
を抑制することが可能となる。
を抑制することが可能となる。
【００２９】さらに平滑コンデンサの電圧変動を抑制で
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、
システムの小型・低価格化が可能となる。またシステム
の長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、
システムの小型・低価格化が可能となる。またシステム
の長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【００３０】同じく上記第２の目的を達成するため本発
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、前
記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、前記単
相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器
と、前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、前
記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、前記単
相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器
と、前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
【００３１】上記のように構成された本発明によれば、
さらに、小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデン
サ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することが
できる。
さらに、小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデン
サ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することが
できる。
【００３２】同じく上記第２の目的を達成するため本発
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクトル
と、前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクトル
と、前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
【００３３】上記のように構成された本発明によれば、
さらに、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に
高調波抑制制御装置を構成することができる。
さらに、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に
高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３４】同じく上記第２の目的を達成するため本発
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアク
トルと、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサ
と、前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ
整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデ
ンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子か
ら構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、こ
の単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生す
る高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアク
トルと、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサ
と、前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電
流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と
直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づき
ＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令
信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力した
スイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制
御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備す
ることを特徴とする。
【００３５】上記のように構成された本発明によれば、
さらに、減衰抵抗無しで、容易に高調波抑制制御装置を
構成することができる。
さらに、減衰抵抗無しで、容易に高調波抑制制御装置を
構成することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に対応する実施
形態における直流リアクトル装置の構成を図１に示す。
形態における直流リアクトル装置の構成を図１に示す。
【００３７】本実施形態の直流リアクトル装置を含む整
流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と直流リアクト
ル装置１０と平滑コンデンサ４とから構成される。
流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と直流リアクト
ル装置１０と平滑コンデンサ４とから構成される。
【００３８】３相ブリッジ整流回路２は、交流側で３相
交流電源１に接続され、３相交流電圧を整流し、直流側
に図２に示すような３相全波整流電圧Ｖrecを出力す
る。
交流電源１に接続され、３相交流電圧を整流し、直流側
に図２に示すような３相全波整流電圧Ｖrecを出力す
る。
【００３９】直流リアクトル装置１０は、直流リアクト
ル主巻線１２と、直流リアクトル鉄心１３と、補助巻線
として巻かれた直流リアクトル補助巻線１４とを有する
直流リアクトル１１と、この直流リアクトル１１の補助
巻線１４に接続され任意の電圧を発生する電圧源１５
と、直流リアクトル鉄心１３が飽和しないように制御す
ると共に直流リップルを補償する電圧を発生するように
電圧源１５を制御する制御回路１６とから構成される。
ル主巻線１２と、直流リアクトル鉄心１３と、補助巻線
として巻かれた直流リアクトル補助巻線１４とを有する
直流リアクトル１１と、この直流リアクトル１１の補助
巻線１４に接続され任意の電圧を発生する電圧源１５
と、直流リアクトル鉄心１３が飽和しないように制御す
ると共に直流リップルを補償する電圧を発生するように
電圧源１５を制御する制御回路１６とから構成される。
【００４０】直流リアクトル主巻線１２と直流リアクト
ル補助巻線１４は、直流リアクトル鉄心１３を介して、
磁気的に結合されている。直流リアクトル補助巻線１４
に接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１５は、直流
リアクトル補助巻線１４を介して、直流リアクトル主巻
線１２に任意の電圧波形を注入することが可能である。
ル補助巻線１４は、直流リアクトル鉄心１３を介して、
磁気的に結合されている。直流リアクトル補助巻線１４
に接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１５は、直流
リアクトル補助巻線１４を介して、直流リアクトル主巻
線１２に任意の電圧波形を注入することが可能である。
【００４１】制御回路１６は、図３に示すような直流リ
アクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リッ
プルを補償する電圧指令を電圧源１５に出力する。
アクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リッ
プルを補償する電圧指令を電圧源１５に出力する。
【００４２】電圧源１５は、制御回路１６から電圧指令
を入力し、直流リアクトル補助巻線１４に直流リアクト
ル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リップル
を補償する補償電圧を印加する。
を入力し、直流リアクトル補助巻線１４に直流リアクト
ル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リップル
を補償する補償電圧を印加する。
【００４３】これにより、直流リアクトル鉄心１３の磁
気飽和を抑制すると共に直流リップルを打ち消す方向の
磁束が形成され、直流リアクトル主巻線１２に発生する
リップルを打ち消す。
気飽和を抑制すると共に直流リップルを打ち消す方向の
磁束が形成され、直流リアクトル主巻線１２に発生する
リップルを打ち消す。
【００４４】この結果、直流リアクトル装置１０の磁気
飽和を抑制すると共に、直流電流Ｉdcは、図３のように
リップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流
となる。また平滑コンデンサ４の直流電圧は、図２に示
すようにリップルの小さい安定な電圧になる。
飽和を抑制すると共に、直流電流Ｉdcは、図３のように
リップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流
となる。また平滑コンデンサ４の直流電圧は、図２に示
すようにリップルの小さい安定な電圧になる。
【００４５】このように直流リアクトル装置１０の磁気
飽和を抑制し、直流電圧を安定化した状態で平滑コンデ
ンサ４を負荷５に接続する。
飽和を抑制し、直流電圧を安定化した状態で平滑コンデ
ンサ４を負荷５に接続する。
【００４６】本実施形態によれば、直流リアクトル装置
１０の直流リアクトル１１を形成している鉄心１３に巻
込まれた直流リアクトル補助巻線１４とこれに接続され
任意の波形の電圧を発生することが可能な電圧源１５と
その制御回路１６を設けることにより、直流リアクトル
補助巻線１４に任意の波形の電圧を注入することができ
る。
１０の直流リアクトル１１を形成している鉄心１３に巻
込まれた直流リアクトル補助巻線１４とこれに接続され
任意の波形の電圧を発生することが可能な電圧源１５と
その制御回路１６を設けることにより、直流リアクトル
補助巻線１４に任意の波形の電圧を注入することができ
る。
【００４７】これにより直流電流ピークを抑制すること
が可能となり、直流リアクトル１１の鉄心１３の小型・
軽量化、低価格化が可能となる。
が可能となり、直流リアクトル１１の鉄心１３の小型・
軽量化、低価格化が可能となる。
【００４８】また交流電源側の高調波電流を低減するこ
とができる。
とができる。
【００４９】さらに平滑コンデンサ４のリプル電流及び
電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現すること
ができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選
ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴
に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現すること
ができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選
ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴
に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００５０】次に、本発明の請求項２に対応する実施形
態における直流リアクトル装置の構成を図４に示す。
態における直流リアクトル装置の構成を図４に示す。
【００５１】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ａ
は、直流リアクトル１１と、チョッパ回路１７、電源系
の線間電圧を検出する電圧検出回路１８、直流一次巻線
電流検出回路１９、直流二次巻線電流検出回路２０およ
び制御部２１から構成される。
は、直流リアクトル１１と、チョッパ回路１７、電源系
の線間電圧を検出する電圧検出回路１８、直流一次巻線
電流検出回路１９、直流二次巻線電流検出回路２０およ
び制御部２１から構成される。
【００５２】チョッパ回路１７は、本実施形態の直流リ
アクトル装置１０Ａにおける電圧源として直流リアクト
ル補助巻線１４に接続される。
アクトル装置１０Ａにおける電圧源として直流リアクト
ル補助巻線１４に接続される。
【００５３】電圧検出回路１８は、交流側の線間電圧を
検出し制御部に対して電圧検出信号を出力する。
検出し制御部に対して電圧検出信号を出力する。
【００５４】直流一次巻線電流検出回路１９は、直流一
次巻線側の直流電流を検出し制御部に対して電流検出信
号Ｉdc１を出力する。
次巻線側の直流電流を検出し制御部に対して電流検出信
号Ｉdc１を出力する。
【００５５】直流二次巻線電流検出回路４０４は、直流
二次巻線側の電流を検出し、制御部２１に対して電流検
出信号Ｉdc２を出力する。
二次巻線側の電流を検出し、制御部２１に対して電流検
出信号Ｉdc２を出力する。
【００５６】制御部２１の制御ブロックを図５に示す。
【００５７】制御部２１は、リップル補償パタン発生部
５０１と、磁気飽和抑制制御部５０２と、ＰＷＭ制御部
５０３とから構成される。
５０１と、磁気飽和抑制制御部５０２と、ＰＷＭ制御部
５０３とから構成される。
【００５８】リップル補償パタン発生部５０１は、交流
線間電圧検出部５０４、ゼロクロス検出部５０５、ＰＬ
Ｌ部５０６、整流電圧演算部５０７、加算器５０８、ゲ
イン設定部５０９とから構成される。
線間電圧検出部５０４、ゼロクロス検出部５０５、ＰＬ
Ｌ部５０６、整流電圧演算部５０７、加算器５０８、ゲ
イン設定部５０９とから構成される。
【００５９】磁気飽和抑制制御部５０２は、ゲイン設定
部５１０、ゲイン設定部５１１、減算器５１２、加算器
５１３，５１６、比例制御部５１４、積分制御部５１５
とから構成される。
部５１０、ゲイン設定部５１１、減算器５１２、加算器
５１３，５１６、比例制御部５１４、積分制御部５１５
とから構成される。
【００６０】ＰＷＭ制御部５０３は、キャリヤ発生部５
１８，５２０、三角波比較ＰＷＭ制御部５１９，５２１
から構成される。
１８，５２０、三角波比較ＰＷＭ制御部５１９，５２１
から構成される。
【００６１】リップル補償パタン発生部５０１におい
て、交流線間電圧検出部５０４は、電圧検出回路４０２
から線間電圧検出値５２３を入力し、ＡＤＣによりデジ
タル信号に変換し、ゼロクロス検出部５０５に対して出
力する。
て、交流線間電圧検出部５０４は、電圧検出回路４０２
から線間電圧検出値５２３を入力し、ＡＤＣによりデジ
タル信号に変換し、ゼロクロス検出部５０５に対して出
力する。
【００６２】ゼロクロス検出部５０５は、入力したデジ
タル化された系統線間電圧検出データに基づき、線間電
圧のゼロクロスポイントを検出し、ゼロクロスフラグを
出力する。ＰＬＬ部５０６はゼロクロスフラグを入力
し、ゼロクロスが発生していれば系統線間電圧位相デー
タをリセットし、そうでなければ系統線間電圧位相を出
力する。
タル化された系統線間電圧検出データに基づき、線間電
圧のゼロクロスポイントを検出し、ゼロクロスフラグを
出力する。ＰＬＬ部５０６はゼロクロスフラグを入力
し、ゼロクロスが発生していれば系統線間電圧位相デー
タをリセットし、そうでなければ系統線間電圧位相を出
力する。
【００６３】整流電圧演算部５０７は、ＰＬＬ部５０６
から入力した系統線間電圧位相データに基づき、整流電
圧データＶrec を演算により算出し出力する。減算器５
０８は、あらかじめ設定した電圧指令５２２と系統線間
電圧信号５２３から演算により算出した整流電圧演算値
５２４との偏差を算出する。ゲイン設定部５０９は、減
算器５０８の出力である偏差データに対して変換ゲイン
Ｇ１を乗算し電圧指令データＶ１（５２７）として出力
する。
から入力した系統線間電圧位相データに基づき、整流電
圧データＶrec を演算により算出し出力する。減算器５
０８は、あらかじめ設定した電圧指令５２２と系統線間
電圧信号５２３から演算により算出した整流電圧演算値
５２４との偏差を算出する。ゲイン設定部５０９は、減
算器５０８の出力である偏差データに対して変換ゲイン
Ｇ１を乗算し電圧指令データＶ１（５２７）として出力
する。
【００６４】磁気飽和抑制制御部５０２は、一次巻線電
流検出値５２６と二次巻線電流検出値５２７とオフセッ
ト補正値５２８とを入力する。ゲイン設定部５１０は、
一次巻線電流検出値５２６（Ｉ１）に対して変換ゲイン
Ｋ１を乗算し一次巻線電流データを出力する。
流検出値５２６と二次巻線電流検出値５２７とオフセッ
ト補正値５２８とを入力する。ゲイン設定部５１０は、
一次巻線電流検出値５２６（Ｉ１）に対して変換ゲイン
Ｋ１を乗算し一次巻線電流データを出力する。
【００６５】ゲイン設定部５１１は、二次巻線電流検出
値５２７（Ｉ２）に対して変換ゲインＫ２を乗算するこ
とにより、一次側に換算した二次巻線電流データを出力
する。減算器５１２は、一次巻線電流データと一次側に
換算した二次巻線電流データとの偏差を算出し出力す
る。加算器５１３は、一次電流検出器４０３と二次電流
検出器４０４のドリフトによる変化を補償するためのオ
フセット補正値５２８を加算し出力する。
値５２７（Ｉ２）に対して変換ゲインＫ２を乗算するこ
とにより、一次側に換算した二次巻線電流データを出力
する。減算器５１２は、一次巻線電流データと一次側に
換算した二次巻線電流データとの偏差を算出し出力す
る。加算器５１３は、一次電流検出器４０３と二次電流
検出器４０４のドリフトによる変化を補償するためのオ
フセット補正値５２８を加算し出力する。
【００６６】比例制御部５１４は、一次側に換算されオ
フセット補正された電流偏差データを入力し比例ゲイン
Ｋｐを乗算して出力する。積分制御部５１５は、一次側
に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力
し、積分ゲインＫｉを乗算したデータの積算値を出力す
る。加算器５１６は、比例制御部５１４と積分制御部５
１５の出力を加算し電圧指令データＶ２（５２９）を出
力する。
フセット補正された電流偏差データを入力し比例ゲイン
Ｋｐを乗算して出力する。積分制御部５１５は、一次側
に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力
し、積分ゲインＫｉを乗算したデータの積算値を出力す
る。加算器５１６は、比例制御部５１４と積分制御部５
１５の出力を加算し電圧指令データＶ２（５２９）を出
力する。
【００６７】加算器５１７は、リップル補償パタン発生
部５０１の出力である電圧指令データＶ１（５２５）と
磁気飽和抑制制御部５０２の出力である電圧指令データ
Ｖ２（５２９）を加算し電圧指令データＶp （５３０）
を出力する。
部５０１の出力である電圧指令データＶ１（５２５）と
磁気飽和抑制制御部５０２の出力である電圧指令データ
Ｖ２（５２９）を加算し電圧指令データＶp （５３０）
を出力する。
【００６８】ＰＷＭ制御部５０３は、電圧指令データＶ
p （５３０）を入力し、正側キャリア信号発生部５１８
と負側キャリア信号発生部５２０がそれぞれ発生するキ
ャリア信号と比較部５１９と５２１において三角波比較
ＰＷＭ制御が行われ、チョッパ回路４０１に対してゲー
ト信号Ｇａｔｅ１（５２３）とゲート信号Ｇａｔｅ２
（５２１）を出力する。
p （５３０）を入力し、正側キャリア信号発生部５１８
と負側キャリア信号発生部５２０がそれぞれ発生するキ
ャリア信号と比較部５１９と５２１において三角波比較
ＰＷＭ制御が行われ、チョッパ回路４０１に対してゲー
ト信号Ｇａｔｅ１（５２３）とゲート信号Ｇａｔｅ２
（５２１）を出力する。
【００６９】図６（ａ）（ｂ）に、このように制御した
場合の交流電流波形と高調波分布を示す。電流ピーク
は、約２７［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは２８．７
［％］に低減できている。
場合の交流電流波形と高調波分布を示す。電流ピーク
は、約２７［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは２８．７
［％］に低減できている。
【００７０】また図７にこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖ
c の波形を示す。直流電圧は、２６６．６±０．３
［Ｖ］であり、±０．１［％］の変動に低減できてい
る。
c の波形を示す。直流電圧は、２６６．６±０．３
［Ｖ］であり、±０．１［％］の変動に低減できてい
る。
【００７１】以上の本実施形態によれば、鉄心１３の磁
気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向
きに電流を流れるようにしたチョッパ回路１７を設けた
ことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流
の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすること
ができるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効
果を得ることができる。
気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向
きに電流を流れるようにしたチョッパ回路１７を設けた
ことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流
の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすること
ができるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効
果を得ることができる。
【００７２】本発明の第３の請求項に対応する実施形態
を図８に示す。
を図８に示す。
【００７３】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂの
電圧源１５Ａでは、直流リアクトル補助巻線１４がスイ
ッチ２３を介して直流電圧源２２に接続される。スイッ
チ２３を制御回路１６Ａにより切り替えることにより、
正負両極性の電圧を補助巻線に供給することができる。
電圧源１５Ａでは、直流リアクトル補助巻線１４がスイ
ッチ２３を介して直流電圧源２２に接続される。スイッ
チ２３を制御回路１６Ａにより切り替えることにより、
正負両極性の電圧を補助巻線に供給することができる。
【００７４】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂに
よれば、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制する
と共に、双方向に電流が流れるようにしたことにより、
直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すこと
が可能となると共に、任意の注入電圧を印加することが
可能となるため、請求項１に対応する実施形態と同様の
効果を得ることができる。
よれば、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制する
と共に、双方向に電流が流れるようにしたことにより、
直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すこと
が可能となると共に、任意の注入電圧を印加することが
可能となるため、請求項１に対応する実施形態と同様の
効果を得ることができる。
【００７５】本発明の第４の請求項に対応する実施形態
を図９に示す。
を図９に示す。
【００７６】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃの
電圧源１５Ｂでは、チョッパ回路２４が図８におけるス
イッチ２３の代りを成すものであり、この場合、直流リ
アクトル補助巻線１４に供給される電流は一方向に限定
されるため、直流リアクトル補助巻線１４にバイアス電
流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直
流電圧源２２やチョッパ回路２４の電流容量を余計に必
要とするが、直流リアクトル鉄心１３を通る主磁束を低
減するように作用し、鉄心１３を小型にできる。
電圧源１５Ｂでは、チョッパ回路２４が図８におけるス
イッチ２３の代りを成すものであり、この場合、直流リ
アクトル補助巻線１４に供給される電流は一方向に限定
されるため、直流リアクトル補助巻線１４にバイアス電
流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直
流電圧源２２やチョッパ回路２４の電流容量を余計に必
要とするが、直流リアクトル鉄心１３を通る主磁束を低
減するように作用し、鉄心１３を小型にできる。
【００７７】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョ
ッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に流れ
る電流の向きは限定されるが、注入電圧波形は任意の形
状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を
得ることができる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョ
ッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に流れ
る電流の向きは限定されるが、注入電圧波形は任意の形
状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を
得ることができる。
【００７８】本発明の第５の請求項に対応する実施形態
を図１０に示す。
を図１０に示す。
【００７９】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｄの
電圧源１５Ｃでは、インバータ回路２５が、図８におけ
るスイッチ２３の代りを成すもので、直流リアクトル補
助巻線１４に両方向の電流を流す事が可能であり、バイ
アス電流は必要ない。
電圧源１５Ｃでは、インバータ回路２５が、図８におけ
るスイッチ２３の代りを成すもので、直流リアクトル補
助巻線１４に両方向の電流を流す事が可能であり、バイ
アス電流は必要ない。
【００８０】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｄに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョ
ッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に両方
向の電流を流すことができ、また注入電圧波形は任意の
形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果
を得ることができる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョ
ッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に両方
向の電流を流すことができ、また注入電圧波形は任意の
形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果
を得ることができる。
【００８１】本発明の第６の請求項に対応する実施形態
を図１１に示す。
を図１１に示す。
【００８２】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｅの
電圧源１５Ｄでは、チョッパ回路２６が、直流リアクト
ル補助巻線１４の各端子にそれぞれ接続されるため２台
必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
電圧源１５Ｄでは、チョッパ回路２６が、直流リアクト
ル補助巻線１４の各端子にそれぞれ接続されるため２台
必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
【００８３】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｅに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョ
ッパ回路２６を設けたことにより、直流リアクトル補助
巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧
波形を任意とすることができるため、請求項１と同様の
効果を得ることができる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１
３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョ
ッパ回路２６を設けたことにより、直流リアクトル補助
巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧
波形を任意とすることができるため、請求項１と同様の
効果を得ることができる。
【００８４】本発明の第７の請求項に対応する実施形態
を図１２に示す。
を図１２に示す。
【００８５】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆの
電圧源１５Ｅでは、直流リアクトル補助巻線１４に単層
ブリッジ電圧型インバータ回路２７を接続する。図１０
のハーフブリッジ構成のインバータ２５を２台分のスイ
ッチング素子が必要となるが、直流電圧源２２は１個で
済む。
電圧源１５Ｅでは、直流リアクトル補助巻線１４に単層
ブリッジ電圧型インバータ回路２７を接続する。図１０
のハーフブリッジ構成のインバータ２５を２台分のスイ
ッチング素子が必要となるが、直流電圧源２２は１個で
済む。
【００８６】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向
に電流が流れるようにした単層ブリッジ型インバータ回
路２７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１
４に双方向の電流を流すことが可能となるとともに、任
意の波形の注入電圧を印加することが可能となるため、
請求項１と同様の効果を得ることができる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向
に電流が流れるようにした単層ブリッジ型インバータ回
路２７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１
４に双方向の電流を流すことが可能となるとともに、任
意の波形の注入電圧を印加することが可能となるため、
請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８７】本発明の第８の請求項に対応する実施形態
を図１３に示す。
を図１３に示す。
【００８８】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇの
電圧源１５Ｆでは、直流リアクトル補助巻線１４と、図
１１に示すチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａとス
イッチ２８Ｂの並列回路２８を挿入している。制御回路
１６により、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放
し、抵抗器２８Ａにより平滑コンデンサ４に突入する電
流を抑制することができる。平滑コンデンサ４への充電
が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることで電力損
失を低減することができる。
電圧源１５Ｆでは、直流リアクトル補助巻線１４と、図
１１に示すチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａとス
イッチ２８Ｂの並列回路２８を挿入している。制御回路
１６により、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放
し、抵抗器２８Ａにより平滑コンデンサ４に突入する電
流を抑制することができる。平滑コンデンサ４への充電
が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることで電力損
失を低減することができる。
【００８９】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リ
アクトル補助巻線１４とチョッパ回路２６との間に抵抗
器２８Ａと短絡器であるスイッチ２８Ｂとから成る並列
回路２８を挿入することにより、交流電源投入時に、ス
イッチ２８Ｂを開放にしておくことにより、平滑コンデ
ンサに突入する電流を抵抗器２８Ａを通して緩やかに充
電することができる。平滑コンデンサ４ヘの充電が完了
した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることにより、電力損
失を低減できる。スイッチ２８Ｂを流れる電流は、リア
クトル主巻線１２を流れる主電流に比べ１／１０程度の
低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体
スイッチを利用できると伴に、主電流が流れる経路にス
イッチ２８Ｂを入れるより、スイッチ２８Ｂが閉じた場
合の電力損失を少なくできる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リ
アクトル補助巻線１４とチョッパ回路２６との間に抵抗
器２８Ａと短絡器であるスイッチ２８Ｂとから成る並列
回路２８を挿入することにより、交流電源投入時に、ス
イッチ２８Ｂを開放にしておくことにより、平滑コンデ
ンサに突入する電流を抵抗器２８Ａを通して緩やかに充
電することができる。平滑コンデンサ４ヘの充電が完了
した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることにより、電力損
失を低減できる。スイッチ２８Ｂを流れる電流は、リア
クトル主巻線１２を流れる主電流に比べ１／１０程度の
低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体
スイッチを利用できると伴に、主電流が流れる経路にス
イッチ２８Ｂを入れるより、スイッチ２８Ｂが閉じた場
合の電力損失を少なくできる。
【００９０】本発明の第９の請求項に対応する実施形態
を図１４に示す。
を図１４に示す。
【００９１】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｈで
は、図１１と同じ電圧源１５Ｄを有する。直流リアクト
ル１２は直流リアクトル１１と同じ鉄心１３であるが、
直流ラインの正側と負側に直流リアクトル主巻線１２
Ａ，１２Ｂを分離して配置する。
は、図１１と同じ電圧源１５Ｄを有する。直流リアクト
ル１２は直流リアクトル１１と同じ鉄心１３であるが、
直流ラインの正側と負側に直流リアクトル主巻線１２
Ａ，１２Ｂを分離して配置する。
【００９２】本実施形態の直流リアクトル装置によれ
ば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアク
トル主巻線１２を直流の正側と負側に分けて配置するこ
とにより、特開平９−１８２４４１号公報のような制御
機能を有する３相整流装置を適用した場合に、正負対称
なリアクトル効果を発生することができる。
ば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアク
トル主巻線１２を直流の正側と負側に分けて配置するこ
とにより、特開平９−１８２４４１号公報のような制御
機能を有する３相整流装置を適用した場合に、正負対称
なリアクトル効果を発生することができる。
【００９３】また零相インピーダンスを生じるため、漏
れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００９４】図１５に本発明の第１０の請求項に対応す
る実施形態を示す。
る実施形態を示す。
【００９５】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉ
は、整流器２の出力端子と平滑コンデンサ４の入力端子
に接続されたチョッパ回路を有する電圧源１５Ｅであ
る。
は、整流器２の出力端子と平滑コンデンサ４の入力端子
に接続されたチョッパ回路を有する電圧源１５Ｅであ
る。
【００９６】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクト装置１０Ｉ
を通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｅのチ
ョッパ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源
を用意する必要がなくなる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクト装置１０Ｉ
を通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｅのチ
ョッパ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源
を用意する必要がなくなる。
【００９７】図１６に本発明の第１１の請求項に対応す
る実施形態を示す。
る実施形態を示す。
【００９８】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊ
は、平滑コンデンサ４の入力端子に接続されるインバー
タ回路からなる電圧源１５Ｆを有する。
は、平滑コンデンサ４の入力端子に接続されるインバー
タ回路からなる電圧源１５Ｆを有する。
【００９９】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０
Ｆを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇの
インバータ回路は電源を得ることができるため、直流電
圧源を用意する必要がなくなる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０
Ｆを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇの
インバータ回路は電源を得ることができるため、直流電
圧源を用意する必要がなくなる。
【０１００】本発明の第１２の請求項に対応する実施形
態を図１７に示す。
態を図１７に示す。
【０１０１】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｋの
電圧源１５Ｇは、直流リアクトル補助巻線１４にチョッ
パ回路２９を接続すると共に抵抗器３０Ａとサイリスタ
３０Ｂとからなる並列回路３０を挿入している。交流電
源投入時にサイリスタ３０Ｂを開放しておくことで、図
１３と同様の効果が得られる。
電圧源１５Ｇは、直流リアクトル補助巻線１４にチョッ
パ回路２９を接続すると共に抵抗器３０Ａとサイリスタ
３０Ｂとからなる並列回路３０を挿入している。交流電
源投入時にサイリスタ３０Ｂを開放しておくことで、図
１３と同様の効果が得られる。
【０１０２】また、チョッパ回路２９の直流電源を平滑
コンデンサ４から得ることができ、直流電圧源を用意す
る必要がなくなる。この場合、直流リアクトル主巻線１
２と直流リアクトル補助巻線１４の巻数比は、１：１０
程度となり、チョッパ回路２９に使用されている半導体
スイッチング素子やサイリスタ３０Ｂを流れる電流は、
リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べて、１／１
０程度の低い値であるので、低い電流容量の物が利用で
きるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを入れ
ることにより、サイリスタがオンした場合の電力損失を
少なくできる。
コンデンサ４から得ることができ、直流電圧源を用意す
る必要がなくなる。この場合、直流リアクトル主巻線１
２と直流リアクトル補助巻線１４の巻数比は、１：１０
程度となり、チョッパ回路２９に使用されている半導体
スイッチング素子やサイリスタ３０Ｂを流れる電流は、
リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べて、１／１
０程度の低い値であるので、低い電流容量の物が利用で
きるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを入れ
ることにより、サイリスタがオンした場合の電力損失を
少なくできる。
【０１０３】請求項１２に記載の直流リアクトルによれ
ば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデ
ンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｋを
通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇはは電
源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要
がなくなる。
ば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデ
ンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｋを
通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇはは電
源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要
がなくなる。
【０１０４】本発明の第１３の請求項に対応する実施形
態を図１８に示す。
態を図１８に示す。
【０１０５】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌの
電圧源１５Ｈにおいては、直流リアクトル主巻線１２は
直流回路の正側と負側に分割され、該分割主巻線１２
Ａ，１２Ｂは直流ラインに接続される。直流リアクトル
補助巻線１４には、平滑コンデンサ４の電圧を電源とす
るチョッパ回路３１が接続されている。
電圧源１５Ｈにおいては、直流リアクトル主巻線１２は
直流回路の正側と負側に分割され、該分割主巻線１２
Ａ，１２Ｂは直流ラインに接続される。直流リアクトル
補助巻線１４には、平滑コンデンサ４の電圧を電源とす
るチョッパ回路３１が接続されている。
【０１０６】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌに
よれば、請求項９と請求項１２と同様の効果を生じるこ
とができる。
よれば、請求項９と請求項１２と同様の効果を生じるこ
とができる。
【０１０７】本発明の第１４の請求項に対応する実施形
態を図１９に示す。
態を図１９に示す。
【０１０８】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍの
電圧源１５Ｉにおいては、直流リアクトル補助巻線１４
に対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線
１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ
４に接続する通電回路３３を設けることにより、整流波
形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる
電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路３４
の電力損失を下げる事ができる。
電圧源１５Ｉにおいては、直流リアクトル補助巻線１４
に対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線
１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ
４に接続する通電回路３３を設けることにより、整流波
形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる
電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路３４
の電力損失を下げる事ができる。
【０１０９】また直流リアクトル主巻線１２に印加され
る電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減す
る。
る電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減す
る。
【０１１０】また電流を流し出す側のチョッパ回路３４
の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１２
と３相全波整流器２との間に接続し、給電することによ
り、直流リアクトル装置１０Ｍを流れる電流を低減させ
更に電力損失を低減する事ができる。
の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１２
と３相全波整流器２との間に接続し、給電することによ
り、直流リアクトル装置１０Ｍを流れる電流を低減させ
更に電力損失を低減する事ができる。
【０１１１】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リ
アクトル補助巻線１４に追加された直流リアクトル追加
補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コ
ンデンサ４ヘの通電回路３３を設けることにより、整流
波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れ
る電流を低減することが可能となり、電圧源１５Ｉを構
成するチョッパ回路３４の電力損失を低減することがで
きる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リ
アクトル補助巻線１４に追加された直流リアクトル追加
補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コ
ンデンサ４ヘの通電回路３３を設けることにより、整流
波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れ
る電流を低減することが可能となり、電圧源１５Ｉを構
成するチョッパ回路３４の電力損失を低減することがで
きる。
【０１１２】本発明の第１５の請求項に対応する実施形
態を図２０に示す。
態を図２０に示す。
【０１１３】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎの
電圧源１５Ｊにおいては、平滑コンデンサ４を直列に分
離し、コンデンサ４Ａ，４Ｂとして構成することによ
り、図１６の構成に比べてインバータ回路３５を１個で
済ますことができ、更なる低コスト化を実現することが
できる。
電圧源１５Ｊにおいては、平滑コンデンサ４を直列に分
離し、コンデンサ４Ａ，４Ｂとして構成することによ
り、図１６の構成に比べてインバータ回路３５を１個で
済ますことができ、更なる低コスト化を実現することが
できる。
【０１１４】本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎに
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４を直列に分離して構成することにより、イン
バータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コ
スト化を実現することができる。
よれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コ
ンデンサ４を直列に分離して構成することにより、イン
バータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コ
スト化を実現することができる。
【０１１５】本発明の第１６の請求項に対応する実施形
態を図２１に示す。
態を図２１に示す。
【０１１６】図２１に示すように本実施形態は、３相交
流電源１に流系統インダクタンス６を介して接続され交
流電圧を整流するブリッジ整流回路２とこのブリッジ整
流回路２からの整流電圧から交流成分を除去する平滑コ
ンデンサ４との間に接続され任意の電圧波形を発生する
電圧源５１と、直流リップルを補償するように電圧源５
１を制御するべく電圧指令信号を出力する制御回路５２
とからなる高調波抑制制御装置５０Ａである。
流電源１に流系統インダクタンス６を介して接続され交
流電圧を整流するブリッジ整流回路２とこのブリッジ整
流回路２からの整流電圧から交流成分を除去する平滑コ
ンデンサ４との間に接続され任意の電圧波形を発生する
電圧源５１と、直流リップルを補償するように電圧源５
１を制御するべく電圧指令信号を出力する制御回路５２
とからなる高調波抑制制御装置５０Ａである。
【０１１７】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ａに
よれば、制御回路５２により直流リップルを補償する補
償電圧指令信号を生成し、電圧源５１に出力する。これ
により直流リップルが抑制されるものとなる。
よれば、制御回路５２により直流リップルを補償する補
償電圧指令信号を生成し、電圧源５１に出力する。これ
により直流リップルが抑制されるものとなる。
【０１１８】本発明の第１７の請求項に対応する実施形
態を図２２に示す。
態を図２２に示す。
【０１１９】図２２に示すように本実施形態の高調波抑
制制御装置５０Ｂは、コンデンサとこれに並列接続され
るスイッチング素子から構成される単相ブリッジ回路６
１と、本単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングに
より発生する高調波を除去するために並列接続されたＬ
Ｃフィルタ回路である小型リアクトル６２とフィルタコ
ンデンサ６４と、減衰抵抗６３とを有する。また、電圧
検出器６７を有し、系統の線間電圧を検出し、制御回路
６６に出力する。電圧検出器６９は、単相ブリッジ回路
６１のコンデンサ電圧を検出し、制御回路６６に出力す
る。電流検出器６７は、小型リアクトル６２に流れ込む
電流を検出し制御回路６６に出力する。
制制御装置５０Ｂは、コンデンサとこれに並列接続され
るスイッチング素子から構成される単相ブリッジ回路６
１と、本単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングに
より発生する高調波を除去するために並列接続されたＬ
Ｃフィルタ回路である小型リアクトル６２とフィルタコ
ンデンサ６４と、減衰抵抗６３とを有する。また、電圧
検出器６７を有し、系統の線間電圧を検出し、制御回路
６６に出力する。電圧検出器６９は、単相ブリッジ回路
６１のコンデンサ電圧を検出し、制御回路６６に出力す
る。電流検出器６７は、小型リアクトル６２に流れ込む
電流を検出し制御回路６６に出力する。
【０１２０】また、本実施形態の高調波抑制制御装置５
０Ｂが組み込まれた整流平滑回路には、スイッチ７１及
び抵抗７２からなる初期充電回路７０が設けられてい
る。
０Ｂが組み込まれた整流平滑回路には、スイッチ７１及
び抵抗７２からなる初期充電回路７０が設けられてい
る。
【０１２１】次に図２３を参照して図２２における制御
回路６６の詳細を説明する。図２３に示すように本実施
形態の制御回路６６は、リップル補償パタン発生部３０
１と、電流制御部３０５と、コンデンサ電圧制御部３１
０と、ＰＷＭ制御部３１５から構成される。
回路６６の詳細を説明する。図２３に示すように本実施
形態の制御回路６６は、リップル補償パタン発生部３０
１と、電流制御部３０５と、コンデンサ電圧制御部３１
０と、ＰＷＭ制御部３１５から構成される。
【０１２２】リップル補償パタン発生部３０１は、直流
電圧指令値３０２と電圧検出器２１４から入力した系統
の線間電圧信号から演算により算出された直流電圧演算
値３０３を減算し、偏差量を算出する。この偏差量に直
流電圧制御ゲイン３０４を乗算することによりリップル
補償パタンを生成する。
電圧指令値３０２と電圧検出器２１４から入力した系統
の線間電圧信号から演算により算出された直流電圧演算
値３０３を減算し、偏差量を算出する。この偏差量に直
流電圧制御ゲイン３０４を乗算することによりリップル
補償パタンを生成する。
【０１２３】電流制御部３０５は、直流電流指令値３０
６から電流検出器２１５から入力した直流電流検出値３
０７を減算し、ハイパスフィルタ３０８により高調波成
分の補償量を算出し、これに比例ゲイン３０９を乗算す
ることにより、高調波電流補償量を生成する。
６から電流検出器２１５から入力した直流電流検出値３
０７を減算し、ハイパスフィルタ３０８により高調波成
分の補償量を算出し、これに比例ゲイン３０９を乗算す
ることにより、高調波電流補償量を生成する。
【０１２４】コンデンサ電圧制御部３１０は、コンデン
サ電圧指令値３１１からコンデンサ電圧検出値３１２を
減算し偏差量を算出する。比例制御部３１３において偏
差量に比例ゲインＧ３を乗算し、サンプル・ホールドす
る。積分制御部３１４は、偏差量に積分ゲインＧ４を乗
算し、積分値をサンプル・ホールドする。比例制御部３
１３と積分制御部３１４の出力を加算し、コンデンサ電
圧補償量を生成する。
サ電圧指令値３１１からコンデンサ電圧検出値３１２を
減算し偏差量を算出する。比例制御部３１３において偏
差量に比例ゲインＧ３を乗算し、サンプル・ホールドす
る。積分制御部３１４は、偏差量に積分ゲインＧ４を乗
算し、積分値をサンプル・ホールドする。比例制御部３
１３と積分制御部３１４の出力を加算し、コンデンサ電
圧補償量を生成する。
【０１２５】リップル補償パタンと高調波電流補償量と
コンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信
号として、ＰＷＭ制御部３１５に対して出力される。
コンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信
号として、ＰＷＭ制御部３１５に対して出力される。
【０１２６】ＰＷＭ制御部３１５は、比較部３１７にお
いて電圧指令信号と電圧指令とキャリヤ信号発生部３１
６から入力したキャリヤ信号とを比較し、ＰＷＭ指令信
号をゲート駆動回路２１２に対して出力する。
いて電圧指令信号と電圧指令とキャリヤ信号発生部３１
６から入力したキャリヤ信号とを比較し、ＰＷＭ指令信
号をゲート駆動回路２１２に対して出力する。
【０１２７】ゲート駆動回路２１２は、制御回路２１３
から入力した電圧指令信号に基づき単相ブリッジ回路２
１７の各スイッチング素子２０９をオン・オフする制御
信号を生成し出力する。
から入力した電圧指令信号に基づき単相ブリッジ回路２
１７の各スイッチング素子２０９をオン・オフする制御
信号を生成し出力する。
【０１２８】図２４（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス
６が４０［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流
波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは３０．
３［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／３
以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、
３８．３［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の１／
２に抑制されている。
６が４０［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流
波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは３０．
３［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／３
以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、
３８．３［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の１／
２に抑制されている。
【０１２９】図２５は上述した場合の平滑コンデンサ４
の直流電圧波形である。直流電圧は０．３［％］の変動
を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して
直流電圧変動を１／１０以下に抑制している。
の直流電圧波形である。直流電圧は０．３［％］の変動
を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して
直流電圧変動を１／１０以下に抑制している。
【０１３０】図２６（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス
６が２００［μＨ］の場合の本実施形態における交流電
流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは２
７．９［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１
／２に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、
２５．７［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の２／
３に抑制されている。
６が２００［μＨ］の場合の本実施形態における交流電
流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは２
７．９［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１
／２に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、
２５．７［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の２／
３に抑制されている。
【０１３１】図２７はこの場合の平滑コンデンサ４の直
流電圧波形である。直流電圧は０．２［％］の変動を示
している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流
電圧変動を１／１５に抑制している。
流電圧波形である。直流電圧は０．２［％］の変動を示
している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流
電圧変動を１／１５に抑制している。
【０１３２】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂに
よれば、制御回路６６が出力する、リップルを抑制する
電圧指令信号に基づき、電圧源である単相ブリッジ回路
６１が制御され、交流電源側の高調波電流を抑制するこ
とができる。また直流リップルが抑制され、電流ピーク
を抑制することが可能となる。
よれば、制御回路６６が出力する、リップルを抑制する
電圧指令信号に基づき、電圧源である単相ブリッジ回路
６１が制御され、交流電源側の高調波電流を抑制するこ
とができる。また直流リップルが抑制され、電流ピーク
を抑制することが可能となる。
【０１３３】更に平滑コンデンサ４の電圧変動を抑制で
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能とな
り、システムの小型・低価格化が可能となる。またシス
テムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
き、直流電圧の安定化を実現することができる。これに
より平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能とな
り、システムの小型・低価格化が可能となる。またシス
テムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【０１３４】次に、図２８を参照して請求項１８に対応
する実施形態である制御回路の詳細を説明する。本実施
形態の制御回路は、図２３における制御回路に置き換わ
るものであり、図２３における制御回路に過電流保護回
路８０３からなる過電流保護部８０１を設けたものであ
る。
する実施形態である制御回路の詳細を説明する。本実施
形態の制御回路は、図２３における制御回路に置き換わ
るものであり、図２３における制御回路に過電流保護回
路８０３からなる過電流保護部８０１を設けたものであ
る。
【０１３５】本実施形態の過電流保護部８０１において
は、過電流しきい値ＩＬＴ８０２と直流電流検出値ＩＬ
を入力し、直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ
未満の場合は、Ｃ１とＣ３にはＨｉｇｈレベルを出力
し、Ｃ２とＣ４にはＬｏｗレベルを出力する。そうでは
なくて直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ以上
の場合は、Ｃ１とＣ３にはＬｏｗベルを出力しＣ２とＣ
４にはＨｉｇｈレベルを出力する。
は、過電流しきい値ＩＬＴ８０２と直流電流検出値ＩＬ
を入力し、直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ
未満の場合は、Ｃ１とＣ３にはＨｉｇｈレベルを出力
し、Ｃ２とＣ４にはＬｏｗレベルを出力する。そうでは
なくて直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ以上
の場合は、Ｃ１とＣ３にはＬｏｗベルを出力しＣ２とＣ
４にはＨｉｇｈレベルを出力する。
【０１３６】ＰＷＭ制御部３１５の出力は、ＡＮＤゲー
ト８０４とＯＲゲート８０５により、過電流保護部８０
１の出力と論理演算処理される。過電流状態でない場合
は、各論理ゲート部は、ＰＷＭ制御部３１５の出力信号
を出力する。そうではなくて過電流状態の場合は、各論
理ゲート部は、単相ブリッジ回路６１の両方の上アーム
をオフし、両方の下アームをオンする。この結果、過電
流時の突入電流は、下アームのみを通電することにな
り、単相ブリッジ回路６１のスイッチング素子の電流容
量を適切に選択することにより、過電流保護を行うこと
が可能となる。
ト８０４とＯＲゲート８０５により、過電流保護部８０
１の出力と論理演算処理される。過電流状態でない場合
は、各論理ゲート部は、ＰＷＭ制御部３１５の出力信号
を出力する。そうではなくて過電流状態の場合は、各論
理ゲート部は、単相ブリッジ回路６１の両方の上アーム
をオフし、両方の下アームをオンする。この結果、過電
流時の突入電流は、下アームのみを通電することにな
り、単相ブリッジ回路６１のスイッチング素子の電流容
量を適切に選択することにより、過電流保護を行うこと
が可能となる。
【０１３７】この場合、単相ブリッジ回路６１の両方の
上アームをオフし、両方の下アームをオンしたが、逆に
両方の上アームをオンし、両方の下アームをオフしても
良い。
上アームをオフし、両方の下アームをオンしたが、逆に
両方の上アームをオンし、両方の下アームをオフしても
良い。
【０１３８】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂに
よれば、定常時は請求項１７と同様の効果を得ることが
できる。また系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生
する場合のような過渡状態においても、システムを保護
することができるので、システムの信頼性を改善するこ
とができる。
よれば、定常時は請求項１７と同様の効果を得ることが
できる。また系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生
する場合のような過渡状態においても、システムを保護
することができるので、システムの信頼性を改善するこ
とができる。
【０１３９】次に図２９を参照して本発明の請求項１９
に対応する実施形態を示す。
に対応する実施形態を示す。
【０１４０】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃ
は、過電流保護を行う両上アーム又は両下アームを複数
のスイッチング素子により構成した単相ブリッジ６１Ａ
とする。このような単相ブリッジ６１Ａとすることによ
り、電流容量の小さい複数のスイッチング素子を組み合
わせることにより、低コストでありながら、信頼性の高
いシステムを構成することが可能となる。また過電流の
大きさに応じて柔軟に保護システムを構築することが可
能となる。
は、過電流保護を行う両上アーム又は両下アームを複数
のスイッチング素子により構成した単相ブリッジ６１Ａ
とする。このような単相ブリッジ６１Ａとすることによ
り、電流容量の小さい複数のスイッチング素子を組み合
わせることにより、低コストでありながら、信頼性の高
いシステムを構成することが可能となる。また過電流の
大きさに応じて柔軟に保護システムを構築することが可
能となる。
【０１４１】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃに
よれば、請求項１８と同様の効果を得ることができる。
また電流容量の小さいスイッチング素子を組み合わせる
ことにより、低コストでありながら信頼性の高いシステ
ムを構築することが可能である。また過電流容量に応じ
た柔軟なシステムを構築することができる。
よれば、請求項１８と同様の効果を得ることができる。
また電流容量の小さいスイッチング素子を組み合わせる
ことにより、低コストでありながら信頼性の高いシステ
ムを構築することが可能である。また過電流容量に応じ
た柔軟なシステムを構築することができる。
【０１４２】図３０に本発明の請求項２０に対応する実
施形態を示す。
施形態を示す。
【０１４３】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄ
は、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗
を並列接続した過電流抑制回路８０を接続し、変流器８
１及び電流検出器８２を設けて、負荷電流を検出する。
は、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗
を並列接続した過電流抑制回路８０を接続し、変流器８
１及び電流検出器８２を設けて、負荷電流を検出する。
【０１４４】図３１に本実施形態の制御回路６１Ｂの構
成を示す。過電流抑制部１１０１は、過電流抑制制御部
１１０５が、過電流しきい値ＩＣＴ１１０２とコンデン
サ電流検出値ＩＣ（１１０３）とを比較し、過電流抑制
装置制御信号１１０４を出力する。コンデンサ電流検出
値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０
２）より小さい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０
４はオンとする。そうではなくてコンデンサ電流検出値
ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０
２）より大きい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０
４はオフとする。これにより過電流を抑制することがで
きる。
成を示す。過電流抑制部１１０１は、過電流抑制制御部
１１０５が、過電流しきい値ＩＣＴ１１０２とコンデン
サ電流検出値ＩＣ（１１０３）とを比較し、過電流抑制
装置制御信号１１０４を出力する。コンデンサ電流検出
値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０
２）より小さい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０
４はオンとする。そうではなくてコンデンサ電流検出値
ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０
２）より大きい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０
４はオフとする。これにより過電流を抑制することがで
きる。
【０１４５】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄに
よれば、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と
抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を設けたことに
より、正常時はスイッチング素子をオンすることにより
従来の平滑作用を実現し、過電流時はスイッチング素子
をオフすることにより過電流を抑制することができ、こ
れにより請求項１７と同様の効果を得ることができる。
よれば、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と
抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を設けたことに
より、正常時はスイッチング素子をオンすることにより
従来の平滑作用を実現し、過電流時はスイッチング素子
をオフすることにより過電流を抑制することができ、こ
れにより請求項１７と同様の効果を得ることができる。
【０１４６】図３２に本発明の請求項２１に対応する実
施形態を示す。
施形態を示す。
【０１４７】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅ
は、請求項１７に対応する実施形態から、単相ブリッジ
回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を
除去するＬＣフィルタ回路を取り除いて構成したもので
ある。
は、請求項１７に対応する実施形態から、単相ブリッジ
回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を
除去するＬＣフィルタ回路を取り除いて構成したもので
ある。
【０１４８】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅに
よれば、請求項１７の構成と比較して、ＬＣフィルタ回
路を構成する小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコン
デンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
よれば、請求項１７の構成と比較して、ＬＣフィルタ回
路を構成する小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコン
デンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
【０１４９】図３３に本発明の請求項２２に対応する実
施形態を示す。
施形態を示す。
【０１５０】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆ
は、請求項１７に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッ
チングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィル
タを構成するフィルタコンデンサとを取り除いて構成し
たものである。
は、請求項１７に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッ
チングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィル
タを構成するフィルタコンデンサとを取り除いて構成し
たものである。
【０１５１】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆに
よれば、請求項１７の構成と比較して、減衰抵抗とフィ
ルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することがで
きる。
よれば、請求項１７の構成と比較して、減衰抵抗とフィ
ルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することがで
きる。
【０１５２】図３４に本発明の請求項２３に対応する実
施形態を示す。
施形態を示す。
【０１５３】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇ
は、請求項１７に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッ
チングによる高周波を低減する減衰抵抗を取り除いて構
成したものである。
は、請求項１７に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッ
チングによる高周波を低減する減衰抵抗を取り除いて構
成したものである。
【０１５４】本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇに
よれば、請求項１７の構成と比較して、減衰抵抗無し
で、容易に置を構成することができる。
よれば、請求項１７の構成と比較して、減衰抵抗無し
で、容易に置を構成することができる。
【０１５５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、トランス
の磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピーク
と高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提
供することができ、また、交流電源側の電流ピークと高
調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を
安定化する高調波抑制制御装置を提供することができる
ものである。
の磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピーク
と高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提
供することができ、また、交流電源側の電流ピークと高
調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を
安定化する高調波抑制制御装置を提供することができる
ものである。
【図１】本発明の第１の請求項に対応する実施形態の直
流リアクトル装置を示す回路図。
流リアクトル装置を示す回路図。
【図２】同実施形態の直流リアクトル装置における３相
全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
【図３】同実施形態の直流リアクトル装置における補償
電圧と直流電圧の波形を示す図。
電圧と直流電圧の波形を示す図。
【図４】本発明の第２の請求項に対応する実施形態の直
流リアクトル装置を示す回路図。
流リアクトル装置を示す回路図。
【図５】同実施形態の直流リアクトル装置における制御
部の詳細な構成図。
部の詳細な構成図。
【図６】同実施形態の直流リアクトル装置における交流
電流波形と高調波分布を示す図。
電流波形と高調波分布を示す図。
【図７】同実施形態の直流リアクトル装置における直流
電圧波形を示す図。
電圧波形を示す図。
【図８】本発明の第３の請求項に対応する実施形態の直
流リアクトル装置を示す回路図。
流リアクトル装置を示す回路図。
【図９】本発明の第４の請求項に対応する実施形態の直
流リアクトル装置を示す回路図。
流リアクトル装置を示す回路図。
【図１０】本発明の第５の請求項に対応する実施形態の
直流リアクトル装置を示す回路図。
直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１１】本発明の第６の請求項に対応する実施形態の
直流リアクトル装置を示す回路図。
直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１２】本発明の第７の請求項に対応する実施形態の
直流リアクトル装置を示す回路図。
直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１３】本発明の第８の請求項に対応する実施形態の
直流リアクトル装置を示す回路図。
直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１４】本発明の第９の請求項に対応する実施形態の
直流リアクトル装置を示す回路図。
直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１５】本発明の第１０の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１６】本発明の第１１の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１７】本発明の第１２の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１８】本発明の第１３の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１９】本発明の第１４の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２０】本発明の第１５の請求項に対応する実施形態
の直流リアクトル装置を示す回路図。
の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２１】本発明の請求項１６に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２２】本発明の請求項１７に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２３】本発明の請求項１７に対応する実施形態にお
ける制御回路の詳細な構成図。
ける制御回路の詳細な構成図。
【図２４】本発明の請求項１７に対応する実施形態にお
ける系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の交流
電流波形と高調波分布を示す図。
ける系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の交流
電流波形と高調波分布を示す図。
【図２５】本発明の請求項１７に対応する実施形態にお
ける系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の直流
電圧波形を示す図。
ける系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の直流
電圧波形を示す図。
【図２６】本発明の請求項１７に対応する実施形態にお
ける系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の交
流電流波形と高調波分布を示す図。
ける系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の交
流電流波形と高調波分布を示す図。
【図２７】本発明の請求項１７に対応する実施形態にお
ける系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の直
流電圧波形を示す図。
ける系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の直
流電圧波形を示す図。
【図２８】本発明の請求項１８に対応する実施形態にお
ける制御回路の詳細な構成図。
ける制御回路の詳細な構成図。
【図２９】本発明の請求項１９に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３０】本発明の請求項２０に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３１】同実施形態における制御回路の詳細な構成
図。
図。
【図３２】本発明の請求項２１に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３３】本発明の請求項２２に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３４】本発明の請求項２３に対応する実施形態の高
周波抑制制御装置を示す回路図。
周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３５】従来の直流リアクトル装置の一例を示す図。
【図３６】従来の直流リアクトル装置における直流電圧
と直流電流の波形を示す図。
と直流電流の波形を示す図。
【図３７】従来の直流リアクトル装置における交流電流
波形と高調波分布を示す図。
波形と高調波分布を示す図。
【図３８】従来の直流リアクトル装置における直流電圧
波形を示す図。
波形を示す図。
【図３９】従来のＤＣＬ方式適用時において系統インダ
クタンス４０［μＨ］である場合における交流電流波形
と高調波分布を示す図。
クタンス４０［μＨ］である場合における交流電流波形
と高調波分布を示す図。
【図４０】従来の直流リアクトル装置おいて系統インダ
クタンス４０［μＨ］である場合における直流電圧波形
を示す図。
クタンス４０［μＨ］である場合における直流電圧波形
を示す図。
【図４１】従来の直流リアクトル装置おいて系統インダ
クタンス２００［μＨ］である場合における交流電流波
形と高調波分布を示す図。
クタンス２００［μＨ］である場合における交流電流波
形と高調波分布を示す図。
【図４２】従来の直流リアクトル装置おいて系統インダ
クタンス２００［μＨ］である場合における直流電圧波
形を示す図。
クタンス２００［μＨ］である場合における直流電圧波
形を示す図。
１…３相交流電源電源 ２…３相ブリッジ整流回路 ４…平滑コンデンサ ５…負荷 ６…系統インダクタンス １０，１０Ａ〜１０Ｎ…直流リアクトル装置 １１…直流リアクトル １２…直流リアクトル主巻線 １３…直流リアクトル鉄心 １４…直流リアクトル補助巻線 １５，１５Ａ〜１５Ｊ…電圧源 １６…制御回路 ５０Ａ〜５０Ｇ…高周波抑制制御装置 ５１…電圧源 ５２…制御回路 ６１，６１Ａ…単相ブリッジ回路 ６２…小型リアクトル ６３…減衰抵抗 ６４…フィルタコンデンサ ６５…ゲート駆動回路 ６６，６６Ａ，６６Ｂ…制御回路 ６７…電圧検出器 ６８…電流検出器 ６９…電圧検出器 ７０…初期充電回路 ７１…スイッチ ７２…抵抗
Claims (23)
- 【請求項１】 交流電源を整流し平滑する整流平滑回路
を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される
直流リアクトル装置において、 直流リアクトルと、 この直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補
助巻線と、 この直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形
を発生する電圧源と、 直流リップルを補償するように前記電圧源を制御する制
御手段とを具備することを特徴とする直流リアクトル装
置。 - 【請求項２】 前記電圧源は、 前記直流リアクトル補助巻線に接続したチョッパ回路か
ら構成され、 前記制御手段は、 前記交流電源の交流線間電圧を検出する電圧検出回路
と、 前記整流平滑回路の直流電流を検出する電流検出回路
と、 前記電圧検出回路から入力した線間電圧信号から全波整
流電圧信号を算出し、直流コンデンサ電圧指令値との差
として算出される直流リップル補償電圧を直流リアクト
ル主巻線側のリップル補償電圧に換算し出力するリップ
ル補償パタン発生部と、 前記電流検出回路から入力した直流電流検出値を用いて
磁気飽和抑制制御を行い、前記リップル補償パタン発生
部から入力したリップル補償電圧を加算し、リップル補
償電圧指令値として出力する磁気飽和抑制制御部と、 リップル補償電圧指令値と正側キャリア発生部及び負側
キャリア発生部が発生するキャリア信号に基づきＰＷＭ
制御を行い前記電圧源に対してスイッチング信号を出力
するＰＷＭ制御部とから構成され、 前記制御手段は、前記補助巻線に対して直流リップルに
より発生する直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向き
の電流を流す電圧を印加するように前記電圧源を制御す
ることを特徴とする請求項１記載の直流リアクトル装
置。 - 【請求項３】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代え
て、前記補助巻線に取り付けられ当該補助巻線に印加す
る電圧の極性を切り替えて前記補助巻線の双方向に電流
が流れるようにするスイッチを備えることを特徴とする
請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項４】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代え
て、前記直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きに電
流が流れるように制御する別のチョッパ回路を備えるこ
とを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項５】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代え
て、前記電圧源を直流リアクトル補助巻線に双方向に電
流が流れるように制御するインバータ回路を備えること
を特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項６】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代え
て、前記直流リアクトル補助巻線の各端子にそれぞれ接
続した第１，第２のチョッパ回路と、直流電圧源とによ
り構成することを特徴とする請求項２記載の直流リアク
トル装置。 - 【請求項７】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代え
て、単相ブリッジ電圧型インバータ回路と直流電圧源と
により構成することを特徴とする請求項２記載の直流リ
アクトル装置。 - 【請求項８】 前記電圧源は、前記直流リアクトル補助
巻線と前記第１，第２のチョッパ回路との間に挿入され
た、抵抗器と短絡器とから成る並列回路を具備すること
を特徴とする請求項６記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項９】 前記電圧源は、前記直流リアクトルに代
えて、直流の正側と負側とに分けて配置した主巻線を有
する別の直流リアクトルを備えることを特徴とする請求
項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１０】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代
えて、前記全波整流回路又は前記平滑コンデンサの電圧
を電源として動作するチョッパ回路を備えることを特徴
とする請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１１】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代
えて、前記全波整流回路又は前記平滑コンデンサの電圧
を電源として動作するインバータ回路を備えることを特
徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１２】 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代
えて、前記整流平滑回路の電圧を電源とするチョッパ回
路と、前記直流リアクトル補助巻線と前記チョッパ回路
の間に接続する抵抗器と短絡器とから成る並列回路とを
備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル
装置。 - 【請求項１３】 前記直流リアクトルに代えて、直流の
正側と負側に分けて配置した直流リアクトル主巻線を有
する別の直流リアクトルを備えると共に前記チョッパ回
路は、前記平滑コンデンサの電圧を電源とすることを特
徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１４】 前記電圧源がチョッパ回路又はインバ
ータ回路であり、前記平滑コンデンサヘの通電回路とし
て前記直流リアクトル補助巻線に追加した別の直流リア
クトル補助巻線及びダイオードを設けたことを特徴とす
る請求項２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１５】 前記平滑コンデンサは、直列に分離し
複数の平滑コンデンサからなることを特徴とする請求項
２記載の直流リアクトル装置。 - 【請求項１６】 交流電源に接続され交流電圧を整流す
るブリッジ整流回路とこのブリッジ整流回路からの整流
電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接
続され任意の電圧波形を発生する電圧源と、 直流リップルを補償するように前記電圧源を制御する制
御手段とを具備することを特徴とする高調波抑制制御装
置。 - 【請求項１７】 交流電源に接続され交流電圧を整流す
るブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する
平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチ
ング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ
回路と、 この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生
する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リア
クトルと、 ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗
と、 ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、 前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、 前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧
検出器と、 前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出
器と、 検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検
出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を
行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力す
る制御手段と、 この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づ
き各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力する
ゲート駆動回路とを具備することを特徴とする高調波抑
制制御装置。 - 【請求項１８】 過電流閾値と直流電流値を比較するこ
とにより過電流状態を検出し過電流制御信号を出力する
過電流判定回路と、 過電流制御信号とＰＷＭ制御部の出力であるスイッチン
グ指令信号を入力し論理ゲートにより単相ブリッジ回路
の両下アームを常時オン又はオフとし両上アームを常時
オフ又はオンに制御することにより過電流保護を行う過
電流保護回路とを具備することを特徴とする請求請１７
記載の高調波抑制制御回路。 - 【請求項１９】 前記単相ブリッジ回路における両方の
上アーム又は下アームが複数のスイッチング素子を並列
接続して構成されたことを特徴とする請求請１７記載の
高調波抑制制御回路。 - 【請求項２０】 前記平滑コンデンサに直列に接続した
スイッチング素子と抵抗とを並列接続して成る過電流抑
制装置と、 前記平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出
器と、 正常時は前記スイッチング素子を常時オン状態にしてお
き過電流検出時に前記スイッチング素子をオフすること
により過電流を抑制する過電流抑制部とを具備すること
を特徴とする請求請１７記載の高調波抑制制御装置。 - 【請求項２１】 交流電源に接続され交流電圧を整流す
るブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する
平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチ
ング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ
回路と、 前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、 前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧
検出器と、 前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電流検
出器と、 検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検
出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を
行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力す
る制御手段と、 この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づ
き各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力する
ゲート駆動回路とを具備することを特徴とする高調波抑
制制御装置。 - 【請求項２２】 交流電源に接続され交流電圧を整流す
るブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する
平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチ
ング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ
回路と、 この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生
する高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクト
ルと、 前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、 単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、 前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出
器と、 検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検
出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を
行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力す
る制御手段と、 この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づ
き各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力する
ゲート駆動回路とを具備することを特徴とする高調波抑
制制御装置。 - 【請求項２３】 交流電源に接続され交流電圧を整流す
るブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する
平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチ
ング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ
回路と、 この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生
する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リア
クトルと、 ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、 前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、 単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出
器と、 前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出
器と、 検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検
出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を
行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力す
る制御手段と、 この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づ
き各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力する
ゲート駆動回路とを具備することを特徴とする高調波抑
制制御装置。
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|---|---|---|---|
| JP2001070856A JP3763745B2 (ja) | 2001-03-13 | 2001-03-13 | 直流リアクトル装置及び高周波抑制制御装置 |
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