JP3690584B2 - 直流リアクトルの制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流リアクトルの制御装置に係り、特に三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路のピーク電流と、 高調波電流を抑制する目的で整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトルの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に直流リアクトルは、鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトルが実用に供されている。
【０００３】
この様な直流リアクトル（ＤＣＬ）を用いた整流平滑回路の構成を図２１に示す。この回路は、三相ブリッジ整流回路２１０２とインダクタンスＬの直流リアクトルＤＣＬ２１０３と平滑コンデンサ２１０４とから成り、電源２１０１の発生する三相交流電圧を整流平滑化し、負荷２１０５に直流電力を供給する。
【０００４】
三相ブリッジ整流回路２１０２は、三相交流電圧を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含む三相全波整流電圧Ｖｒｅｃを直流側に出力する。この時の平滑コンデンサ２１０４の電圧Ｖｃと直流電流Ｉｄｃの波形を図２２(ａ)(ｂ)に示すとともに、この時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を図２３(ａ)(ｂ)に示す。図２３（ａ）で明らかなように、交流電流のピーク値は４０［Ａ］程度あり、また全調波歪ＴＨＤは５３％程度である。そしてこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖｃは、図２４に示したように２７９．１±６．２［Ｖ］であり、±２．２％程度の変動を示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直流リアクトル２１０３においては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるため磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くことになり、十分な大きさの断面積を確保していないのが普通である。
【０００６】
しかし鉄心断面積を制限すると電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる恐れがある。また磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。このように制御機能が無いため交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも３５％程度までしか改善し得ないのが現状である。
【０００７】
更に直流リアクトル２１０３のインダクタンス値を単に大きくするだけであると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサ２１０４の端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
【０００８】
一方、交流側の高調波電流を抑制する手段として例えば特開平９−１８２４４１号公報記載のような制御機能を有する三相整流装置を適用することも考えられるが、スイッチング素子のコストが高いため装置のコストに影響を与えてしまう。
【０００９】
また直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や高調波は抑制することができるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を大きくすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００１０】
本発明の目的は、交流電源側の電流ピークと高調波電流を抑制すると共に、負荷変動時の直流リンク電圧の変動も抑制できる小型・軽量、高効率で低価格な直流リアクトルの制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されたチョッパ回路と直流リアクトルの補助巻線に直流電圧を印加する直流電圧源とから構成され前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴としている。
全体の送電能力を高める。
【００１２】
この直流リアクトルの制御装置によれば、電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。また、直流リアクトル鉄心を通る主磁束を低減でき、鉄心を小型化できる。
【００１３】
請求項２記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されると共に三相整流平滑回路の整流器出力端と平滑コンデンサの入力端子間に接続したチョッパ回路で構成され前記三相整流器電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として前記チョッパ回路を動作させ前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴とする。
【００１４】
これによれば電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。また、直流リアクトル鉄心を通る主磁束を低減でき、鉄心を小型化できる。更に、直流電圧源を不要にすることができる。
【００１５】
請求項３記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、制御装置を、直流リアクトル補助巻線に接続したチョッパ回路から成る補償電圧発生部、交流線間電圧を検出する電圧検出部、直流電流を検出する電流検出部及び制御部により構成し、この制御部は前記電圧検出部から入力した線間電圧信号から三相全波整流電圧信号を算出し直流コンデンサ電圧指令値との差として算出される直流リップル補償電圧を直流リアクトル主巻線側のリップル補償電圧に換算し出力するリップル補償パタン発生部と、前記電流検出部から入力した直流電流検出値を用いて直流電流制御を行い電圧指令値を算出し前記リップル補償パタン発生部から入力したリップル補償電圧を加算しリップル補償電圧指令値として出力する直流電流制御部と、リップル補償電圧指令値と正側キャリア発生部及び負側キャリア発生部が発生するキャリア信号に基づきＰＷＭ制御を行い前記チョッパ回路に対してスイッチング信号を出力するＰＷＭ制御部とから構成して成り、直流リアクトル補助巻線に直流リップルにより発生する直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きの電流を流す電圧を印加するように制御することを特徴とする。
【００１６】
これによれば電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。
【００１７】
請求項４記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトル補助巻線とチョッパ回路の間に抵抗器と短絡器とから成る並列回路を挿入する事を特徴とする。
【００１８】
これによれば平滑コンデンサに突入する電流を抑制し、緩やかに充電することができる。また、主電流が流れる経路に短絡器を接続する場合よりも、短絡器が閉じているときの電力損失を低減できる。
【００１９】
請求項５記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトルの主巻線を、直流の正側と負側に分離して配置したことを特徴とする。
【００２０】
これによれば零相インピーダンスを生じるので、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施例について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における直流リアクトルの制御装置を用いた回路の構成図である。
【００２２】
電圧変成部である直流リアクトルを含む整流・平滑回路は、三相ブリッジ整流回路１０２と直流リアクトル１０３と平滑コンデンサ１０４とから構成される。尚１０５は負荷を示す。三相ブリッジ整流回路１０２は、交流側で三相交流電源１０１に接続され、三相交流電圧を整流し、直流側に図２に示すような三相全波整流電圧Ｖｒｅｃを出力する。
【００２３】
直流リアクトル制御回路Ａは、直流リアクトル主巻線１０３ａの巻かれている直流リアクトル鉄心１０３ｂに巻装された直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続された補償電圧発生部を有している。この補償電圧発生部は、任意の電圧を発生する電圧源１０７と、電圧源１０７が直流リップルを補償する電圧を発生するように制御する制御部１０６から構成される。直流リアクトル主巻線１０３ａと直流リアクトル補助巻線１０３ｃは、直流リアクトル鉄心１０３ｂを介して、磁気的に結合されている。
【００２４】
直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１０７は、直流リアクトル補助巻線１０３ｃを介して、直流リアクトル主巻線１０３ａに任意の電圧波形を注入することが可能である。制御部１０６は、図３に示すような直流リップルを補償する電圧指令を電圧源１０７に出力する。電圧源１０７は、制御部１０６から電圧指令を入力し、直流リアクトル補助巻線１０３ｃにリップル補償電圧Ｖｓを印加する。
【００２５】
この結果、直流リアクトル鉄心１０３ｂを介して直流リップルを打ち消す方向の磁束Ｖｄｃｌが形成され、直流リアクトル主巻線１０３ａに発生するリップルを打ち消す。図３のように直流電流Ｉｄｃは、リップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流となる。また平滑コンデンサ１０４の直流電圧Ｖｃは、図２に示すようにリップルの小さい安定な電圧になる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、小型化でき、長寿命化を図れ且つ信頼性も改善できる。
【００２６】
図４は、本発明の第２の実施の形態における回路構成図である。尚図１と同一部分には同一符号を付し、詳細説明は省略する。本発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトル１０３、補償電圧発生部を構成するチョッパ回路４０１、電圧検出回路４０２、電流検出回路４０３、及び詳細を図５に示す制御部４０４とから構成される。
【００２７】
チョッパ 回路４０１は、直流リアクトル１０３における電圧源として直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続される。電圧検出回路４０２は、交流側の線間電圧を検出し制御部４０４に対して電圧検出信号を出力する。電流検出回路４０３は、直流側の直流電流を検出し制御部４０４に対して電流検出信号Ｉｄｃを出力する。
【００２８】
次に制御部４０４の詳細構成を示す図５について説明する。制御部４０４は、リップル補償パタン発生部５０２と直流電流制御部５０１とＰＷＭ制御部５０３とから構成され、電圧検出回路４０２から入力した電圧検出信号から三相全波整流電圧波形Ｖｒｅｃを算出し、リップル補償パタン発生部５０２に対して出力する。
【００２９】
リップル補償パタン発生部５０２は、平滑電圧指令値Ｖ*ｃと三相全波整流電圧波形Ｖｒｅｃとからリップル電圧Ｖｒを算出する。リップル電圧Ｖｒは換算係数Ｋを掛けられ直流リアクトル主巻線１０３ａ側のリップル補償電圧Ｖｒｐに変換し、直流電流制御部５０１に対して出力する。
【００３０】
直流電流制御部５０１は、直流電流指令値Ｉｄｃ*と電流検出回路４０３から入力する電流検出信号Ｉｄｃに基づき電流制御回路Ｇを介して電流制御を行い、電圧指令値Ｖを出力する。電圧指令値Ｖは、リップル補償パタン発生部５０２から入力したリップル補償電圧Ｖｒｐと加算されリップル補償電圧指令値Ｖ*に変換される。
【００３１】
前記目的を達成するため、請求項１１に対応する発明は、複数の変電所を介して送電される電力系統において、当該変電所間の送電線の等価的なリアクトルを補償する直列コンデンサと、当該直列コンデンサに並列に接続された補償電流発生装置を、前記電力系統に少なくとも１つ以上具備したことを特徴とする交流送電システムである。
【００３２】
このように制御した場合の交流電流波形と高調波分布を図６(ａ)(ｂ)に示す。この実施の態様によれば電流ピークは、約２７［Ａ］であり、また全調波歪ＴＨＤは約２７．７［％］に低減することができた。そしてこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖｃの波形を図７に示したように直流電圧は、２７８．８±０．１［Ｖ］であり、±０，０４［％］の変動に低減できている。
【００３３】
図８に本発明の第３の実施の形態を示す。尚前記実施の態様と同一部分には同一符号を付してある。直流リアクトル１０３の補助巻線１０３ｃは、スイッチ８０２を介して直流電圧源８０１に接続される。スイッチ８０２を切り替えることにより、直流リアクトル補助巻線１０３ｃの双方向に電流が流れるようにし、正負両極性の電圧を直流リアクトル１０３の補助巻線１０３ｃに供給することができる。
【００３４】
図９に本発明の第４の実施の形態を示す。この実施の形態のものは、図８におけるスイッチ８０２の代りにチョッパ回路９０１を用いたもので、この場合直流リアクトル補助巻線１０３ｃに供給される電流は一方向に限定されるため、直流リアクトル補助巻線１０３ｃにバイアス電流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直流電圧源９０２やチョッパ回路９０１の電流容量を余計に必要とするが、直流リアクトル鉄心１０３ｂを通る主磁束を低減するように作用し、鉄心を小型にできる。
【００３５】
図１０に本発明の第５の実施の形態を示す。ハーフブリッジ構成のインバータ回路１００１は、図８におけるスイッチ８０２の代りを成すもので、直流リアクトル補助巻線１０３ｃに両方向の電流を流す事が可能であり、バイアス電流は必要ない。
【００３６】
図１１に本発明の第６の実施の形態を示す。チョッパ回路１１０１は、直流リアクトル補助巻線１０３ｃの各端子にそれぞれ接続されるため2台必要となるが、直流電圧源１１０２は1個で済む。
【００３７】
図１２に本発明の第７の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃに単相ブリッジ電圧型インバータ回路１２０１を接続する。図１０のハーフブリッジ構成のインバータ2台分のスイッチング素子が必要となるが、直流電圧源１２０２は1個で済む。
【００３８】
図１３に本発明の第８の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃと図１１に示したと同様のチョッパ回路１３０１との間に抵抗器１３０２とスイッチ１３０３の並列回路を挿入している。交流電源投入時に、スイッチ１３０３を開放し抵抗器１３０２により、平滑コンデンサ１０４に突入する電流を抑制し、緩やかに充電することができる。
【００３９】
平滑コンデンサ１０４への充電が完了した時点でスイッチ１３０３を閉じる事で電力損失を低減することができる。スイッチ１３０３を流れる電流はリアクトル巻線を流れる主電流に比べ１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体スイッチを用いることができる。そして主電流が流れる経路にスイッチを接続する場合よりも、スイッチが閉じている時の電力損失を低減できる。
【００４０】
図１４に本発明の第９の実施の形態を示す。直流リアクトル鉄心１０３ｂは同一であるが、直流ラインの正側と負側に直流リアクトル１０３における主巻線を１４０１と１４０２に分離して配置する。例えば特開平９−１８２４４１のような制御機能を有する三相整流装置を適用した場合、正負対称なリアクトル効果を発生することができる。また零相インピーダンスを生じるので、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００４１】
図１５に本発明の第１０の実施の形態を示す。チョッパ回路１５０１は、整流器１０２の出力端子と平滑コンデンサ１０５の入力端子に接続される。このチョッパ回路１５０１は三相全波整流電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として動作する。従って直流電圧源が不要となる。
【００４２】
図１６に本発明の第１１の実施の形態を示す。インバータ回路１６０１は、平滑コンデンサの１０４入力端子に接続される。このインバータ回路１６０１は三相全波整流電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として動作する。従って直流電圧源を不要とすることができる。
【００４３】
図１７に本発明の第１２の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃとチョッパ回路１７０１との間に抵抗器１７０２とサイリスタ１７０３とからなる並列回路を挿入している。交流電源投入時にサイリスタ１７０３を開放しておくことで、図１３と同様の効果が得られる。また、チョッパ回路１７０１の直流電源を平滑コンデンサ１０４から得ることができ、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【００４４】
この場合、直流リアクトル主巻線１０３ａと直流リアクトル補助巻線１０３ｃの巻数比は、１：１０程度となり、チョッパ回路１７０１に使用されている半導体スイッチング素子やサイリスタ１７０３を流れる電流は、直流リアクトル主巻線１０３ａを流れる主電流に比べて１／１０程度低い値であるので、低い電流容量のものが利用できるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを接続する場合よりも、サイリスタがオンした場合の電力損失を少なくできる。
【００４５】
図１８に本発明の第１３の実施の形態を示す。直流リアクトル主巻線１０３ａは、直流回路の正側と負側に分割されて接続される。直流リアクトル補助巻線１０３ｃには、平滑コンデンサ電圧を電源とするチョッパ回路１８０１を接続する。この構成によれば図１４及び図１７に記載した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４６】
図１９に本発明の第１４の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃに対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線１９０１の先にダイオード１９０２を接続して平滑コンデンサ１０４に接続する通電回路を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１０３ｃに流れる電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路１９０３の電力損失を下げる事ができる。また直流リアクトル主巻線１０３ａに印加される電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減する。更に電流を流し出す側のチョッパ回路１９０３の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１０３ａと三相全波整流器１０２との間に接続し給電することにより、直流リアクトル１０３を流れる電流を低減させ更に電力損失を低減する事ができる。
【００４７】
図２０に本発明の第１５の実施の形態を示す。平滑コンデンサを直列に分離して２００１Ａ、２００１Ｂとして構成することにより、図１６の構成に比べてインバータ回路２００２を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、この直流リアクトルの前記補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、この補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたので、交流電源側の電流ピークと高周波電流を抑制すると共に、負荷変動時の直流リンク電圧の変動も抑制できる高効率の直流リアクトルの制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図。
【図２】図１における三相全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
【図３】図１における補償電圧と直流電流を示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す回路図。
【図５】図４における制御部の構成図。
【図６】図４の形態における交流電流波形（ａ）と高調波分布（ｂ）を示す図。
【図７】図４の形態における直流電圧波形を示す図。
【図８】本発明の第３の実施の形態を示す回路図。
【図９】本発明の第４の実施の形態を示す回路図。
【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図。
【図１１】本発明の第６の実施の形態を示す回路図。
【図１２】本発明の第７の実施の形態を示す回路図。
【図１３】本発明の第８の実施の形態を示す回路図。
【図１４】本発明の第９の実施の形態を示す回路図。
【図１５】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図。
【図１６】本発明の第１１の実施の形態を示す回路図。
【図１７】本発明の第１２の実施の形態を示す回路図。
【図１８】本発明の第１３の実施の形態を示す回路図。
【図１９】本発明の第１４の実施の形態を示す回路図。
【図２０】本発明の第１５の実施の形態を示す回路図。
【図２１】従来のこの種直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２２】図２２の回路適用時の直流電圧（ａ）と直流電流（ｂ）の波形を示す図。
【図２３】図２２の回路適用時の交流電流波形（ａ）と高調波分布（ｂ）を示す図。
【図２４】図２２の回路適用時の直流電圧波形図。
【符号の説明】
１０１…三相交流電源
１０２…三相ブリッジ整流回路
１０３…直流リアクトル
１０３ａ…直流リアクトル主巻線
１０３ｂ…直流リアクトル鉄心
１０３ｃ…直流リアクトル補助巻線
１０４…平滑コンデンサ
１０５…負荷
１０６…制御部
１０７…電圧源
４０１…チョッパ回路
４０２…電圧検出回路
４０３…電流検出回路
４０４…制御部
５０１…直流電流制御部
５０２…リップル補償パタン発生部
５０３…ＰＷＭ制御部
５０４…正側キャリア信号発生部
５０５…負側キャリア信号発生部
５０６…比較部
【発明の属する技術分野】
本発明は直流リアクトルの制御装置に係り、特に三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路のピーク電流と、 高調波電流を抑制する目的で整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトルの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に直流リアクトルは、鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトルが実用に供されている。
【０００３】
この様な直流リアクトル（ＤＣＬ）を用いた整流平滑回路の構成を図２１に示す。この回路は、三相ブリッジ整流回路２１０２とインダクタンスＬの直流リアクトルＤＣＬ２１０３と平滑コンデンサ２１０４とから成り、電源２１０１の発生する三相交流電圧を整流平滑化し、負荷２１０５に直流電力を供給する。
【０００４】
三相ブリッジ整流回路２１０２は、三相交流電圧を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含む三相全波整流電圧Ｖｒｅｃを直流側に出力する。この時の平滑コンデンサ２１０４の電圧Ｖｃと直流電流Ｉｄｃの波形を図２２(ａ)(ｂ)に示すとともに、この時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を図２３(ａ)(ｂ)に示す。図２３（ａ）で明らかなように、交流電流のピーク値は４０［Ａ］程度あり、また全調波歪ＴＨＤは５３％程度である。そしてこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖｃは、図２４に示したように２７９．１±６．２［Ｖ］であり、±２．２％程度の変動を示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直流リアクトル２１０３においては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるため磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くことになり、十分な大きさの断面積を確保していないのが普通である。
【０００６】
しかし鉄心断面積を制限すると電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる恐れがある。また磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。このように制御機能が無いため交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも３５％程度までしか改善し得ないのが現状である。
【０００７】
更に直流リアクトル２１０３のインダクタンス値を単に大きくするだけであると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサ２１０４の端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
【０００８】
一方、交流側の高調波電流を抑制する手段として例えば特開平９−１８２４４１号公報記載のような制御機能を有する三相整流装置を適用することも考えられるが、スイッチング素子のコストが高いため装置のコストに影響を与えてしまう。
【０００９】
また直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や高調波は抑制することができるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を大きくすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００１０】
本発明の目的は、交流電源側の電流ピークと高調波電流を抑制すると共に、負荷変動時の直流リンク電圧の変動も抑制できる小型・軽量、高効率で低価格な直流リアクトルの制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されたチョッパ回路と直流リアクトルの補助巻線に直流電圧を印加する直流電圧源とから構成され前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴としている。
全体の送電能力を高める。
【００１２】
この直流リアクトルの制御装置によれば、電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。また、直流リアクトル鉄心を通る主磁束を低減でき、鉄心を小型化できる。
【００１３】
請求項２記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されると共に三相整流平滑回路の整流器出力端と平滑コンデンサの入力端子間に接続したチョッパ回路で構成され前記三相整流器電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として前記チョッパ回路を動作させ前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴とする。
【００１４】
これによれば電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。また、直流リアクトル鉄心を通る主磁束を低減でき、鉄心を小型化できる。更に、直流電圧源を不要にすることができる。
【００１５】
請求項３記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、制御装置を、直流リアクトル補助巻線に接続したチョッパ回路から成る補償電圧発生部、交流線間電圧を検出する電圧検出部、直流電流を検出する電流検出部及び制御部により構成し、この制御部は前記電圧検出部から入力した線間電圧信号から三相全波整流電圧信号を算出し直流コンデンサ電圧指令値との差として算出される直流リップル補償電圧を直流リアクトル主巻線側のリップル補償電圧に換算し出力するリップル補償パタン発生部と、前記電流検出部から入力した直流電流検出値を用いて直流電流制御を行い電圧指令値を算出し前記リップル補償パタン発生部から入力したリップル補償電圧を加算しリップル補償電圧指令値として出力する直流電流制御部と、リップル補償電圧指令値と正側キャリア発生部及び負側キャリア発生部が発生するキャリア信号に基づきＰＷＭ制御を行い前記チョッパ回路に対してスイッチング信号を出力するＰＷＭ制御部とから構成して成り、直流リアクトル補助巻線に直流リップルにより発生する直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きの電流を流す電圧を印加するように制御することを特徴とする。
【００１６】
これによれば電流ピークの抑制，高調波の抑制，及び直流電圧の安定性を改善できる。
【００１７】
請求項４記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトル補助巻線とチョッパ回路の間に抵抗器と短絡器とから成る並列回路を挿入する事を特徴とする。
【００１８】
これによれば平滑コンデンサに突入する電流を抑制し、緩やかに充電することができる。また、主電流が流れる経路に短絡器を接続する場合よりも、短絡器が閉じているときの電力損失を低減できる。
【００１９】
請求項５記載の発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトルの主巻線を、直流の正側と負側に分離して配置したことを特徴とする。
【００２０】
これによれば零相インピーダンスを生じるので、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施例について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における直流リアクトルの制御装置を用いた回路の構成図である。
【００２２】
電圧変成部である直流リアクトルを含む整流・平滑回路は、三相ブリッジ整流回路１０２と直流リアクトル１０３と平滑コンデンサ１０４とから構成される。尚１０５は負荷を示す。三相ブリッジ整流回路１０２は、交流側で三相交流電源１０１に接続され、三相交流電圧を整流し、直流側に図２に示すような三相全波整流電圧Ｖｒｅｃを出力する。
【００２３】
直流リアクトル制御回路Ａは、直流リアクトル主巻線１０３ａの巻かれている直流リアクトル鉄心１０３ｂに巻装された直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続された補償電圧発生部を有している。この補償電圧発生部は、任意の電圧を発生する電圧源１０７と、電圧源１０７が直流リップルを補償する電圧を発生するように制御する制御部１０６から構成される。直流リアクトル主巻線１０３ａと直流リアクトル補助巻線１０３ｃは、直流リアクトル鉄心１０３ｂを介して、磁気的に結合されている。
【００２４】
直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１０７は、直流リアクトル補助巻線１０３ｃを介して、直流リアクトル主巻線１０３ａに任意の電圧波形を注入することが可能である。制御部１０６は、図３に示すような直流リップルを補償する電圧指令を電圧源１０７に出力する。電圧源１０７は、制御部１０６から電圧指令を入力し、直流リアクトル補助巻線１０３ｃにリップル補償電圧Ｖｓを印加する。
【００２５】
この結果、直流リアクトル鉄心１０３ｂを介して直流リップルを打ち消す方向の磁束Ｖｄｃｌが形成され、直流リアクトル主巻線１０３ａに発生するリップルを打ち消す。図３のように直流電流Ｉｄｃは、リップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流となる。また平滑コンデンサ１０４の直流電圧Ｖｃは、図２に示すようにリップルの小さい安定な電圧になる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、小型化でき、長寿命化を図れ且つ信頼性も改善できる。
【００２６】
図４は、本発明の第２の実施の形態における回路構成図である。尚図１と同一部分には同一符号を付し、詳細説明は省略する。本発明における直流リアクトルの制御装置は、直流リアクトル１０３、補償電圧発生部を構成するチョッパ回路４０１、電圧検出回路４０２、電流検出回路４０３、及び詳細を図５に示す制御部４０４とから構成される。
【００２７】
チョッパ 回路４０１は、直流リアクトル１０３における電圧源として直流リアクトル補助巻線１０３ｃに接続される。電圧検出回路４０２は、交流側の線間電圧を検出し制御部４０４に対して電圧検出信号を出力する。電流検出回路４０３は、直流側の直流電流を検出し制御部４０４に対して電流検出信号Ｉｄｃを出力する。
【００２８】
次に制御部４０４の詳細構成を示す図５について説明する。制御部４０４は、リップル補償パタン発生部５０２と直流電流制御部５０１とＰＷＭ制御部５０３とから構成され、電圧検出回路４０２から入力した電圧検出信号から三相全波整流電圧波形Ｖｒｅｃを算出し、リップル補償パタン発生部５０２に対して出力する。
【００２９】
リップル補償パタン発生部５０２は、平滑電圧指令値Ｖ*ｃと三相全波整流電圧波形Ｖｒｅｃとからリップル電圧Ｖｒを算出する。リップル電圧Ｖｒは換算係数Ｋを掛けられ直流リアクトル主巻線１０３ａ側のリップル補償電圧Ｖｒｐに変換し、直流電流制御部５０１に対して出力する。
【００３０】
直流電流制御部５０１は、直流電流指令値Ｉｄｃ*と電流検出回路４０３から入力する電流検出信号Ｉｄｃに基づき電流制御回路Ｇを介して電流制御を行い、電圧指令値Ｖを出力する。電圧指令値Ｖは、リップル補償パタン発生部５０２から入力したリップル補償電圧Ｖｒｐと加算されリップル補償電圧指令値Ｖ*に変換される。
【００３１】
前記目的を達成するため、請求項１１に対応する発明は、複数の変電所を介して送電される電力系統において、当該変電所間の送電線の等価的なリアクトルを補償する直列コンデンサと、当該直列コンデンサに並列に接続された補償電流発生装置を、前記電力系統に少なくとも１つ以上具備したことを特徴とする交流送電システムである。
【００３２】
このように制御した場合の交流電流波形と高調波分布を図６(ａ)(ｂ)に示す。この実施の態様によれば電流ピークは、約２７［Ａ］であり、また全調波歪ＴＨＤは約２７．７［％］に低減することができた。そしてこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖｃの波形を図７に示したように直流電圧は、２７８．８±０．１［Ｖ］であり、±０，０４［％］の変動に低減できている。
【００３３】
図８に本発明の第３の実施の形態を示す。尚前記実施の態様と同一部分には同一符号を付してある。直流リアクトル１０３の補助巻線１０３ｃは、スイッチ８０２を介して直流電圧源８０１に接続される。スイッチ８０２を切り替えることにより、直流リアクトル補助巻線１０３ｃの双方向に電流が流れるようにし、正負両極性の電圧を直流リアクトル１０３の補助巻線１０３ｃに供給することができる。
【００３４】
図９に本発明の第４の実施の形態を示す。この実施の形態のものは、図８におけるスイッチ８０２の代りにチョッパ回路９０１を用いたもので、この場合直流リアクトル補助巻線１０３ｃに供給される電流は一方向に限定されるため、直流リアクトル補助巻線１０３ｃにバイアス電流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直流電圧源９０２やチョッパ回路９０１の電流容量を余計に必要とするが、直流リアクトル鉄心１０３ｂを通る主磁束を低減するように作用し、鉄心を小型にできる。
【００３５】
図１０に本発明の第５の実施の形態を示す。ハーフブリッジ構成のインバータ回路１００１は、図８におけるスイッチ８０２の代りを成すもので、直流リアクトル補助巻線１０３ｃに両方向の電流を流す事が可能であり、バイアス電流は必要ない。
【００３６】
図１１に本発明の第６の実施の形態を示す。チョッパ回路１１０１は、直流リアクトル補助巻線１０３ｃの各端子にそれぞれ接続されるため2台必要となるが、直流電圧源１１０２は1個で済む。
【００３７】
図１２に本発明の第７の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃに単相ブリッジ電圧型インバータ回路１２０１を接続する。図１０のハーフブリッジ構成のインバータ2台分のスイッチング素子が必要となるが、直流電圧源１２０２は1個で済む。
【００３８】
図１３に本発明の第８の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃと図１１に示したと同様のチョッパ回路１３０１との間に抵抗器１３０２とスイッチ１３０３の並列回路を挿入している。交流電源投入時に、スイッチ１３０３を開放し抵抗器１３０２により、平滑コンデンサ１０４に突入する電流を抑制し、緩やかに充電することができる。
【００３９】
平滑コンデンサ１０４への充電が完了した時点でスイッチ１３０３を閉じる事で電力損失を低減することができる。スイッチ１３０３を流れる電流はリアクトル巻線を流れる主電流に比べ１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体スイッチを用いることができる。そして主電流が流れる経路にスイッチを接続する場合よりも、スイッチが閉じている時の電力損失を低減できる。
【００４０】
図１４に本発明の第９の実施の形態を示す。直流リアクトル鉄心１０３ｂは同一であるが、直流ラインの正側と負側に直流リアクトル１０３における主巻線を１４０１と１４０２に分離して配置する。例えば特開平９−１８２４４１のような制御機能を有する三相整流装置を適用した場合、正負対称なリアクトル効果を発生することができる。また零相インピーダンスを生じるので、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００４１】
図１５に本発明の第１０の実施の形態を示す。チョッパ回路１５０１は、整流器１０２の出力端子と平滑コンデンサ１０５の入力端子に接続される。このチョッパ回路１５０１は三相全波整流電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として動作する。従って直流電圧源が不要となる。
【００４２】
図１６に本発明の第１１の実施の形態を示す。インバータ回路１６０１は、平滑コンデンサの１０４入力端子に接続される。このインバータ回路１６０１は三相全波整流電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として動作する。従って直流電圧源を不要とすることができる。
【００４３】
図１７に本発明の第１２の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃとチョッパ回路１７０１との間に抵抗器１７０２とサイリスタ１７０３とからなる並列回路を挿入している。交流電源投入時にサイリスタ１７０３を開放しておくことで、図１３と同様の効果が得られる。また、チョッパ回路１７０１の直流電源を平滑コンデンサ１０４から得ることができ、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【００４４】
この場合、直流リアクトル主巻線１０３ａと直流リアクトル補助巻線１０３ｃの巻数比は、１：１０程度となり、チョッパ回路１７０１に使用されている半導体スイッチング素子やサイリスタ１７０３を流れる電流は、直流リアクトル主巻線１０３ａを流れる主電流に比べて１／１０程度低い値であるので、低い電流容量のものが利用できるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを接続する場合よりも、サイリスタがオンした場合の電力損失を少なくできる。
【００４５】
図１８に本発明の第１３の実施の形態を示す。直流リアクトル主巻線１０３ａは、直流回路の正側と負側に分割されて接続される。直流リアクトル補助巻線１０３ｃには、平滑コンデンサ電圧を電源とするチョッパ回路１８０１を接続する。この構成によれば図１４及び図１７に記載した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４６】
図１９に本発明の第１４の実施の形態を示す。直流リアクトル補助巻線１０３ｃに対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線１９０１の先にダイオード１９０２を接続して平滑コンデンサ１０４に接続する通電回路を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１０３ｃに流れる電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路１９０３の電力損失を下げる事ができる。また直流リアクトル主巻線１０３ａに印加される電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減する。更に電流を流し出す側のチョッパ回路１９０３の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１０３ａと三相全波整流器１０２との間に接続し給電することにより、直流リアクトル１０３を流れる電流を低減させ更に電力損失を低減する事ができる。
【００４７】
図２０に本発明の第１５の実施の形態を示す。平滑コンデンサを直列に分離して２００１Ａ、２００１Ｂとして構成することにより、図１６の構成に比べてインバータ回路２００２を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、この直流リアクトルの前記補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、この補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたので、交流電源側の電流ピークと高周波電流を抑制すると共に、負荷変動時の直流リンク電圧の変動も抑制できる高効率の直流リアクトルの制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図。
【図２】図１における三相全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
【図３】図１における補償電圧と直流電流を示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す回路図。
【図５】図４における制御部の構成図。
【図６】図４の形態における交流電流波形（ａ）と高調波分布（ｂ）を示す図。
【図７】図４の形態における直流電圧波形を示す図。
【図８】本発明の第３の実施の形態を示す回路図。
【図９】本発明の第４の実施の形態を示す回路図。
【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図。
【図１１】本発明の第６の実施の形態を示す回路図。
【図１２】本発明の第７の実施の形態を示す回路図。
【図１３】本発明の第８の実施の形態を示す回路図。
【図１４】本発明の第９の実施の形態を示す回路図。
【図１５】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図。
【図１６】本発明の第１１の実施の形態を示す回路図。
【図１７】本発明の第１２の実施の形態を示す回路図。
【図１８】本発明の第１３の実施の形態を示す回路図。
【図１９】本発明の第１４の実施の形態を示す回路図。
【図２０】本発明の第１５の実施の形態を示す回路図。
【図２１】従来のこの種直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２２】図２２の回路適用時の直流電圧（ａ）と直流電流（ｂ）の波形を示す図。
【図２３】図２２の回路適用時の交流電流波形（ａ）と高調波分布（ｂ）を示す図。
【図２４】図２２の回路適用時の直流電圧波形図。
【符号の説明】
１０１…三相交流電源
１０２…三相ブリッジ整流回路
１０３…直流リアクトル
１０３ａ…直流リアクトル主巻線
１０３ｂ…直流リアクトル鉄心
１０３ｃ…直流リアクトル補助巻線
１０４…平滑コンデンサ
１０５…負荷
１０６…制御部
１０７…電圧源
４０１…チョッパ回路
４０２…電圧検出回路
４０３…電流検出回路
４０４…制御部
５０１…直流電流制御部
５０２…リップル補償パタン発生部
５０３…ＰＷＭ制御部
５０４…正側キャリア信号発生部
５０５…負側キャリア信号発生部
５０６…比較部
Claims (5)
- 三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されたチョッパ回路と直流リアクトルの補助巻線に直流電圧を印加する直流電圧源とから構成され前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴とする直流リアクトルの制御装置。
- 三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、前記直流リアクトルの補助巻線と接続されると共に三相整流平滑回路の整流器出力端と平滑コンデンサの入力端子間に接続したチョッパ回路で構成され前記三相整流器電圧または平滑コンデンサ電圧を電源として前記チョッパ回路を動作させ前記直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、前記補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしたことを特徴とする直流リアクトルの制御装置。
- 制御装置を、直流リアクトル補助巻線に接続したチョッパ回路から成る補償電圧発生部、交流線間電圧を検出する電圧検出部、直流電流を検出する電流検出部及び制御部により構成し、この制御部は前記電圧検出部から入力した線間電圧信号から三相全波整流電圧信号を算出し直流コンデンサ電圧指令値との差として算出される直流リップル補償電圧を直流リアクトル主巻線側のリップル補償電圧に換算し出力するリップル補償パタン発生部と、前記電流検出部から入力した直流電流検出値を用いて直流電流制御を行い電圧指令値を算出し前記リップル補償パタン発生部から入力したリップル補償電圧を加算しリップル補償電圧指令値として出力する直流電流制御部と、リップル補償電圧指令値と正側キャリア発生部及び負側キャリア発生部が発生するキャリア信号に基づきＰＷＭ制御を行い前記チョッパ回路に対してスイッチング信号を出力するＰＷＭ制御部とから構成して成り、直流リアクトル補助巻線に直流リップルにより発生する直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きの電流を流す電圧を印加するように制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の直流リアクトルの制御装置。
- 直流リアクトル補助巻線とチョッパ回路の間に抵抗器と短絡器とから成る並列回路を挿入する事を特徴とする請求項１又は２に記載の直流リアクトルの制御装置。
- 直流リアクトルの主巻線を、直流の正側と負側に分離して配置した請求項１又は２に記載の直流リアクトルの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000277821A JP3690584B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流リアクトルの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000277821A JP3690584B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流リアクトルの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002095256A JP2002095256A (ja) | 2002-03-29 |
| JP3690584B2 true JP3690584B2 (ja) | 2005-08-31 |
Family
ID=18763079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000277821A Expired - Fee Related JP3690584B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 直流リアクトルの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3690584B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103840647A (zh) * | 2014-03-18 | 2014-06-04 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 电流滤波电路及电源变换器 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4939819B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2012-05-30 | 株式会社東芝 | 三相整流装置 |
| CL2016003420A1 (es) * | 2016-12-30 | 2017-06-12 | Univ De Santiago De Chile - Usach | Sistema de transmisión de energía eléctrica usando corriente continua |
| CN110350606B (zh) * | 2019-06-27 | 2024-04-02 | 荣信汇科电气股份有限公司 | 一种电弧炉直流斩波供电电源装置及方法 |
| JP7476597B2 (ja) * | 2020-03-24 | 2024-05-01 | 株式会社デンソー | 電力変換システム |
-
2000
- 2000-09-13 JP JP2000277821A patent/JP3690584B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103840647A (zh) * | 2014-03-18 | 2014-06-04 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 电流滤波电路及电源变换器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002095256A (ja) | 2002-03-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050309 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050311 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20050414 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050510 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050531 |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20050606 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090624 Year of fee payment: 4 |
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