JP3763745B2 - 直流リアクトル装置及び高周波抑制制御装置 - Google Patents
直流リアクトル装置及び高周波抑制制御装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を整流器で整流して平滑コンデンサで平滑する整流平滑回路のピーク電流と高調波電流を抑制するために整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置又は高調波抑制制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の直流リアクトル装置は、鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトル（ＤＣＬ）が実用に供されている。このような直流リアクトルを用いた整流平滑回路の構成を図３５に示す。
【０００３】
図３５に示すように、整流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と、直流リアクトル３と、平滑コンデンサ４とから成り、３相交流系統電源１が発生する３相交流電圧を整流平滑化し、負荷５に直流電力を供給する。なお、符号６は系統インダクタンスである。
【０００４】
３相ブリッジ整流回路２は、３相交流電圧を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含む３相全波整流電圧Ｖrec を直流側に出力する。この時の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を図３６（ａ）に示し、直流電流Ｉdcの波形を図３６（ｂ）に示す。
【０００５】
また、この時の交流電流波形を図３７（ａ）に示し、該交流電流波形の波形をフーリエ解析した結果を図３７（ｂ）に示す。図３７（ａ）（ｂ）に示すように、交流電流のピーク値は４９．２［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは６７．８［％］である。
【０００６】
またこの時の平滑コンデンサ電圧は、２６７．０±８．２［Ｖ］であり、±３．１［％］の変動を示している。
【０００７】
一方、図３５に示す回路における平滑コンデンサ電圧Ｖc と直流電流Ｉdcの図３６（ａ）（ｂ）とは異なる波形を図３９（ａ）（ｂ）に示す。すなわち、図３９（ａ）（ｂ）は、系統インダクタンス６が４０［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を示す。図３９（ａ）（ｂ）より、交流電流１７０１のピーク値は７３．１［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは８４．６［％］である。また図４０に従来の直流リアクトルを適用した場合の直流電圧波形を示す。図４０では、平滑コンデンサ電圧は、２６９．３±１０．０［Ｖ］であり、±３．９［％］の変動を示している。
【０００８】
また図４１（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が２００［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を示す。図４１（ａ）（ｂ）によれけば、交流電流のピーク値は５３．６［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは５３．６［％］である。また図４２に従来のＤＣＬ方式適用時の直流電圧波形を示す。図４２では、平滑コンデンサ電圧は、２６４．４±５．８．［Ｖ］であり、±２．２［％］の変動を示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直流リアクトルにおいては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるため磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くことになので、一般には十分な大きさの断面積の鉄心は採用しない。
【００１０】
また鉄心断面積を制限すると電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる。
【００１１】
また磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
【００１２】
さらに従来の直流リアクトルでは、制御機能が全く無いため、図３８に示すように直流電圧波形には交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも６８［％］程度までしか改善されていなかった。
【００１３】
インダクタンス値を単に大きくするだけであると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサの端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
【００１４】
交流側の高調波電流を抑制するだけであれば、特開平９−１８２４４１号公報のようなスイッチング素子による制御機能を有する３相整流装置を適用すればよいが、スイッチング素子のコストが高いため、装置のコストがアップしてしまう。
【００１５】
また直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や高調波は抑制することができるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を高くすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００１６】
本発明の第１の目的は、トランスの磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供することにある。
【００１７】
本発明の第２の目的は、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため本発明は、交流電源を整流し平滑する整流平滑回路を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置において、
流リアクトルと、
の直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補助巻線と、
の直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形を発生する電圧源と、
直流リアクトルの磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償するように前記電圧源を制御する制御手段と
を具備することを特徴とする。
【００１９】
上記のように構成された本発明によれば、制御手段により制御した前記電圧源から、直流リアクトル補助巻線に制御された電圧波形を注入することで、直流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアクトルの鉄心の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
【００２０】
また交流電源側の高調波電流を低減することができる。
【００２１】
さらに平滑コンデンサのリプル電流及び電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００２６】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、
ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記３相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力し、ＰＷＭ波形の電圧を出力させるゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００２７】
上記のように構成された本発明によれば、制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高調波電流を抑制することができる。
【００２８】
また直流リップルが抑制され、電流ピークを抑制することが可能となる。
【００２９】
さらに平滑コンデンサの電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、システムの小型・低価格化が可能となる。またシステムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【００３０】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３１】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデンサ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３２】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクトルと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３３】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３４】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３５】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、減衰抵抗無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に対応する実施形態における直流リアクトル装置の構成を図１に示す。
【００３７】
本実施形態の直流リアクトル装置を含む整流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と直流リアクトル装置１０と平滑コンデンサ４とから構成される。
【００３８】
３相ブリッジ整流回路２は、交流側で３相交流電源１に接続され、３相交流電圧を整流し、直流側に図２に示すような３相全波整流電圧Ｖrecを出力する。
【００３９】
直流リアクトル装置１０は、直流リアクトル主巻線１２と、直流リアクトル鉄心１３と、補助巻線として巻かれた直流リアクトル補助巻線１４とを有する直流リアクトル１１と、この直流リアクトル１１の補助巻線１４に接続され任意の電圧を発生する電圧源１５と、直流リアクトル鉄心１３が飽和しないように制御すると共に直流リップルを補償する電圧を発生するように電圧源１５を制御する制御回路１６とから構成される。
【００４０】
直流リアクトル主巻線１２と直流リアクトル補助巻線１４は、直流リアクトル鉄心１３を介して、磁気的に結合されている。直流リアクトル補助巻線１４に接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１５は、直流リアクトル補助巻線１４を介して、直流リアクトル主巻線１２に任意の電圧波形を注入することが可能である。
【００４１】
制御回路１６は、図３に示すような直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償する電圧指令を電圧源１５に出力する。
【００４２】
電圧源１５は、制御回路１６から電圧指令を入力し、直流リアクトル補助巻線１４に直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リップルを補償する補償電圧を印加する。
【００４３】
これにより、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを打ち消す方向の磁束が形成され、直流リアクトル主巻線１２に発生するリップルを打ち消す。
【００４４】
この結果、直流リアクトル装置１０の磁気飽和を抑制すると共に、直流電流Ｉdcは、図３のようにリップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流となる。また平滑コンデンサ４の直流電圧は、図２に示すようにリップルの小さい安定な電圧になる。
【００４５】
このように直流リアクトル装置１０の磁気飽和を抑制し、直流電圧を安定化した状態で平滑コンデンサ４を負荷５に接続する。
【００４６】
本実施形態によれば、直流リアクトル装置１０の直流リアクトル１１を形成している鉄心１３に巻込まれた直流リアクトル補助巻線１４とこれに接続され任意の波形の電圧を発生することが可能な電圧源１５とその制御回路１６を設けることにより、直流リアクトル補助巻線１４に任意の波形の電圧を注入することができる。
【００４７】
これにより直流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアクトル１１の鉄心１３の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
【００４８】
また交流電源側の高調波電流を低減することができる。
【００４９】
さらに平滑コンデンサ４のリプル電流及び電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００５０】
次に、本発明の請求項２に対応する実施形態における直流リアクトル装置の構成を図４に示す。
【００５１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ａは、直流リアクトル１１と、チョッパ回路１７、電源系の線間電圧を検出する電圧検出回路１８、直流一次巻線電流検出回路１９、直流二次巻線電流検出回路２０および制御部２１から構成される。
【００５２】
チョッパ回路１７は、本実施形態の直流リアクトル装置１０Ａにおける電圧源として直流リアクトル補助巻線１４に接続される。
【００５３】
電圧検出回路１８は、交流側の線間電圧を検出し制御部に対して電圧検出信号を出力する。
【００５４】
直流一次巻線電流検出回路１９は、直流一次巻線側の直流電流を検出し制御部に対して電流検出信号Ｉdc１を出力する。
【００５５】
直流二次巻線電流検出回路４０４は、直流二次巻線側の電流を検出し、制御部２１に対して電流検出信号Ｉdc２を出力する。
【００５６】
制御部２１の制御ブロックを図５に示す。
【００５７】
制御部２１は、リップル補償パタン発生部５０１と、磁気飽和抑制制御部５０２と、ＰＷＭ制御部５０３とから構成される。
【００５８】
リップル補償パタン発生部５０１は、交流線間電圧検出部５０４、ゼロクロス検出部５０５、ＰＬＬ部５０６、整流電圧演算部５０７、加算器５０８、ゲイン設定部５０９とから構成される。
【００５９】
磁気飽和抑制制御部５０２は、ゲイン設定部５１０、ゲイン設定部５１１、減算器５１２、加算器５１３，５１６、比例制御部５１４、積分制御部５１５とから構成される。
【００６０】
ＰＷＭ制御部５０３は、キャリヤ発生部５１８，５２０、三角波比較ＰＷＭ制御部５１９，５２１から構成される。
【００６１】
リップル補償パタン発生部５０１において、交流線間電圧検出部５０４は、電圧検出回路４０２から線間電圧検出値５２３を入力し、ＡＤＣによりデジタル信号に変換し、ゼロクロス検出部５０５に対して出力する。
【００６２】
ゼロクロス検出部５０５は、入力したデジタル化された系統線間電圧検出データに基づき、線間電圧のゼロクロスポイントを検出し、ゼロクロスフラグを出力する。ＰＬＬ部５０６はゼロクロスフラグを入力し、ゼロクロスが発生していれば系統線間電圧位相データをリセットし、そうでなければ系統線間電圧位相を出力する。
【００６３】
整流電圧演算部５０７は、ＰＬＬ部５０６から入力した系統線間電圧位相データに基づき、整流電圧データＶrec を演算により算出し出力する。減算器５０８は、あらかじめ設定した電圧指令５２２と系統線間電圧信号５２３から演算により算出した整流電圧演算値５２４との偏差を算出する。ゲイン設定部５０９は、減算器５０８の出力である偏差データに対して変換ゲインＧ１を乗算し電圧指令データＶ１（５２７）として出力する。
【００６４】
磁気飽和抑制制御部５０２は、一次巻線電流検出値５２６と二次巻線電流検出値５２７とオフセット補正値５２８とを入力する。ゲイン設定部５１０は、一次巻線電流検出値５２６（Ｉ１）に対して変換ゲインＫ１を乗算し一次巻線電流データを出力する。
【００６５】
ゲイン設定部５１１は、二次巻線電流検出値５２７（Ｉ２）に対して変換ゲインＫ２を乗算することにより、一次側に換算した二次巻線電流データを出力する。減算器５１２は、一次巻線電流データと一次側に換算した二次巻線電流データとの偏差を算出し出力する。加算器５１３は、一次電流検出器４０３と二次電流検出器４０４のドリフトによる変化を補償するためのオフセット補正値５２８を加算し出力する。
【００６６】
比例制御部５１４は、一次側に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力し比例ゲインＫｐを乗算して出力する。積分制御部５１５は、一次側に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力し、積分ゲインＫｉを乗算したデータの積算値を出力する。加算器５１６は、比例制御部５１４と積分制御部５１５の出力を加算し電圧指令データＶ２（５２９）を出力する。
【００６７】
加算器５１７は、リップル補償パタン発生部５０１の出力である電圧指令データＶ１（５２５）と磁気飽和抑制制御部５０２の出力である電圧指令データＶ２（５２９）を加算し電圧指令データＶp （５３０）を出力する。
【００６８】
ＰＷＭ制御部５０３は、電圧指令データＶp （５３０）を入力し、正側キャリア信号発生部５１８と負側キャリア信号発生部５２０がそれぞれ発生するキャリア信号と比較部５１９と５２１において三角波比較ＰＷＭ制御が行われ、チョッパ回路４０１に対してゲート信号Ｇａｔｅ１（５２３）とゲート信号Ｇａｔｅ２（５２１）を出力する。
【００６９】
図６（ａ）（ｂ）に、このように制御した場合の交流電流波形と高調波分布を示す。電流ピークは、約２７［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは２８．７［％］に低減できている。
【００７０】
また図７にこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を示す。直流電圧は、２６６．６±０．３［Ｖ］であり、±０．１［％］の変動に低減できている。
【００７１】
以上の本実施形態によれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョッパ回路１７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすることができるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
本発明の第３の請求項に対応する実施形態を図８に示す。
【００７３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂの電圧源１５Ａでは、直流リアクトル補助巻線１４がスイッチ２３を介して直流電圧源２２に接続される。スイッチ２３を制御回路１６Ａにより切り替えることにより、正負両極性の電圧を補助巻線に供給することができる。
【００７４】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂによれば、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向に電流が流れるようにしたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すことが可能となると共に、任意の注入電圧を印加することが可能となるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
本発明の第４の請求項に対応する実施形態を図９に示す。
【００７６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃの電圧源１５Ｂでは、チョッパ回路２４が図８におけるスイッチ２３の代りを成すものであり、この場合、直流リアクトル補助巻線１４に供給される電流は一方向に限定されるため、直流リアクトル補助巻線１４にバイアス電流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直流電圧源２２やチョッパ回路２４の電流容量を余計に必要とするが、直流リアクトル鉄心１３を通る主磁束を低減するように作用し、鉄心１３を小型にできる。
【００７７】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形は任意の形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
本発明の第５の請求項に対応する実施形態を図１０に示す。
【００７９】
本実施形態の直流リアクトル装置１１Ｄの電圧源１５Ｃでは、インバータ回路２５が、図８におけるスイッチ２３の代りを成すもので、直流リアクトル補助巻線１４に両方向の電流を流す事が可能であり、バイアス電流は必要ない。
【００８０】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｄによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に両方向の電流を流すことができ、また注入電圧波形は任意の形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８１】
本発明の第６の請求項に対応する実施形態を図１１に示す。
【００８２】
本実施形態の直流リアクトル装置１１Ｄの電圧源１５Ｄでは、チョッパ回路２６が、直流リアクトル補助巻線１４の各端子にそれぞれ接続されるため２台必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
【００８３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｅによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョッパ回路２６を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすることができるため、請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８４】
本発明の第７の請求項に対応する実施形態を図１２に示す。
【００８５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆの電圧源１５Ｅでは、直流リアクトル補助巻線１４に単層ブリッジ電圧型インバータ回路２７を接続する。図１０のハーフブリッジ構成のインバータ２５を２台分のスイッチング素子が必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
【００８６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向に電流が流れるようにした単層ブリッジ型インバータ回路２７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すことが可能となるとともに、任意の波形の注入電圧を印加することが可能となるため、請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８７】
本発明の第８の請求項に対応する実施形態を図１３に示す。
【００８８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇの電圧源１５Ｆでは、直流リアクトル補助巻線１４と、図１１に示すチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａとスイッチ２８Ｂの並列回路２８を挿入している。制御回路１６により、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放し、抵抗器２８Ａにより平滑コンデンサ４に突入する電流を抑制することができる。平滑コンデンサ４への充電が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることで電力損失を低減することができる。
【００８９】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル補助巻線１４とチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａと短絡器であるスイッチ２８Ｂとから成る並列回路２８を挿入することにより、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放にしておくことにより、平滑コンデンサに突入する電流を抵抗器２８Ａを通して緩やかに充電することができる。平滑コンデンサ４ヘの充電が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることにより、電力損失を低減できる。スイッチ２８Ｂを流れる電流は、リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べ１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体スイッチを利用できると伴に、主電流が流れる経路にスイッチ２８Ｂを入れるより、スイッチ２８Ｂが閉じた場合の電力損失を少なくできる。
【００９０】
本発明の第９の請求項に対応する実施形態を図１４に示す。
【００９１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｈでは、図１１と同じ電圧源１５Ｄを有する。直流リアクトル１２は直流リアクトル１１と同じ鉄心１３であるが、直流ラインの正側と負側に直流リアクトル主巻線１２Ａ，１２Ｂを分離して配置する。
【００９２】
本実施形態の直流リアクトル装置によれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル主巻線１２を直流の正側と負側に分けて配置することにより、特開平９−１８２４４１号公報のような制御機能を有する３相整流装置を適用した場合に、正負対称なリアクトル効果を発生することができる。
【００９３】
また零相インピーダンスを生じるため、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００９４】
図１５に本発明の第１０の請求項に対応する実施形態を示す。
【００９５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉは、整流器２の出力端子と平滑コンデンサ４の入力端子に接続されたチョッパ回路を有する電圧源１５Ｅである。
【００９６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクト装置１０Ｉを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｅのチョッパ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【００９７】
図１６に本発明の第１１の請求項に対応する実施形態を示す。
【００９８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊは、平滑コンデンサ４の入力端子に接続されるインバータ回路からなる電圧源１５Ｆを有する。
【００９９】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｆを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇのインバータ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【０１００】
本発明の第１２の請求項に対応する実施形態を図１７に示す。
【０１０１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｋの電圧源１５Ｇは、直流リアクトル補助巻線１４にチョッパ回路２９を接続すると共に抵抗器３０Ａとサイリスタ３０Ｂとからなる並列回路３０を挿入している。交流電源投入時にサイリスタ３０Ｂを開放しておくことで、図１３と同様の効果が得られる。
【０１０２】
また、チョッパ回路２９の直流電源を平滑コンデンサ４から得ることができ、直流電圧源を用意する必要がなくなる。この場合、直流リアクトル主巻線１２と直流リアクトル補助巻線１４の巻数比は、１：１０程度となり、チョッパ回路２９に使用されている半導体スイッチング素子やサイリスタ３０Ｂを流れる電流は、リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べて、１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の物が利用できるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを入れることにより、サイリスタがオンした場合の電力損失を少なくできる。
【０１０３】
請求項１２に記載の直流リアクトルによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｋを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇはは電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【０１０４】
本発明の第１３の請求項に対応する実施形態を図１８に示す。
【０１０５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌの電圧源１５Ｈにおいては、直流リアクトル主巻線１２は直流回路の正側と負側に分割され、該分割主巻線１２Ａ，１２Ｂは直流ラインに接続される。直流リアクトル補助巻線１４には、平滑コンデンサ４の電圧を電源とするチョッパ回路３１が接続されている。
【０１０６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌによれば、請求項９と請求項１２と同様の効果を生じることができる。
【０１０７】
本発明の第１４の請求項に対応する実施形態を図１９に示す。
【０１０８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍの電圧源１５Ｉにおいては、直流リアクトル補助巻線１４に対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ４に接続する通電回路３３を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路３４の電力損失を下げる事ができる。
【０１０９】
また直流リアクトル主巻線１２に印加される電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減する。
【０１１０】
また電流を流し出す側のチョッパ回路３４の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１２と３相全波整流器２との間に接続し、給電することにより、直流リアクトル装置１０Ｍを流れる電流を低減させ更に電力損失を低減する事ができる。
【０１１１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル補助巻線１４に追加された直流リアクトル追加補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ４ヘの通電回路３３を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流を低減することが可能となり、電圧源１５Ｉを構成するチョッパ回路３４の電力損失を低減することができる。
【０１１２】
本発明の第１５の請求項に対応する実施形態を図２０に示す。
【０１１３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎの電圧源１５Ｊにおいては、平滑コンデンサ４を直列に分離し、コンデンサ４Ａ，４Ｂとして構成することにより、図１６の構成に比べてインバータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【０１１４】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４を直列に分離して構成することにより、インバータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【０１１５】
本発明の他の実施形態を図２１に示す。
【０１１６】
図２１に示すように本実施形態は、３相交流電源１に流系統インダクタンス６を介して接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路２とこのブリッジ整流回路２からの整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサ４との間に接続され任意の電圧波形を発生する電圧源５１と、直流リップルを補償するように電圧源５１を制御するべく電圧指令信号を出力する制御回路５２とからなる高調波抑制制御装置５０Ａである。
【０１１７】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ａによれば、制御回路５２により直流リップルを補償する補償電圧指令信号を生成し、電圧源５１に出力する。これにより直流リップルが抑制されるものとなる。
【０１１８】
本発明の第１６の請求項に対応する実施形態を図２２に示す。
【０１１９】
図２２に示すように本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂは、コンデンサとこれに並列接続されるスイッチング素子から構成される単相ブリッジ回路６１と、本単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するために並列接続されたＬＣフィルタ回路である小型リアクトル６２とフィルタコンデンサ６４と、減衰抵抗６３とを有する。また、電圧検出器６７を有し、系統の線間電圧を検出し、制御回路６６に出力する。電圧検出器６９は、単相ブリッジ回路６１のコンデンサ電圧を検出し、制御回路６６に出力する。電流検出器６７は、小型リアクトル６２に流れ込む電流を検出し制御回路６６に出力する。
【０１２０】
また、本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂが組み込まれた整流平滑回路には、スイッチ７１及び抵抗７２からなる初期充電回路７０が設けられている。
【０１２１】
次に図２３を参照して図２２における制御回路６６の詳細を説明する。図２３に示すように本実施形態の制御回路６６は、リップル補償パタン発生部３０１と、電流制御部３０５と、コンデンサ電圧制御部３１０と、ＰＷＭ制御部３１５から構成される。
【０１２２】
リップル補償パタン発生部３０１は、直流電圧指令値３０２と電圧検出器２１４から入力した系統の線間電圧信号から演算により算出された直流電圧演算値３０３を減算し、偏差量を算出する。この偏差量に直流電圧制御ゲイン３０４を乗算することによりリップル補償パタンを生成する。
【０１２３】
電流制御部３０５は、直流電流指令値３０６から電流検出器２１５から入力した直流電流検出値３０７を減算し、ハイパスフィルタ３０８により高調波成分の補償量を算出し、これに比例ゲイン３０９を乗算することにより、高調波電流補償量を生成する。
【０１２４】
コンデンサ電圧制御部３１０は、コンデンサ電圧指令値３１１からコンデンサ電圧検出値３１２を減算し偏差量を算出する。比例制御部３１３において偏差量に比例ゲインＧ３を乗算し、サンプル・ホールドする。積分制御部３１４は、偏差量に積分ゲインＧ４を乗算し、積分値をサンプル・ホールドする。比例制御部３１３と積分制御部３１４の出力を加算し、コンデンサ電圧補償量を生成する。
【０１２５】
リップル補償パタンと高調波電流補償量とコンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信号として、ＰＷＭ制御部３１５に対して出力される。
【０１２６】
ＰＷＭ制御部３１５は、比較部３１７において電圧指令信号と電圧指令とキャリヤ信号発生部３１６から入力したキャリヤ信号とを比較し、ＰＷＭ指令信号をゲート駆動回路２１２に対して出力する。
【０１２７】
ゲート駆動回路２１２は、制御回路２１３から入力した電圧指令信号に基づき単相ブリッジ回路２１７の各スイッチング素子２０９をオン・オフする制御信号を生成し出力する。
【０１２８】
図２４（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が４０［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは３０．３［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／３以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、３８．３［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の１／２に抑制されている。
【０１２９】
図２５は上述した場合の平滑コンデンサ４の直流電圧波形である。直流電圧は０．３［％］の変動を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流電圧変動を１／１０以下に抑制している。
【０１３０】
図２６（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が２００［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは２７．９［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／２に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、２５．７［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の２／３に抑制されている。
【０１３１】
図２７はこの場合の平滑コンデンサ４の直流電圧波形である。直流電圧は０．２［％］の変動を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流電圧変動を１／１５に抑制している。
【０１３２】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂによれば、制御回路６６が出力する、リップルを抑制する電圧指令信号に基づき、電圧源である単相ブリッジ回路６１が制御され、交流電源側の高調波電流を抑制することができる。また直流リップルが抑制され、電流ピークを抑制することが可能となる。
【０１３３】
更に平滑コンデンサ４の電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能となり、システムの小型・低価格化が可能となる。またシステムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【０１３４】
次に、図２８を参照して請求項１７に対応する実施形態である制御回路の詳細を説明する。本実施形態の制御回路は、図２３における制御回路に置き換わるものであり、図２３における制御回路に過電流保護回路８０３からなる過電流保護部８０１を設けたものである。
【０１３５】
本実施形態の過電流保護部８０１においては、過電流しきい値ＩＬＴ８０２と直流電流検出値ＩＬを入力し、直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ未満の場合は、Ｃ１とＣ３にはＨｉｇｈレベルを出力し、Ｃ２とＣ４にはＬｏｗレベルを出力する。そうではなくて直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ以上の場合は、Ｃ１とＣ３にはＬｏｗベルを出力しＣ２とＣ４にはＨｉｇｈレベルを出力する。
【０１３６】
ＰＷＭ制御部３１５の出力は、ＡＮＤゲート８０４とＯＲゲート８０５により、過電流保護部８０１の出力と論理演算処理される。過電流状態でない場合は、各論理ゲート部は、ＰＷＭ制御部３１５の出力信号を出力する。そうではなくて過電流状態の場合は、各論理ゲート部は、単相ブリッジ回路６１の両方の上アームをオフし、両方の下アームをオンする。この結果、過電流時の突入電流は、下アームのみを通電することになり、単相ブリッジ回路６１のスイッチング素子の電流容量を適切に選択することにより、過電流保護を行うことが可能となる。
【０１３７】
この場合、単相ブリッジ回路６１の両方の上アームをオフし、両方の下アームをオンしたが、逆に両方の上アームをオンし、両方の下アームをオフしても良い。
【０１３８】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂによれば、定常時は請求項１６と同様の効果を得ることができる。また、系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生する場合のような過渡状態においても、システムを保護することができるので、システムの信頼性を改善することができる。
【０１３９】
次に図２９を参照して本発明の請求項１８に対応する実施形態を示す。
【０１４０】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃは、過電流保護を行う両上アーム又は両下アームを複数のスイッチング素子により構成した単相ブリッジ６１Ａとする。このような単相ブリッジ６１Ａとすることにより、電流容量の小さい複数のスイッチング素子を組み合わせることにより、低コストでありながら、信頼性の高いシステムを構成することが可能となる。また過電流の大きさに応じて柔軟に保護システムを構築することが可能となる。
【０１４１】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃによれば、請求項１７と同様の効果を得ることができる。また電流容量の小さいスイッチング素子を組み合わせることにより、低コストでありながら信頼性の高いシステムを構築することが可能である。また、過電流容量に応じた柔軟なシステムを構築することができる。
【０１４２】
図２９に本発明の請求項１９に対応する実施形態を示す。
【０１４３】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄは、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を接続し、変流器８１及び電流検出器８２を設けて、負荷電流を検出する。
【０１４４】
図３１に本実施形態の制御回路６１Ｂの構成を示す。過電流抑制部１１０１は、過電流抑制制御部１１０５が、過電流しきい値ＩＣＴ１１０２とコンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）とを比較し、過電流抑制装置制御信号１１０４を出力する。コンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０２）より小さい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０４はオンとする。そうではなくてコンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０２）より大きい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０４はオフとする。これにより過電流を抑制することができる。
【０１４５】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄによれば、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を設けたことにより、正常時はスイッチング素子をオンすることにより従来の平滑作用を実現し、過電流時はスイッチング素子をオフすることにより過電流を抑制することができ、これにより請求項１６と同様の効果を得ることができる。
【０１４６】
図３２に本発明の請求項２０に対応する実施形態を示す。
【０１４７】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅは、請求項１６に対応する実施形態から、単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタ回路を取り除いて構成したものである。
【０１４８】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅによれば、請求項１６の構成と比較して、ＬＣフィルタ回路を構成する小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
【０１４９】
図３３に本発明の請求項２１に対応する実施形態を示す。
【０１５０】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆは、請求項１６に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサとを取り除いて構成したものである。
【０１５１】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆによれば、請求項１６の構成と比較して、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
【０１５２】
図３４に本発明の請求項２２に対応する実施形態を示す。
【０１５３】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇは、請求項１６に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗を取り除いて構成したものである。
【０１５４】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇによれば、請求項１６の構成と比較して、減衰抵抗無しで、容易に置を構成することができる。
【０１５５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、トランスの磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供することができ、また、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２】 同実施形態の直流リアクトル装置における３相全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
【図３】 同実施形態の直流リアクトル装置における補償電圧と直流電圧の波形を示す図。
【図４】 本発明の第２の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図５】 同実施形態の直流リアクトル装置における制御部の詳細な構成図。
【図６】 同実施形態の直流リアクトル装置における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図７】 同実施形態の直流リアクトル装置における直流電圧波形を示す図。
【図８】 本発明の第３の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図９】 本発明の第４の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１０】 本発明の第５の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１１】 本発明の第６の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１２】 本発明の第７の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１３】 本発明の第８の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１４】 本発明の第９の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１５】 本発明の第１０の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１６】 本発明の第１１の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１７】 本発明の第１２の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１８】 本発明の第１３の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１９】 本発明の第１４の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２０】 本発明の第１５の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２１】 本発明の他の実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２２】 本発明の請求項１６に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２３】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図２４】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図２５】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の直流電圧波形を示す図。
【図２６】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図２７】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の直流電圧波形を示す図。
【図２８】 本発明の請求項１７に対応する実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図２９】 本発明の請求項１８に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３０】 本発明の請求項１９に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３１】 同実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図３２】 本発明の請求項２０に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３３】 本発明の請求項２１に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３４】 本発明の請求項２２に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３５】 従来の直流リアクトル装置の一例を示す図。
【図３６】 従来の直流リアクトル装置における直流電圧と直流電流の波形を示す図。
【図３７】 従来の直流リアクトル装置における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図３８】 従来の直流リアクトル装置における直流電圧波形を示す図。
【図３９】 従来のＤＣＬ方式適用時において系統インダクタンス４０［μＨ］である場合における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図４０】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス４０［μＨ］である場合における直流電圧波形を示す図。
【図４１】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス２００［μＨ］である場合における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図４２】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス２００［μＨ］である場合における直流電圧波形を示す図。
【符号の説明】
１…３相交流電源電源
２…３相ブリッジ整流回路
４…平滑コンデンサ
５…負荷
６…系統インダクタンス
１０，１０Ａ〜１０Ｎ…直流リアクトル装置
１１…直流リアクトル
１２…直流リアクトル主巻線
１３…直流リアクトル鉄心
１４…直流リアクトル補助巻線
１５，１５Ａ〜１５Ｊ…電圧源
１６…制御回路
５０Ａ〜５０Ｇ…高周波抑制制御装置
５１…電圧源
５２…制御回路
６１，６１Ａ…単相ブリッジ回路
６２…小型リアクトル
６３…減衰抵抗
６４…フィルタコンデンサ
６５…ゲート駆動回路
６６，６６Ａ，６６Ｂ…制御回路
６７…電圧検出器
６８…電流検出器
６９…電圧検出器
７０…初期充電回路
７１…スイッチ
７２…抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を整流器で整流して平滑コンデンサで平滑する整流平滑回路のピーク電流と高調波電流を抑制するために整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置又は高調波抑制制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の直流リアクトル装置は、鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトル（ＤＣＬ）が実用に供されている。このような直流リアクトルを用いた整流平滑回路の構成を図３５に示す。
【０００３】
図３５に示すように、整流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と、直流リアクトル３と、平滑コンデンサ４とから成り、３相交流系統電源１が発生する３相交流電圧を整流平滑化し、負荷５に直流電力を供給する。なお、符号６は系統インダクタンスである。
【０００４】
３相ブリッジ整流回路２は、３相交流電圧を整流し、電源周波数ｆの６倍の周波数のリップルを含む３相全波整流電圧Ｖrec を直流側に出力する。この時の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を図３６（ａ）に示し、直流電流Ｉdcの波形を図３６（ｂ）に示す。
【０００５】
また、この時の交流電流波形を図３７（ａ）に示し、該交流電流波形の波形をフーリエ解析した結果を図３７（ｂ）に示す。図３７（ａ）（ｂ）に示すように、交流電流のピーク値は４９．２［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは６７．８［％］である。
【０００６】
またこの時の平滑コンデンサ電圧は、２６７．０±８．２［Ｖ］であり、±３．１［％］の変動を示している。
【０００７】
一方、図３５に示す回路における平滑コンデンサ電圧Ｖc と直流電流Ｉdcの図３６（ａ）（ｂ）とは異なる波形を図３９（ａ）（ｂ）に示す。すなわち、図３９（ａ）（ｂ）は、系統インダクタンス６が４０［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を示す。図３９（ａ）（ｂ）より、交流電流１７０１のピーク値は７３．１［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは８４．６［％］である。また図４０に従来の直流リアクトルを適用した場合の直流電圧波形を示す。図４０では、平滑コンデンサ電圧は、２６９．３±１０．０［Ｖ］であり、±３．９［％］の変動を示している。
【０００８】
また図４１（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が２００［μＨ］時の交流電流波形とこの波形をフーリエ解析した結果を示す。図４１（ａ）（ｂ）によれけば、交流電流のピーク値は５３．６［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは５３．６［％］である。また図４２に従来のＤＣＬ方式適用時の直流電圧波形を示す。図４２では、平滑コンデンサ電圧は、２６４．４±５．８．［Ｖ］であり、±２．２［％］の変動を示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直流リアクトルにおいては、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるため磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を大きく作る必要があった。しかし鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くことになので、一般には十分な大きさの断面積の鉄心は採用しない。
【００１０】
また鉄心断面積を制限すると電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる。
【００１１】
また磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
【００１２】
さらに従来の直流リアクトルでは、制御機能が全く無いため、図３８に示すように直流電圧波形には交流側の高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも６８［％］程度までしか改善されていなかった。
【００１３】
インダクタンス値を単に大きくするだけであると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に伴い入力電流が急変しないため、直流平滑コンデンサの端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
【００１４】
交流側の高調波電流を抑制するだけであれば、特開平９−１８２４４１号公報のようなスイッチング素子による制御機能を有する３相整流装置を適用すればよいが、スイッチング素子のコストが高いため、装置のコストがアップしてしまう。
【００１５】
また直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や高調波は抑制することができるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を高くすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００１６】
本発明の第１の目的は、トランスの磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供することにある。
【００１７】
本発明の第２の目的は、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため本発明は、交流電源を整流し平滑する整流平滑回路を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置において、
流リアクトルと、
の直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補助巻線と、
の直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形を発生する電圧源と、
直流リアクトルの磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償するように前記電圧源を制御する制御手段と
を具備することを特徴とする。
【００１９】
上記のように構成された本発明によれば、制御手段により制御した前記電圧源から、直流リアクトル補助巻線に制御された電圧波形を注入することで、直流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアクトルの鉄心の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
【００２０】
また交流電源側の高調波電流を低減することができる。
【００２１】
さらに平滑コンデンサのリプル電流及び電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００２６】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、
ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記３相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力し、ＰＷＭ波形の電圧を出力させるゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００２７】
上記のように構成された本発明によれば、制御手段が発生するリップルを抑制する電圧指令信号に基づき、電圧源が制御され、この結果、交流電源側の高調波電流を抑制することができる。
【００２８】
また直流リップルが抑制され、電流ピークを抑制することが可能となる。
【００２９】
さらに平滑コンデンサの電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ容量を低く選ぶことが可能となり、システムの小型・低価格化が可能となる。またシステムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【００３０】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３１】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデンサ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３２】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクトルと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３３】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３４】
同じく上記第２の目的を達成するため本発明は、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする。
【００３５】
上記のように構成された本発明によれば、さらに、減衰抵抗無しで、容易に高調波抑制制御装置を構成することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に対応する実施形態における直流リアクトル装置の構成を図１に示す。
【００３７】
本実施形態の直流リアクトル装置を含む整流平滑回路は、３相ブリッジ整流回路２と直流リアクトル装置１０と平滑コンデンサ４とから構成される。
【００３８】
３相ブリッジ整流回路２は、交流側で３相交流電源１に接続され、３相交流電圧を整流し、直流側に図２に示すような３相全波整流電圧Ｖrecを出力する。
【００３９】
直流リアクトル装置１０は、直流リアクトル主巻線１２と、直流リアクトル鉄心１３と、補助巻線として巻かれた直流リアクトル補助巻線１４とを有する直流リアクトル１１と、この直流リアクトル１１の補助巻線１４に接続され任意の電圧を発生する電圧源１５と、直流リアクトル鉄心１３が飽和しないように制御すると共に直流リップルを補償する電圧を発生するように電圧源１５を制御する制御回路１６とから構成される。
【００４０】
直流リアクトル主巻線１２と直流リアクトル補助巻線１４は、直流リアクトル鉄心１３を介して、磁気的に結合されている。直流リアクトル補助巻線１４に接続され任意電圧の発生が可能な電圧源１５は、直流リアクトル補助巻線１４を介して、直流リアクトル主巻線１２に任意の電圧波形を注入することが可能である。
【００４１】
制御回路１６は、図３に示すような直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償する電圧指令を電圧源１５に出力する。
【００４２】
電圧源１５は、制御回路１６から電圧指令を入力し、直流リアクトル補助巻線１４に直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リップルを補償する補償電圧を印加する。
【００４３】
これにより、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを打ち消す方向の磁束が形成され、直流リアクトル主巻線１２に発生するリップルを打ち消す。
【００４４】
この結果、直流リアクトル装置１０の磁気飽和を抑制すると共に、直流電流Ｉdcは、図３のようにリップルの低減されたピークが低く高調波の少ない電流となる。また平滑コンデンサ４の直流電圧は、図２に示すようにリップルの小さい安定な電圧になる。
【００４５】
このように直流リアクトル装置１０の磁気飽和を抑制し、直流電圧を安定化した状態で平滑コンデンサ４を負荷５に接続する。
【００４６】
本実施形態によれば、直流リアクトル装置１０の直流リアクトル１１を形成している鉄心１３に巻込まれた直流リアクトル補助巻線１４とこれに接続され任意の波形の電圧を発生することが可能な電圧源１５とその制御回路１６を設けることにより、直流リアクトル補助巻線１４に任意の波形の電圧を注入することができる。
【００４７】
これにより直流電流ピークを抑制することが可能となり、直流リアクトル１１の鉄心１３の小型・軽量化、低価格化が可能となる。
【００４８】
また交流電源側の高調波電流を低減することができる。
【００４９】
さらに平滑コンデンサ４のリプル電流及び電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能となり、小型・低価格化が可能となると伴に、長寿命化も図れ信頼性も改善される。
【００５０】
次に、本発明の請求項２に対応する実施形態における直流リアクトル装置の構成を図４に示す。
【００５１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ａは、直流リアクトル１１と、チョッパ回路１７、電源系の線間電圧を検出する電圧検出回路１８、直流一次巻線電流検出回路１９、直流二次巻線電流検出回路２０および制御部２１から構成される。
【００５２】
チョッパ回路１７は、本実施形態の直流リアクトル装置１０Ａにおける電圧源として直流リアクトル補助巻線１４に接続される。
【００５３】
電圧検出回路１８は、交流側の線間電圧を検出し制御部に対して電圧検出信号を出力する。
【００５４】
直流一次巻線電流検出回路１９は、直流一次巻線側の直流電流を検出し制御部に対して電流検出信号Ｉdc１を出力する。
【００５５】
直流二次巻線電流検出回路４０４は、直流二次巻線側の電流を検出し、制御部２１に対して電流検出信号Ｉdc２を出力する。
【００５６】
制御部２１の制御ブロックを図５に示す。
【００５７】
制御部２１は、リップル補償パタン発生部５０１と、磁気飽和抑制制御部５０２と、ＰＷＭ制御部５０３とから構成される。
【００５８】
リップル補償パタン発生部５０１は、交流線間電圧検出部５０４、ゼロクロス検出部５０５、ＰＬＬ部５０６、整流電圧演算部５０７、加算器５０８、ゲイン設定部５０９とから構成される。
【００５９】
磁気飽和抑制制御部５０２は、ゲイン設定部５１０、ゲイン設定部５１１、減算器５１２、加算器５１３，５１６、比例制御部５１４、積分制御部５１５とから構成される。
【００６０】
ＰＷＭ制御部５０３は、キャリヤ発生部５１８，５２０、三角波比較ＰＷＭ制御部５１９，５２１から構成される。
【００６１】
リップル補償パタン発生部５０１において、交流線間電圧検出部５０４は、電圧検出回路４０２から線間電圧検出値５２３を入力し、ＡＤＣによりデジタル信号に変換し、ゼロクロス検出部５０５に対して出力する。
【００６２】
ゼロクロス検出部５０５は、入力したデジタル化された系統線間電圧検出データに基づき、線間電圧のゼロクロスポイントを検出し、ゼロクロスフラグを出力する。ＰＬＬ部５０６はゼロクロスフラグを入力し、ゼロクロスが発生していれば系統線間電圧位相データをリセットし、そうでなければ系統線間電圧位相を出力する。
【００６３】
整流電圧演算部５０７は、ＰＬＬ部５０６から入力した系統線間電圧位相データに基づき、整流電圧データＶrec を演算により算出し出力する。減算器５０８は、あらかじめ設定した電圧指令５２２と系統線間電圧信号５２３から演算により算出した整流電圧演算値５２４との偏差を算出する。ゲイン設定部５０９は、減算器５０８の出力である偏差データに対して変換ゲインＧ１を乗算し電圧指令データＶ１（５２７）として出力する。
【００６４】
磁気飽和抑制制御部５０２は、一次巻線電流検出値５２６と二次巻線電流検出値５２７とオフセット補正値５２８とを入力する。ゲイン設定部５１０は、一次巻線電流検出値５２６（Ｉ１）に対して変換ゲインＫ１を乗算し一次巻線電流データを出力する。
【００６５】
ゲイン設定部５１１は、二次巻線電流検出値５２７（Ｉ２）に対して変換ゲインＫ２を乗算することにより、一次側に換算した二次巻線電流データを出力する。減算器５１２は、一次巻線電流データと一次側に換算した二次巻線電流データとの偏差を算出し出力する。加算器５１３は、一次電流検出器４０３と二次電流検出器４０４のドリフトによる変化を補償するためのオフセット補正値５２８を加算し出力する。
【００６６】
比例制御部５１４は、一次側に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力し比例ゲインＫｐを乗算して出力する。積分制御部５１５は、一次側に換算されオフセット補正された電流偏差データを入力し、積分ゲインＫｉを乗算したデータの積算値を出力する。加算器５１６は、比例制御部５１４と積分制御部５１５の出力を加算し電圧指令データＶ２（５２９）を出力する。
【００６７】
加算器５１７は、リップル補償パタン発生部５０１の出力である電圧指令データＶ１（５２５）と磁気飽和抑制制御部５０２の出力である電圧指令データＶ２（５２９）を加算し電圧指令データＶp （５３０）を出力する。
【００６８】
ＰＷＭ制御部５０３は、電圧指令データＶp （５３０）を入力し、正側キャリア信号発生部５１８と負側キャリア信号発生部５２０がそれぞれ発生するキャリア信号と比較部５１９と５２１において三角波比較ＰＷＭ制御が行われ、チョッパ回路４０１に対してゲート信号Ｇａｔｅ１（５２３）とゲート信号Ｇａｔｅ２（５２１）を出力する。
【００６９】
図６（ａ）（ｂ）に、このように制御した場合の交流電流波形と高調波分布を示す。電流ピークは、約２７［Ａ］であり、全調波歪ＴＨＤは２８．７［％］に低減できている。
【００７０】
また図７にこの時の平滑コンデンサ電圧Ｖc の波形を示す。直流電圧は、２６６．６±０．３［Ｖ］であり、±０．１［％］の変動に低減できている。
【００７１】
以上の本実施形態によれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョッパ回路１７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすることができるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
本発明の第３の請求項に対応する実施形態を図８に示す。
【００７３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂの電圧源１５Ａでは、直流リアクトル補助巻線１４がスイッチ２３を介して直流電圧源２２に接続される。スイッチ２３を制御回路１６Ａにより切り替えることにより、正負両極性の電圧を補助巻線に供給することができる。
【００７４】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｂによれば、直流リアクトル鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向に電流が流れるようにしたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すことが可能となると共に、任意の注入電圧を印加することが可能となるため、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
本発明の第４の請求項に対応する実施形態を図９に示す。
【００７６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃの電圧源１５Ｂでは、チョッパ回路２４が図８におけるスイッチ２３の代りを成すものであり、この場合、直流リアクトル補助巻線１４に供給される電流は一方向に限定されるため、直流リアクトル補助巻線１４にバイアス電流を重畳して流す必要がある。このバイアス電流は、直流電圧源２２やチョッパ回路２４の電流容量を余計に必要とするが、直流リアクトル鉄心１３を通る主磁束を低減するように作用し、鉄心１３を小型にできる。
【００７７】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｃによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形は任意の形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
本発明の第５の請求項に対応する実施形態を図１０に示す。
【００７９】
本実施形態の直流リアクトル装置１１Ｄの電圧源１５Ｃでは、インバータ回路２５が、図８におけるスイッチ２３の代りを成すもので、直流リアクトル補助巻線１４に両方向の電流を流す事が可能であり、バイアス電流は必要ない。
【００８０】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｄによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流が流れるようにしたチョッパ回路２４を設けたことにより、補助巻線１４に両方向の電流を流すことができ、また注入電圧波形は任意の形状となり、請求項１に対応する実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８１】
本発明の第６の請求項に対応する実施形態を図１１に示す。
【００８２】
本実施形態の直流リアクトル装置１１Ｄの電圧源１５Ｄでは、チョッパ回路２６が、直流リアクトル補助巻線１４の各端子にそれぞれ接続されるため２台必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
【００８３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｅによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、鉄心１３の主磁束を減じる向きに電流を流れるようにしたチョッパ回路２６を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流の向きは限定されるが、注入電圧波形を任意とすることができるため、請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８４】
本発明の第７の請求項に対応する実施形態を図１２に示す。
【００８５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆの電圧源１５Ｅでは、直流リアクトル補助巻線１４に単層ブリッジ電圧型インバータ回路２７を接続する。図１０のハーフブリッジ構成のインバータ２５を２台分のスイッチング素子が必要となるが、直流電圧源２２は１個で済む。
【００８６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｆによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、双方向に電流が流れるようにした単層ブリッジ型インバータ回路２７を設けたことにより、直流リアクトル補助巻線１４に双方向の電流を流すことが可能となるとともに、任意の波形の注入電圧を印加することが可能となるため、請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８７】
本発明の第８の請求項に対応する実施形態を図１３に示す。
【００８８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇの電圧源１５Ｆでは、直流リアクトル補助巻線１４と、図１１に示すチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａとスイッチ２８Ｂの並列回路２８を挿入している。制御回路１６により、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放し、抵抗器２８Ａにより平滑コンデンサ４に突入する電流を抑制することができる。平滑コンデンサ４への充電が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることで電力損失を低減することができる。
【００８９】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｇによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル補助巻線１４とチョッパ回路２６との間に抵抗器２８Ａと短絡器であるスイッチ２８Ｂとから成る並列回路２８を挿入することにより、交流電源投入時に、スイッチ２８Ｂを開放にしておくことにより、平滑コンデンサに突入する電流を抵抗器２８Ａを通して緩やかに充電することができる。平滑コンデンサ４ヘの充電が完了した時点でスイッチ２８Ｂを閉じることにより、電力損失を低減できる。スイッチ２８Ｂを流れる電流は、リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べ１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の電磁接触器や半導体スイッチを利用できると伴に、主電流が流れる経路にスイッチ２８Ｂを入れるより、スイッチ２８Ｂが閉じた場合の電力損失を少なくできる。
【００９０】
本発明の第９の請求項に対応する実施形態を図１４に示す。
【００９１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｈでは、図１１と同じ電圧源１５Ｄを有する。直流リアクトル１２は直流リアクトル１１と同じ鉄心１３であるが、直流ラインの正側と負側に直流リアクトル主巻線１２Ａ，１２Ｂを分離して配置する。
【００９２】
本実施形態の直流リアクトル装置によれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル主巻線１２を直流の正側と負側に分けて配置することにより、特開平９−１８２４４１号公報のような制御機能を有する３相整流装置を適用した場合に、正負対称なリアクトル効果を発生することができる。
【００９３】
また零相インピーダンスを生じるため、漏れ電流やＥＭＩノイズを低減できる。
【００９４】
図１５に本発明の第１０の請求項に対応する実施形態を示す。
【００９５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉは、整流器２の出力端子と平滑コンデンサ４の入力端子に接続されたチョッパ回路を有する電圧源１５Ｅである。
【００９６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｉによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクト装置１０Ｉを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｅのチョッパ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【００９７】
図１６に本発明の第１１の請求項に対応する実施形態を示す。
【００９８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊは、平滑コンデンサ４の入力端子に接続されるインバータ回路からなる電圧源１５Ｆを有する。
【００９９】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｊによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｆを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇのインバータ回路は電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【０１００】
本発明の第１２の請求項に対応する実施形態を図１７に示す。
【０１０１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｋの電圧源１５Ｇは、直流リアクトル補助巻線１４にチョッパ回路２９を接続すると共に抵抗器３０Ａとサイリスタ３０Ｂとからなる並列回路３０を挿入している。交流電源投入時にサイリスタ３０Ｂを開放しておくことで、図１３と同様の効果が得られる。
【０１０２】
また、チョッパ回路２９の直流電源を平滑コンデンサ４から得ることができ、直流電圧源を用意する必要がなくなる。この場合、直流リアクトル主巻線１２と直流リアクトル補助巻線１４の巻数比は、１：１０程度となり、チョッパ回路２９に使用されている半導体スイッチング素子やサイリスタ３０Ｂを流れる電流は、リアクトル主巻線１２を流れる主電流に比べて、１／１０程度の低い値であるので、低い電流容量の物が利用できるとともに、主電流が流れる経路にサイリスタを入れることにより、サイリスタがオンした場合の電力損失を少なくできる。
【０１０３】
請求項１２に記載の直流リアクトルによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４の両極間電圧又は、直流リアクトル装置１０Ｋを通る前の整流器２の出力電圧から、電圧源１５Ｇはは電源を得ることができるため、直流電圧源を用意する必要がなくなる。
【０１０４】
本発明の第１３の請求項に対応する実施形態を図１８に示す。
【０１０５】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌの電圧源１５Ｈにおいては、直流リアクトル主巻線１２は直流回路の正側と負側に分割され、該分割主巻線１２Ａ，１２Ｂは直流ラインに接続される。直流リアクトル補助巻線１４には、平滑コンデンサ４の電圧を電源とするチョッパ回路３１が接続されている。
【０１０６】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｌによれば、請求項９と請求項１２と同様の効果を生じることができる。
【０１０７】
本発明の第１４の請求項に対応する実施形態を図１９に示す。
【０１０８】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍの電圧源１５Ｉにおいては、直流リアクトル補助巻線１４に対して、更に追加された直流リアクトル追加補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ４に接続する通電回路３３を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流を少なくでき、電圧源を構成するチョッパ回路３４の電力損失を下げる事ができる。
【０１０９】
また直流リアクトル主巻線１２に印加される電圧も低減されるため、主電流のリップルが低減する。
【０１１０】
また電流を流し出す側のチョッパ回路３４の半導体スイッチング素子を直流リアクトル主巻線１２と３相全波整流器２との間に接続し、給電することにより、直流リアクトル装置１０Ｍを流れる電流を低減させ更に電力損失を低減する事ができる。
【０１１１】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｍによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、直流リアクトル補助巻線１４に追加された直流リアクトル追加補助巻線１４´の先にダイオード３２を接続して平滑コンデンサ４ヘの通電回路３３を設けることにより、整流波形の波高値付近で直流リアクトル補助巻線１４に流れる電流を低減することが可能となり、電圧源１５Ｉを構成するチョッパ回路３４の電力損失を低減することができる。
【０１１２】
本発明の第１５の請求項に対応する実施形態を図２０に示す。
【０１１３】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎの電圧源１５Ｊにおいては、平滑コンデンサ４を直列に分離し、コンデンサ４Ａ，４Ｂとして構成することにより、図１６の構成に比べてインバータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【０１１４】
本実施形態の直流リアクトル装置１０Ｎによれば、鉄心１３の磁気飽和を抑制すると共に、平滑コンデンサ４を直列に分離して構成することにより、インバータ回路３５を１個で済ますことができ、更なる低コスト化を実現することができる。
【０１１５】
本発明の他の実施形態を図２１に示す。
【０１１６】
図２１に示すように本実施形態は、３相交流電源１に流系統インダクタンス６を介して接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路２とこのブリッジ整流回路２からの整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサ４との間に接続され任意の電圧波形を発生する電圧源５１と、直流リップルを補償するように電圧源５１を制御するべく電圧指令信号を出力する制御回路５２とからなる高調波抑制制御装置５０Ａである。
【０１１７】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ａによれば、制御回路５２により直流リップルを補償する補償電圧指令信号を生成し、電圧源５１に出力する。これにより直流リップルが抑制されるものとなる。
【０１１８】
本発明の第１６の請求項に対応する実施形態を図２２に示す。
【０１１９】
図２２に示すように本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂは、コンデンサとこれに並列接続されるスイッチング素子から構成される単相ブリッジ回路６１と、本単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するために並列接続されたＬＣフィルタ回路である小型リアクトル６２とフィルタコンデンサ６４と、減衰抵抗６３とを有する。また、電圧検出器６７を有し、系統の線間電圧を検出し、制御回路６６に出力する。電圧検出器６９は、単相ブリッジ回路６１のコンデンサ電圧を検出し、制御回路６６に出力する。電流検出器６７は、小型リアクトル６２に流れ込む電流を検出し制御回路６６に出力する。
【０１２０】
また、本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂが組み込まれた整流平滑回路には、スイッチ７１及び抵抗７２からなる初期充電回路７０が設けられている。
【０１２１】
次に図２３を参照して図２２における制御回路６６の詳細を説明する。図２３に示すように本実施形態の制御回路６６は、リップル補償パタン発生部３０１と、電流制御部３０５と、コンデンサ電圧制御部３１０と、ＰＷＭ制御部３１５から構成される。
【０１２２】
リップル補償パタン発生部３０１は、直流電圧指令値３０２と電圧検出器２１４から入力した系統の線間電圧信号から演算により算出された直流電圧演算値３０３を減算し、偏差量を算出する。この偏差量に直流電圧制御ゲイン３０４を乗算することによりリップル補償パタンを生成する。
【０１２３】
電流制御部３０５は、直流電流指令値３０６から電流検出器２１５から入力した直流電流検出値３０７を減算し、ハイパスフィルタ３０８により高調波成分の補償量を算出し、これに比例ゲイン３０９を乗算することにより、高調波電流補償量を生成する。
【０１２４】
コンデンサ電圧制御部３１０は、コンデンサ電圧指令値３１１からコンデンサ電圧検出値３１２を減算し偏差量を算出する。比例制御部３１３において偏差量に比例ゲインＧ３を乗算し、サンプル・ホールドする。積分制御部３１４は、偏差量に積分ゲインＧ４を乗算し、積分値をサンプル・ホールドする。比例制御部３１３と積分制御部３１４の出力を加算し、コンデンサ電圧補償量を生成する。
【０１２５】
リップル補償パタンと高調波電流補償量とコンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信号として、ＰＷＭ制御部３１５に対して出力される。
【０１２６】
ＰＷＭ制御部３１５は、比較部３１７において電圧指令信号と電圧指令とキャリヤ信号発生部３１６から入力したキャリヤ信号とを比較し、ＰＷＭ指令信号をゲート駆動回路２１２に対して出力する。
【０１２７】
ゲート駆動回路２１２は、制御回路２１３から入力した電圧指令信号に基づき単相ブリッジ回路２１７の各スイッチング素子２０９をオン・オフする制御信号を生成し出力する。
【０１２８】
図２４（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が４０［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは３０．３［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／３以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、３８．３［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の１／２に抑制されている。
【０１２９】
図２５は上述した場合の平滑コンデンサ４の直流電圧波形である。直流電圧は０．３［％］の変動を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流電圧変動を１／１０以下に抑制している。
【０１３０】
図２６（ａ）（ｂ）に系統インダクタンス６が２００［μＨ］の場合の本実施形態における交流電流波形と高調波分布を示す。総合電流歪みＴＨＤは２７．９［％］であり、従来のＤＣＬを適用した場合の１／２に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、２５．７［Ａ］であり、従来のＤＣＬ方式の場合の２／３に抑制されている。
【０１３１】
図２７はこの場合の平滑コンデンサ４の直流電圧波形である。直流電圧は０．２［％］の変動を示している。従来のＤＣＬを適用した場合に比較して直流電圧変動を１／１５に抑制している。
【０１３２】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂによれば、制御回路６６が出力する、リップルを抑制する電圧指令信号に基づき、電圧源である単相ブリッジ回路６１が制御され、交流電源側の高調波電流を抑制することができる。また直流リップルが抑制され、電流ピークを抑制することが可能となる。
【０１３３】
更に平滑コンデンサ４の電圧変動を抑制でき、直流電圧の安定化を実現することができる。これにより平滑コンデンサ４の容量を低く選ぶことが可能となり、システムの小型・低価格化が可能となる。またシステムの長寿命化が図れ、信頼性が改善される。
【０１３４】
次に、図２８を参照して請求項１７に対応する実施形態である制御回路の詳細を説明する。本実施形態の制御回路は、図２３における制御回路に置き換わるものであり、図２３における制御回路に過電流保護回路８０３からなる過電流保護部８０１を設けたものである。
【０１３５】
本実施形態の過電流保護部８０１においては、過電流しきい値ＩＬＴ８０２と直流電流検出値ＩＬを入力し、直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ未満の場合は、Ｃ１とＣ３にはＨｉｇｈレベルを出力し、Ｃ２とＣ４にはＬｏｗレベルを出力する。そうではなくて直流電流検出値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴ以上の場合は、Ｃ１とＣ３にはＬｏｗベルを出力しＣ２とＣ４にはＨｉｇｈレベルを出力する。
【０１３６】
ＰＷＭ制御部３１５の出力は、ＡＮＤゲート８０４とＯＲゲート８０５により、過電流保護部８０１の出力と論理演算処理される。過電流状態でない場合は、各論理ゲート部は、ＰＷＭ制御部３１５の出力信号を出力する。そうではなくて過電流状態の場合は、各論理ゲート部は、単相ブリッジ回路６１の両方の上アームをオフし、両方の下アームをオンする。この結果、過電流時の突入電流は、下アームのみを通電することになり、単相ブリッジ回路６１のスイッチング素子の電流容量を適切に選択することにより、過電流保護を行うことが可能となる。
【０１３７】
この場合、単相ブリッジ回路６１の両方の上アームをオフし、両方の下アームをオンしたが、逆に両方の上アームをオンし、両方の下アームをオフしても良い。
【０１３８】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｂによれば、定常時は請求項１６と同様の効果を得ることができる。また、系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生する場合のような過渡状態においても、システムを保護することができるので、システムの信頼性を改善することができる。
【０１３９】
次に図２９を参照して本発明の請求項１８に対応する実施形態を示す。
【０１４０】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃは、過電流保護を行う両上アーム又は両下アームを複数のスイッチング素子により構成した単相ブリッジ６１Ａとする。このような単相ブリッジ６１Ａとすることにより、電流容量の小さい複数のスイッチング素子を組み合わせることにより、低コストでありながら、信頼性の高いシステムを構成することが可能となる。また過電流の大きさに応じて柔軟に保護システムを構築することが可能となる。
【０１４１】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｃによれば、請求項１７と同様の効果を得ることができる。また電流容量の小さいスイッチング素子を組み合わせることにより、低コストでありながら信頼性の高いシステムを構築することが可能である。また、過電流容量に応じた柔軟なシステムを構築することができる。
【０１４２】
図２９に本発明の請求項１９に対応する実施形態を示す。
【０１４３】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄは、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を接続し、変流器８１及び電流検出器８２を設けて、負荷電流を検出する。
【０１４４】
図３１に本実施形態の制御回路６１Ｂの構成を示す。過電流抑制部１１０１は、過電流抑制制御部１１０５が、過電流しきい値ＩＣＴ１１０２とコンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）とを比較し、過電流抑制装置制御信号１１０４を出力する。コンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０２）より小さい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０４はオンとする。そうではなくてコンデンサ電流検出値ＩＣ（１１０３）が、過電流しきい値ＩＣＴ（１１０２）より大きい場合は、過電流抑制装置制御信号１１０４はオフとする。これにより過電流を抑制することができる。
【０１４５】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｄによれば、平滑コンデンサ４に直列にスイッチング素子と抵抗を並列接続した過電流抑制回路８０を設けたことにより、正常時はスイッチング素子をオンすることにより従来の平滑作用を実現し、過電流時はスイッチング素子をオフすることにより過電流を抑制することができ、これにより請求項１６と同様の効果を得ることができる。
【０１４６】
図３２に本発明の請求項２０に対応する実施形態を示す。
【０１４７】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅは、請求項１６に対応する実施形態から、単相ブリッジ回路６１のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタ回路を取り除いて構成したものである。
【０１４８】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｅによれば、請求項１６の構成と比較して、ＬＣフィルタ回路を構成する小型リアクトル、減衰抵抗、フィルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
【０１４９】
図３３に本発明の請求項２１に対応する実施形態を示す。
【０１５０】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆは、請求項１６に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサとを取り除いて構成したものである。
【０１５１】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｆによれば、請求項１６の構成と比較して、減衰抵抗とフィルタコンデンサ無しで、容易に装置を構成することができる。
【０１５２】
図３４に本発明の請求項２２に対応する実施形態を示す。
【０１５３】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇは、請求項１６に対応する実施形態から、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗を取り除いて構成したものである。
【０１５４】
本実施形態の高調波抑制制御装置５０Ｇによれば、請求項１６の構成と比較して、減衰抵抗無しで、容易に置を構成することができる。
【０１５５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、トランスの磁気飽和を抑制するとともに交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に抑制する直流リアクトル装置を提供することができ、また、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流リンク電圧を安定化する高調波抑制制御装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２】 同実施形態の直流リアクトル装置における３相全波整流電圧と平滑電圧の波形を示す図。
【図３】 同実施形態の直流リアクトル装置における補償電圧と直流電圧の波形を示す図。
【図４】 本発明の第２の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図５】 同実施形態の直流リアクトル装置における制御部の詳細な構成図。
【図６】 同実施形態の直流リアクトル装置における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図７】 同実施形態の直流リアクトル装置における直流電圧波形を示す図。
【図８】 本発明の第３の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図９】 本発明の第４の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１０】 本発明の第５の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１１】 本発明の第６の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１２】 本発明の第７の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１３】 本発明の第８の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１４】 本発明の第９の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１５】 本発明の第１０の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１６】 本発明の第１１の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１７】 本発明の第１２の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１８】 本発明の第１３の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図１９】 本発明の第１４の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２０】 本発明の第１５の請求項に対応する実施形態の直流リアクトル装置を示す回路図。
【図２１】 本発明の他の実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２２】 本発明の請求項１６に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図２３】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図２４】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図２５】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス４０［μＨ］である場合の直流電圧波形を示す図。
【図２６】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図２７】 本発明の請求項１６に対応する実施形態における系統インダクタンス２００［μＨ］である場合の直流電圧波形を示す図。
【図２８】 本発明の請求項１７に対応する実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図２９】 本発明の請求項１８に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３０】 本発明の請求項１９に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３１】 同実施形態における制御回路の詳細な構成図。
【図３２】 本発明の請求項２０に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３３】 本発明の請求項２１に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３４】 本発明の請求項２２に対応する実施形態の高周波抑制制御装置を示す回路図。
【図３５】 従来の直流リアクトル装置の一例を示す図。
【図３６】 従来の直流リアクトル装置における直流電圧と直流電流の波形を示す図。
【図３７】 従来の直流リアクトル装置における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図３８】 従来の直流リアクトル装置における直流電圧波形を示す図。
【図３９】 従来のＤＣＬ方式適用時において系統インダクタンス４０［μＨ］である場合における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図４０】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス４０［μＨ］である場合における直流電圧波形を示す図。
【図４１】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス２００［μＨ］である場合における交流電流波形と高調波分布を示す図。
【図４２】 従来の直流リアクトル装置おいて系統インダクタンス２００［μＨ］である場合における直流電圧波形を示す図。
【符号の説明】
１…３相交流電源電源
２…３相ブリッジ整流回路
４…平滑コンデンサ
５…負荷
６…系統インダクタンス
１０，１０Ａ〜１０Ｎ…直流リアクトル装置
１１…直流リアクトル
１２…直流リアクトル主巻線
１３…直流リアクトル鉄心
１４…直流リアクトル補助巻線
１５，１５Ａ〜１５Ｊ…電圧源
１６…制御回路
５０Ａ〜５０Ｇ…高周波抑制制御装置
５１…電圧源
５２…制御回路
６１，６１Ａ…単相ブリッジ回路
６２…小型リアクトル
６３…減衰抵抗
６４…フィルタコンデンサ
６５…ゲート駆動回路
６６，６６Ａ，６６Ｂ…制御回路
６７…電圧検出器
６８…電流検出器
６９…電圧検出器
７０…初期充電回路
７１…スイッチ
７２…抵抗
Claims (22)
- 交流電源を整流し平滑する整流平滑回路を構成する整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される直流リアクトル装置において、
直流リアクトルと、
この直流リアクトル鉄心に巻込まれた直流リアクトル補助巻線と、
この直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形を発生する電圧源と、
直流リアクトルの磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償するように前記電圧源を制御する制御手段と
を具備することを特徴とする直流リアクトル装置。 - 前記電圧源は、前記直流リアクトル補助巻線に接続したチョッパ回路から構成され、
前記制御手段は、
前記交流電源の交流線間電圧を検出する電圧検出回路と、
前記整流平滑回路の直流電流を検出する電流検出回路と、
前記電圧検出回路から入力した線間電圧信号から全波整流電圧信号を算出し、直流コンデンサ電圧指令値との差として算出される直流リップル補償電圧を直流リアクトル主巻線側のリップル補償電圧に換算し出力するリップル補償パタン発生部と、
前記電流検出回路から入力した直流電流検出値を用いて磁気飽和抑制制御を行い、前記リップル補償パタン発生部から入力したリップル補償電圧を加算し、リップル補償電圧指令値として出力する磁気飽和抑制制御部と、
リップル補償電圧指令値と正側キャリア発生部及び負側キャリア発生部が発生するキャリア信号に基づきＰＷＭ制御を行い前記電圧源に対してＰＷＭ波形の電圧を出力させるＰＷＭ制御部とから構成され、
前記制御手段は、前記補助巻線に対して直流リップルにより発生する直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きの電流を流す電圧を印加するように前記電圧源を制御することを特徴とする請求項１記載の直流リアクトル装置。 - 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記補助巻線に取り付けられ当該補助巻線に印加する電圧の極性を切り替えて前記補助巻線の双方向に電流が流れるようにするスイッチを備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記直流リアクトル鉄心の主磁束を減じる向きに電流が流れるように制御する別のチョッパ回路を備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記電圧源を直流リアクトル補助巻線に双方向に電流が流れるように制御するインバータ回路を備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記直流リアクトル補助巻線の各端子にそれぞれ接続した第１，第２のチョッパ回路と、直流電圧源とにより構成することを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、単相ブリッジ電圧型インバータ回路と直流電圧源とにより構成することを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記直流リアクトル補助巻線と前記第１，第２のチョッパ回路との間に挿入された、抵抗器と短絡器とから成る並列回路を具備することを特徴とする請求項６記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記直流リアクトルに代えて、直流の正側と負側とに分けて配置した主巻線を有する別の直流リアクトルを備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記全波整流回路又は前記平滑コンデンサの電圧を電源として動作するチョッパ回路を備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記全波整流回路又は前記平滑コンデンサの電圧を電源として動作するインバータ回路を備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源は、前記チョッパ回路に代えて、前記整流平滑回路の電圧を電源とするチョッパ回路と、前記直流リアクトル補助巻線と前記チョッパ回路の間に接続する抵抗器と短絡器とから成る並列回路とを備えることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記直流リアクトルに代えて、直流の正側と負側に分けて配置した直流リアクトル主巻線を有する別の直流リアクトルを備えると共に前記チョッパ回路は、前記平滑コンデンサの電圧を電源とすることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記電圧源がチョッパ回路又はインバータ回路であり、前記平滑コンデンサヘの通電回路として前記直流リアクトル補助巻線に追加した別の直流リアクトル補助巻線及びダイオードを設けたことを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 前記平滑コンデンサは、直列に分離し複数の平滑コンデンサからなることを特徴とする請求項２記載の直流リアクトル装置。
- 交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 過電流閾値と直流電流値を比較することにより過電流状態を検出し過電流制御信号を出力する過電流判定回路と、
過電流制御信号とＰＷＭ制御部の出力であるスイッチング指令信号を入力し論理ゲートにより単相ブリッジ回路の両下アームを常時オン又はオフとし両上アームを常時オフ又は オンに制御することにより過電流保護を行う過電流保護回路と
を具備することを特徴とする請求請１６記載の高調波抑制制御回路。 - 前記単相ブリッジ回路における両方の上アーム又は下アームが複数のスイッチング素子を並列接続して構成されたことを特徴とする請求請１６記載の高調波抑制制御回路。
- 前記平滑コンデンサに直列に接続したスイッチング素子と抵抗とを並列接続して成る過電流抑制装置と、
前記平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出器と、
正常時は前記スイッチング素子を常時オン状態にしておき過電流検出時に前記スイッチング素子をオフすることにより過電流を抑制する過電流抑制部と
を具備することを特徴とする請求請１６記載の高調波抑制制御装置。 - 流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路に流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するフィルタを構成する小型リアクトルと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、
ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、
前記交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、
前記小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、
この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と
を具備することを特徴とする高調波抑制制御装置。
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