JP2005204429A - 高周波抑制制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流電圧を安定化し、かつ装置を過電圧状態から保護する。
【解決手段】三相交流電源1に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路3とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサ5との間に接続され任意の電圧波形を発生することが可能な電圧源9と、整流電圧のリップルを補償するように電圧源を制御する制御回路10と、電圧源が過電圧状態になった場合に制御回路からの信号により三相交流電源から三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路8とを備えている。
【選択図】 図1
【解決手段】三相交流電源1に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路3とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサ5との間に接続され任意の電圧波形を発生することが可能な電圧源9と、整流電圧のリップルを補償するように電圧源を制御する制御回路10と、電圧源が過電圧状態になった場合に制御回路からの信号により三相交流電源から三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路8とを備えている。
【選択図】 図1
Description
本発明は三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路に組込まれ、ピーク電流と高調波電流を抑制する高調波抑制制御装置に関する。
従来の高調波抑制装置としては、直流リアクトル鉄心に巻線を巻いただけの単純な直流リアクトル(DCL)が実用に供されている。
図15に高調波抑制装置として直流リアクトル(DCL)を用いた整流平滑回路の構成を示す。三相交流電源1から供給された三相交流電圧は系統インダクタンス2を介して三相ブリッジ整流回路3へ入力される。三相ブリッジ整流回路3は入力された三相交流電圧を整流して、直流リアクトル(DCL)4、平滑コンデンサ5を介して負荷6へ供給する。
したがって、三相ブリッジ整流回路3と直流リアクトル(DCL)4と平滑コンデンサ5とからなる整流平滑回路は、三相交流電源1が発生する三相交流電圧を整流・平滑し、負荷6に対して直流電力として供給する。
三相ブリッジ整流回路3は、三相交流電源1から供給された三相交流電圧を整流し、電源周波数fの6倍の周波数のリップルを含む三相全波整流電圧Vrecを直流側に出力する。この時の、平滑コンデンサ5に印加される平滑コンデンサ電圧Vcの波形を図16(a)に示し、直流リアクトル(DCL)4に流れる直流電流Idcの波形を図16(b)に示示す。
また、図17(a)に系統インダクタンス2が40[μH]時の三相交流電源1から供給された交流電流の交流電流波形を示す。図17(b)にこの交流電流波形をフーリエ解析した結果を示す。交流電流Iuのピーク値は73.1[A]であり、全調波歪THDは84.6[%]である。また、この時の平滑コンデンサ5の平滑コンデンサ電圧Vc(直流電圧)は、図18に示すように、269.3±10.0[V]であり、±3.9[%]の変動を示している。
一方、図19(a)に系統インダクタンス2が200[μH]時の三相交流電源1から供給された交流電流の交流電流波形を示す。図19(b)にこの交流電流波形をフーリエ解析した結果を示す。交流電流Iuのピーク値は53.6[A]であり、全調波歪THDは53.6[%]である。また、この時の平滑コンデンサ5の平滑コンデンサ電圧Vc(直流電圧)は、図20に示すように、264.4±5.8[V]であり、±2.2[%]の変動を示している。
このように、直流リアクトル(DCL)4のみを採用した従来の高調波抑制装置においては、この直流リアクトル(DCL)4を通過する電流Idcがすべて直流リアクトル(DCL)4の鉄心の励磁電流となるため、磁気飽和しやすく、これを避けるために鉄心断面積を大きく作る必要があった。しかし、鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くことになり、一般には、十分な大きさの断面積を有した鉄心を採用することはない。
また、鉄心断面積を制限すると電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる。
また、磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
さらに、直流リアクトル(DCL)4のみを採用した従来の高調波抑制装置においては、制御機能が全く無いため、交流側の高調波電流が多く残存し、図19(a)に示すように、全調波歪THDも54[%]程度までしか改善されていなかった。
また、磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。
さらに、直流リアクトル(DCL)4のみを採用した従来の高調波抑制装置においては、制御機能が全く無いため、交流側の高調波電流が多く残存し、図19(a)に示すように、全調波歪THDも54[%]程度までしか改善されていなかった。
さらに、直流リアクトル(DCL)4のインダクタンス値を単に大きくするだけであると、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に伴い入力電流が急変しないため、平滑コンデンサ5の端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
なお、交流側の高調波電流を抑制するだけであれば、特許文献1に記載されたように、スイッチング素子による制御機能を有する三相整流装置を適用すればよいが、スイッチング素子のコストが高いため装置のコストがアップしてしまう。
また直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や高調波は抑制することができるが、しかし、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を高くすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
また、直流リアクトルに補助巻線を設け、この補助巻線に直流リップルを補償するように電圧を印加する手法も特許文献2に提唱されている。しかし、この直流リアクトルの補助巻線に電圧を印加する手法においても、過大な直流リップル発生した場合における保護対策が講じていない。
特開平9−182441号公報
特開2002―272113号公報
このように、従来の直流リアクトルを採用した高調波抑制装置においては、電流ピークの抑制、高周波電流の低減、出力される直流電圧の安定性、過大リップル発生に対する装置の安全性にまだ改良の余地があった。
本発明はこの事情に鑑みてなされたものであり、従来の直流リアクトルが組込まれた高調波抑制装置に比較して、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、出力される直流電圧を安定化し、かつ装置を過電圧状態から保護する高調波抑制制御装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため本発明の高調波抑制制御装置は、三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され任意の電圧波形を発生することが可能な電圧源と、整流電圧のリップルを補償するように電圧源を制御する制御回路と、電圧源が過電圧状態になった場合に制御回路からの信号により三相交流電源から三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路とを備えている。
このように構成された高調波抑制制御装置においては、電圧源は任意の電圧を発生することが可能である。そして、制御回路は、三相ブリッジ整流回路から直流側へ出力される整流電圧の直流リップルを補償する補償電圧指令信号を生成し電圧源に出力する。これにより電圧源は直流リップルを打消す波形の電圧を出力するので、平滑コンデンサ側へ供給される整流電圧(直流電圧)に含まれる直流リップルが抑制される。
また、制御回路は電圧源が発生する電圧がしきい値を超えて過電圧状態になった場合、遮断回路に対して遮断信号を出力する。遮断回路は遮断信号を受信すると、三相交流電源から三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する。よって、高調波抑制制御装置が過電圧状態から保護される。
また、別の発明の高調波抑制制御装置においては、三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、この単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去する、小型リアクトルとフィルタコンデンサとで構成されたLCフィルタ回路と、PWMスイッチングにより発生する高周波を低減する減衰抵抗と、三相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、三相ブリッジ整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきPWM制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、この制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき前記単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧がしきい値を超えた場合に通電することによりコンデンサを過電圧状態から保護する過電圧保護回路と、検出された単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に制御回路からの遮断信号により三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路とを備えている。
このように構成された高調波抑制制御装置においては、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路が組込まれている。さらに、この単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去する、小型リアクトルとフィルタコンデンサとで構成されたLCフィルタ回路と、PWMスイッチングにより発生する高周波を低減する減衰抵抗とが組込まれている。
したがって、先の発明の高調波抑制制御装置と同様に、三相ブリッジ整流回路から単相ブリッジ回路を介して平滑コンデンサ側へ供給される整流電圧(直流電圧)に含まれる直流リップルが抑制される。
さらに、単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に三相交流電源から三相ブリッジ整流回路へ供給される電流が遮断されるので、高調波抑制制御装置が過電圧状態から保護される。
また、別の発明は、上述した発明の高調波抑制制御装置において、制御回路は、電流検出器で検出された直流電流が予め定められた過電流しきい値を超えると、過電流制御信号を出力する過電流判定回路と、PWM制御の出力である各スイッチング指令信号の信号路に介挿され、過電流判定回路から出力された過電流制御信号に応じて、単相ブリッジ回路の両下アームの各スイッチング素子を常時オン(又はオフ)とし両上アームの各スイッチング素子を常時オフ(又はオン)に制御することにより単相ブリッジ回路の過電流保護を行う複数の論理ゲートとを備えている。
このように構成された高調波抑制制御装置においては、三相交流電源の系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生する場合のような過渡状態においても、高調波抑制制御装置を保護することができるので、この高調波抑制制御装置が組込まれたシステム全体の信頼性を改善することができる。
また、別の発明は、上述した発明の高調波抑制制御装置において、単相ブリッジ回路における過電流保護を行う両下アーム又は両上アームは、互いに並列接続された複数のスイッチング素子により構成されている。
このように構成された高調波抑制制御装置においては、単相ブリッジ回路を電流容量の小さい複数のスイッチング素子を組合せることにて構成でき、低コストでありながら、信頼性の高い高調波抑制制御装置を得ることが可能となる。
また、別の発明は、上述した発明の高調波抑制制御装置において、平滑コンデンサに直列に接続され、スイッチング素子と抵抗とが並列接続された過電流抑制回路と、平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出器と、正常時は過電流抑制回路のスイッチング素子を常時オン状態にしておき、平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出器が過電流を検出した異常時に過電流抑制回路のスイッチング素子をオフすることにより平滑コンデンサの過電流を抑制する過電流抑制制御部と備えている。
このように構成された高調波抑制制御装置においては、平滑コンデンサに流れる電流が過電流しきい値より大きい場合は、過電流抑制回路がオフして、平滑コンデンサに流れる電流が自動的に抑制されるので、平滑コンデンサを過電流から保護できる。
また、別の発明の高調波抑制制御装置は、上述した発明の高調波抑制制御装置における、単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するためのLCフィルタ回路と、減衰抵抗とが除去されている。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
また、別の発明の高調波抑制制御装置は、上述した発明の高調波抑制制御装置における、単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するためのLCフィルタ回路におけるフィルタコンデンサと、減衰抵抗とが除去されている。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
また、別の発明の高調波抑制制御装置は、上述した発明の高調波抑制制御装置における、単相ブリッジ回路におけるPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するための減衰抵抗が除去されている。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
このように構成された高調波抑制制御装置においても、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置を容易に構成することができる。
本発明の高調波抑制制御装置によれば、三相ブリッジ整流回路の整流電圧のリップルを補償する電圧源又は単相ブリッジ回路と、電圧源又は単相ブリッジ回路が過電圧状態になったとき、供給されている三相交流を遮断する遮断回路を設けている。
したがって、従来の直流リアクトルが組込まれた高調波抑制装置に比較して、交流電源側の電流ピークと高調波電流を大幅に低減するとともに、直流電圧を安定化でき、かつ、過大リップル発生に対する装置の安全性を大幅に向上できる。
以下、本発明の各実施形態を図面を用いて説明する。
(第1実施形態)
図1は本発明の第1実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図15に示す従来の高調波抑制装置が組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を週略する。
図1は本発明の第1実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図15に示す従来の高調波抑制装置が組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を週略する。
三相交流電源1から供給された三相交流電圧は系統インダクタンス2及び高調波抑制制御装置7の遮断回路8を介して三相ブリッジ整流回路3へ入力される。三相ブリッジ整流回路3は入力された三相交流電圧を整流して、高調波抑制制御装置7の電圧源9、平滑コンデンサ5を介して負荷6へ供給する。そして、高調波抑制制御装置7は、電圧源9、制御回路10、及び遮断回路8で構成されている。
電圧源9は任意の電圧を発生することが可能である。制御回路10は、三相ブリッジ整流回路3から直流側へ出力される整流電圧の直流リップルを補償する補償電圧指令信号を生成し電圧源9に出力する。これにより電圧源9は直流リップルを打消す波形の電圧を出力するので、平滑コンデンサ5側へ供給される整流電圧(直流電圧)に含まれる直流リップルが抑制される。これにより平滑コンデンサ5の容量を低く選ぶことが可能となり、システムの小型・低価格化が可能となる。
また制御回路10は電圧源9が発生する電圧がしきい値を超えて過電圧状態になった場合、遮断回路8に対して遮断信号を出力する。遮断回路8は遮断信号を受信すると、三相交流電源1から三相ブリッジ整流回路3へ供給される電流を遮断する。よって、高調波抑制制御装置7が過電圧状態から保護される。
(第2実施形態)
図2は本発明の第2実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図1に示す第1実施形態の高調波抑制制御装置7が組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を週略する。
図2は本発明の第2実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図1に示す第1実施形態の高調波抑制制御装置7が組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を週略する。
この第2実施形態の高調波抑制制御装置7aは、三相交流電源1に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流器3と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサ5との間に接続されている。高調波抑制制御装置7aの主回路は、単相ブリッジ回路11と、この単相ブリッジ回路11のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するためのLCフィルタ回路15と、同じく高調波を除去するための減衰抵抗12と、系統インダクタンス2と三相ブリッジ整流器3の間に接続された遮断回路8とから構成される。
単相ブリッジ回路11は、コンデンサ16と、このコンデンサ16に並列接続されブリッジを構成する4個のスイッチング素子17と、コンデンサ16に並列接続された過電圧保護回路18とで構成される。LCフィルタ回路15は、単相ブリッジ回路11に並列に接続された小型リアクトル13とフィルタコンデンサ14とで構成されている。
一方の電圧検出器19は三相交流電源1の交流電圧の線間電圧を検出して制御回路10aへ出力する。他方の電圧検出器20は単相ブリッジ回路11のコンデンサ16のコンデンサ電圧を検出して制御回路10aへ出力する。電流検出器21は小型リアクトル13に流れ込む電流を検出して制御回路10aへ出力する。
過電圧保護回路18は、コンデンサ16の電圧がしきい値を超えた場合に通電することにより、コンデンサ16及び単相ブリッジ回路11を過電圧状態から保護する。
制御回路10aは、検出したコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合は遮断回路8に対して遮断信号を出力し、三相交流電源1から三相ブリッジ整流回路3へ供給される電流を遮断する。また、制御回路10aは、ゲート駆動回路22を介して単相ブリッジ回路11の各スイッチング素子17をオン・オフ制御する。
さらに、三相ブリッジ整流器3と小型リアクトル13との間に、初期充電回路23が介挿されている。
図3は制御回路10aの詳細構成図である。
この制御回路10aは、図示するように、リップル補償パタン発生部24と、電流制御部25と、コンデンサ電圧制御部26と、PWM制御部27とで構成される。
この制御回路10aは、図示するように、リップル補償パタン発生部24と、電流制御部25と、コンデンサ電圧制御部26と、PWM制御部27とで構成される。
リップル補償パタン発生部24は、直流電圧指令値Vc*と電圧検出器19から入力した系統の線間電圧信号から、演算により算出された直流電圧演算値EPNを減算し、偏差量を算出する。そして、リップル補償パタン発生部24は、この偏差量に直流電圧制御ゲインG1を乗算することによりリップル補償パタンを生成する。
電流制御部25は、直流電流指令値IL*から電流検出器21から入力した直流電流検出値ILを減算し、ハイパスフィルタにより高調波成分の補償量を算出し、これに比例ゲインG2を乗算することにより、高調波電流補償量を生成する。
コンデンサ電圧制御部26において、コンデンサ電圧指令値VCA *からコンデンサ電圧検出値VCAを減算し偏差量を算出する。比例制御部28において偏差量に比例ゲインG3を乗算する。積分制御部29は偏差量に積分ゲインG4を乗算し積分する。比例制御部28の出力と積分制御部29の出力とを加算し、コンデンサ電圧補償量を生成する。
リップル補償パタンと高調波電流補償量とコンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信号として、PWM制御部27に対して出力される。
PWM制御部27において、比較部30は電圧指令信号と電圧指令とキャリヤ信号発生部31から入力したキャリヤ信号とを比較し、PWM指令信号をゲート駆動回路22に対して出力する。
ゲート駆動回路22は、制御回路10aのPWM制御部27から入力したPWM指令信号に基づき単相ブリッジ回路11の各スイッチング素子17(S1、S2、S3、S4)をオン・オフするスイッチング指令信号を生成して各スイッチング素子17へ出力する。
このように構成された第2実施形態の高周波抑制制御装置の特徴を説明する。
図4(a)に系統インダクタンス2が40[μH]の場合における三相交流電源1から供給された交流電流の交流電流波形を示す。図4(b)にこの交流電流波形をフーリエ解析した結果を示す。全調波歪THDは30.3[%]であり、図17(a)に示した従来の直流リアクトル(DCL)を適用した場合の1/3以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、38.3[A]であり、図17(a)に示した従来のDCL方式の場合の1/2に抑制されている。
図4(a)に系統インダクタンス2が40[μH]の場合における三相交流電源1から供給された交流電流の交流電流波形を示す。図4(b)にこの交流電流波形をフーリエ解析した結果を示す。全調波歪THDは30.3[%]であり、図17(a)に示した従来の直流リアクトル(DCL)を適用した場合の1/3以下に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、38.3[A]であり、図17(a)に示した従来のDCL方式の場合の1/2に抑制されている。
図5はこの場合の平滑コンデンサ5の直流電圧波形である。平滑コンデンサ電圧Vc(直流電圧)は0.3[%]の変動を示している。図18に示す従来のDCLを適用した場合に比較して直流電圧変動を1/10以下に抑制している。
図6(a)に系統インダクタンス2が200[μH]の場合における三相交流電源1から供給された交流電流の交流電流波形を示す。図6(b)にこの交流電流波形をフーリエ解析した結果を示す。全調波歪THDは27.9[%]であり、図19(a)に示す従来のDCLを適用した場合の1/2に低減している。またこの場合の電流ピーク値は、25.7[A]であり、図19(a)に示す従来のDCL方式の場合の2/3に抑制されている。
図7はこの場合の平滑コンデンサ5の直流電圧波形である。平滑コンデンサ電圧Vc(直流電圧)は0.2[%]の変動を示している。図20に示した従来のDCLを適用した場合に比較して直流電圧変動を1/15に抑制している。
(第3実施形態)
図8は本発明の第3実施形態の高調波抑制制御装置に組込まれた制御回路10bの詳細構成図である。図3に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aに組込まれた制御回路10aと同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。また、高調波抑制制御装置を含む整流平滑回路の全体構成は図3に示す第2実施形態の整流平滑回路とほぼ同じである。
図8は本発明の第3実施形態の高調波抑制制御装置に組込まれた制御回路10bの詳細構成図である。図3に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aに組込まれた制御回路10aと同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。また、高調波抑制制御装置を含む整流平滑回路の全体構成は図3に示す第2実施形態の整流平滑回路とほぼ同じである。
この第3実施形態の高調波抑制制御装置に組込まれた制御回路10bにおいては、過電流判定回路32と、複数のANDゲート33a、33bと、複数のORゲート34a、34bとが組込まれている。
過電流保護回路32には予め設定された過電流しきい値ILTと電流検出器21で検出された直流電流検出値ILとが入力される。そして、過電流保護回路32は、直流電流検出値ILが過電流しきい値ILT未満の場合は、各ANDゲート33a(C1)、33b(C3)にはHレベルを出力し、各ORゲート34a(C2)、34b(C4)にはLレベルを出力する。一方、直流電流検出値ILが過電流しきい値ILT以上の場合は、各ANDゲート33a(C1)、33b(C3)にはLレベルを出力し、各ORゲート34a(C2)、34b(C4)にはHレベルを出力する。
PWM制御部27の各スイッチング素子17(S1、S2、S3、S4)への各スイッチング指令信号は、各ANDゲート33a、33bと各ORゲート34a、34bにより、過電流保護部32からの各の出力C1〜C4と論理演算処理をされる。
過電流状態でない場合は、各論理ゲート33a〜34bは、PWM制御部27の各スイッチング指令信号を各スイッチング素子17(S1、S2、S3、S4)へ出力する。
一方、過電流状態の場合は、各論理ゲート33a〜34bは、単相ブリッジ回路11の両方の上アームのスイッチング素子17(S1、S3)をオフし、両方の下アームのスイッチング素子17(S2、S4)をオンする。この結果、過電流時の突入電流は、下アームのみを通電することになり、スイッチング素子17の電流容量を適切に選択することにより、過電流保護を行うことが可能となる。
この場合、単相ブリッジ回路11の両方の上アームをオフし、両方の下アームをオンしたが、逆に両方の上アームをオンし、両方の下アームをオフしてもよい。
このように構成された第3実施形態の高調波抑制制御装置においては、定常時は先に説明した第2実施形態の高調波抑制制御装置と同様の効果を得ることができるとともに、三相交流電源1の系統の瞬停、再投入時に突入過電流が発生する場合のような過渡状態においても、高調波抑制制御装置を保護することができるので、この高調波抑制制御装置が組込まれたシステム全体の信頼性を改善することができる。
(第4実施形態)
図9は本発明の第4実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
図9は本発明の第4実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
この第4実施形態の高調波抑制制御装置7bにおいては、単相ブリッジ回路11において過電流保護を行う両下アームを、互いに並列接続された複数のスイッチング素子17、17a(S4、S3)により構成している。これにより電流容量の小さい複数のスイッチング素子17、17aを組合せることにより、低コストでありながら、信頼性の高い高調波抑制制御装置7bを構成することが可能となる。また過電流の大きさに応じて柔軟に保護システムを構築することが可能となる。
なお、図9においては、単相ブリッジ回路11の両下アームを互いに並列接続された複数のスイッチング素子17、17a(S4、S3)により構成したが、単相ブリッジ回路11の両上アームを互いに並列接続された複数のスイッチング素子17、17a(S1、S2)により構成することも可能である。
(第5実施形態)
図10は本発明の第5実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
図10は本発明の第5実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
この第4実施形態の高調波抑制制御装置7cにおいては、平滑コンデンサ5に直列に、スイッチング素子と抵抗を並列接続した過電流抑制回路35が接続されている。さらに、この平滑コンデンサ5に流れる電流ICを検出する電流検出器36が設けられている。
図11はこの第5実施形態の高調波抑制制御装置7cに組込まれた制御回路10cの詳細構成図である。図3に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aに組込まれた制御回路10aと同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。
この第5実施形態の高調波抑制制御装置に組込まれた制御回路10cにおいては、過電流抑制制御部37が組込まれている。この過電流抑制制御部37は、電流検出器36で検出された平滑コンデンサ5に流れる電流ICが予め定められた過電流しきい値ICTよりより小さい場合は、過電流抑制回路35へ「オン」の過電流抑制信号を送出する。
逆に、過電流抑制制御部37は、電流検出器36で検出された平滑コンデンサ5に流れる電流ICが予め定められた過電流しきい値ICTよりより大きい場合は、過電流抑制回路35へ「オフ」の過電流抑制信号を送出する。
このように、平滑コンデンサ5に流れる電流ICが過電流しきい値ICTよりより大きい場合は、過電流抑制回路35が「オフ」して、平滑コンデンサ5に流れる電流ICが自動的に抑制されるので、平滑コンデンサ5を過電流から保護できる。
(第6実施形態)
図12は本発明の第6実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
図12は本発明の第6実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
この第6実施形態の高調波抑制制御装置7dにおいては、図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aから、単相ブリッジ回路11のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するためのLCフィルタ回路15と、減衰抵抗12とが除去されている。
このように構成された第6実施形態の高調波抑制制御装置7dにおいては、減衰抵抗12、及びLCフィルタ回路15を構成する小型リアクトル13とフィルタコンデンサ14が組込まれていないが、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置7dを容易に構成することができる。
(第7実施形態)
図13は本発明の第7実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
図13は本発明の第7実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
この第7実施形態の高調波抑制制御装置7eにおいては、図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aから、単相ブリッジ回路11のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するためのLCフィルタ回路15におけるフィルタコンデンサ14と、減衰抵抗12とが除去されている。そして、小型リアクトル13のみが残されている。
このように構成された第7実施形態の高調波抑制制御装置7eにおいては、減衰抵抗12、及びLCフィルタ回路15を構成するフィルタコンデンサ14が組込まれていないが、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置7dを容易に構成することができる。
(第8実施形態)
図14は本発明の第8実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
図14は本発明の第8実施形態の高調波抑制制御装置が組込まれた整流平滑回路の概略構成を示す模式図である。図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aが組込まれた整流平滑回路と同一部分には同一符号を付して重複する部分の説明を省略する。
この第8実施形態の高調波抑制制御装置7fにおいては、図2に示す第2実施形態の高調波抑制制御装置7aから、単相ブリッジ回路11のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去するための減衰抵抗12が除去されている。そして、小型リアクトル13とフィルタコンデンサ14とで構成されたLCフィルタ回路15のみが残されている。
このように構成された第8実施形態の高調波抑制制御装置7fにおいては、減衰抵抗12が組込まれていないが、高調波を十分抑制すことが可能であるので、高調波抑制制御装置7fを容易に構成することができる。
1…三相交流電源、2…系統インダクタンス、3…三相ブリッジ整流回路、5…平滑コンデンサ、6…負荷、7,7a,7b,7c,7d,7e,7f…高調波抑制制御装置、8…遮断回路、9…電圧源、10,10a,10b,10c…制御回路、11…単相ブリッジ回路、12…減衰抵抗、13…小型リアクトル、14…フィルタコンデンサ、15…LCフィルタ回路、16…コンデンサ、17,17a…スイッチング素子、18…過電圧保護回路、19,20…電圧検出器、21,36…電流検出器、22…ゲート駆動回路、23…初期充電回路、24…リップル補償パタン発生部、25…電流制御部、26…コンデンサ電圧制御部、27…PWM制御部、30…比較部、31…キャリヤ信号発生部、32…過電流判定回路、33a,33b…ANDゲート、34a,34…ORゲート、35…過電流抑制回路、37…過電流抑制制御部
Claims (8)
- 三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され任意の電圧波形を発生することが可能な電圧源と、
前記整流電圧のリップルを補償するように前記電圧源を制御する制御回路と、
電圧源が過電圧状態になった場合に制御回路からの信号により前記三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路と
を備えたことを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され前記整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去する、小型リアクトルとフィルタコンデンサとで構成されたLCフィルタ回路と、
前記PWMスイッチングにより発生する高周波を低減する減衰抵抗と、
前記三相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記三相ブリッジ整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきPWM制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、
この制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき前記単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧がしきい値を超えた場合に通電することによりコンデンサを過電圧状態から保護する過電圧保護回路と、
前記検出された単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に前記制御回路からの遮断信号により前記三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路と
を備えたことを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 前記制御回路は、
前記電流検出器で検出された直流電流が予め定められた過電流しきい値を超えると、過電流制御信号を出力する過電流判定回路と、
前記PWM制御の出力である各スイッチング指令信号の信号路に介挿され、前記過電流判定回路から出力された過電流制御信号に応じて、前記単相ブリッジ回路の両下アームの各スイッチング素子を常時オン(又はオフ)とし両上アームの各スイッチング素子を常時オフ(又はオン)に制御することにより前記単相ブリッジ回路の過電流保護を行う複数の論理ゲートと
を備えたことを特徴とする請求項2記載の高調波抑制制御装置。 - 前記単相ブリッジ回路における過電流保護を行う両下アーム又は両上アームは、互いに並列接続された複数のスイッチング素子により構成されていることを特徴とする請求項2記載の高調波抑制制御装置。
- 前記平滑コンデンサに直列に接続され、スイッチング素子と抵抗とが並列接続された過電流抑制回路と、
前記平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出器と、
正常時は前記過電流抑制回路のスイッチング素子を常時オン状態にしておき、前記平滑コンデンサに流入する電流を検出する電流検出器が過電流を検出した異常時に前記過電流抑制回路のスイッチング素子をオフすることにより前記平滑コンデンサの過電流を抑制する過電流抑制制御部と
備えたことを特徴とする請求項2記載の高調波抑制制御装置。 - 三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され前記整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
前記三相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記三相ブリッジ整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきPWM制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、
この制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき前記単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧がしきい値を超えた場合に通電することによりコンデンサを過電圧状態から保護する過電圧保護回路と、
前記検出された単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に前記制御回路からの遮断信号により前記三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路と
を備えたことを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され前記整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去する小型リアクトルと、
前記三相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記三相ブリッジ整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきPWM制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、
この制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき前記単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧がしきい値を超えた場合に通電することによりコンデンサを過電圧状態から保護する過電圧保護回路と、
前記検出された単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に前記制御回路からの遮断信号により前記三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路と
を備えたことを特徴とする高調波抑制制御装置。 - 三相交流電源に接続され交流電圧を整流する三相ブリッジ整流回路とこの三相ブリッジ整流回路の整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続され、コンデンサと複数のスイッチング素子から構成され前記整流電圧のリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、
この単相ブリッジ回路のPWMスイッチングにより発生する高調波を除去する、小型リアクトルとフィルタコンデンサとで構成されたLCフィルタ回路と、
前記三相交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記三相ブリッジ整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出器と、
検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきPWM制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、
この制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき前記単相ブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、
前記単相ブリッジ回路のコンデンサの電圧がしきい値を超えた場合に通電することによりコンデンサを過電圧状態から保護する過電圧保護回路と、
前記検出された単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧がしきい値を超えた場合に前記制御回路からの遮断信号により前記三相交流電源から前記三相ブリッジ整流回路へ供給される電流を遮断する遮断回路と
を備えたことを特徴とする高調波抑制制御装置。
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