JP3226077B2 - 多重化整流装置 - Google Patents
多重化整流装置Info
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- JP3226077B2 JP3226077B2 JP21577894A JP21577894A JP3226077B2 JP 3226077 B2 JP3226077 B2 JP 3226077B2 JP 21577894 A JP21577894 A JP 21577894A JP 21577894 A JP21577894 A JP 21577894A JP 3226077 B2 JP3226077 B2 JP 3226077B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無停電電源装置用イン
バータやＶＶＶＦインバータなど大容量のインバータ装
置の順変換直流電源部の入力電流に、高調波の無い正弦
波状の電流を供給し得る電力変換器の構成法に関するも
のである。
バータやＶＶＶＦインバータなど大容量のインバータ装
置の順変換直流電源部の入力電流に、高調波の無い正弦
波状の電流を供給し得る電力変換器の構成法に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】近年の半導体応用の変換装置の普及に伴
い、これらの装置から発生する高調波電流による系統に
併設される他の機器に及ぼす高調波の影響が増加してき
た。特に、コンピュータや計装用などの瞬時の停電も許
されないＵＰＳ（無停電電源装置）やボンプ駆動用など
大容量の負荷装置では、その順変換部の直流流電源に流
入する電流の高調波分の絶対値も大きい。
い、これらの装置から発生する高調波電流による系統に
併設される他の機器に及ぼす高調波の影響が増加してき
た。特に、コンピュータや計装用などの瞬時の停電も許
されないＵＰＳ（無停電電源装置）やボンプ駆動用など
大容量の負荷装置では、その順変換部の直流流電源に流
入する電流の高調波分の絶対値も大きい。
【０００３】これら、大容量の装置の順変換部には、一
般に高調波電流成分の少ない１２ステップの多重変圧器
を用いた方式が採用されている。しかし、この方式じは
５次及び７次の低次の高調波電流成分は打ち消される
が、１１次、１３次及びその高次の高調波は残るので、
電源側の電流には１０％程度の高調波電流成分が含まれ
ている。
般に高調波電流成分の少ない１２ステップの多重変圧器
を用いた方式が採用されている。しかし、この方式じは
５次及び７次の低次の高調波電流成分は打ち消される
が、１１次、１３次及びその高次の高調波は残るので、
電源側の電流には１０％程度の高調波電流成分が含まれ
ている。
【０００４】図３は、この種１２ステップの多重変圧器
を用いた方式に、その高調波電流を抑制するアクティブ
フィルタを適用した場合のシステム構成を示す。１は系
統電源、２は系統のインピーダンス、５１及び５２はダ
イオード整流器からなる２台の順変換器６３及び６４の
入力電流の位相をずらして多重化するための二次巻線が
星形及び三角結線からなる変圧器、６１及び６２は前記
整流器の入力電流のピーク電流を抑制する交流リアクト
ル、６５及び６６は整流器の出力電圧を平滑化するため
のコンデンサ、６７はこの順変換器の負荷となるインバ
ータなどを表した負荷抵抗である。変圧器５１と、リア
クトル６１から負荷抵抗６７までの一点鎖線で囲んだ部
分６０とが、高調波を発生する補償対象の負荷である。
を用いた方式に、その高調波電流を抑制するアクティブ
フィルタを適用した場合のシステム構成を示す。１は系
統電源、２は系統のインピーダンス、５１及び５２はダ
イオード整流器からなる２台の順変換器６３及び６４の
入力電流の位相をずらして多重化するための二次巻線が
星形及び三角結線からなる変圧器、６１及び６２は前記
整流器の入力電流のピーク電流を抑制する交流リアクト
ル、６５及び６６は整流器の出力電圧を平滑化するため
のコンデンサ、６７はこの順変換器の負荷となるインバ
ータなどを表した負荷抵抗である。変圧器５１と、リア
クトル６１から負荷抵抗６７までの一点鎖線で囲んだ部
分６０とが、高調波を発生する補償対象の負荷である。
【０００５】一般にアクティブフィルタ装置８０は、高
調波電流が流れる負荷６０と並列に接続して電流検出器
４１で検出した電流より、その高調波電流と逆位相の電
流を発生して電源系統に注入し高調波電流を抑制する
が、整流器６３及び６４の直流側に直流リアクトルを適
用しコンデンサ６５及び６６を有しない電流形の順変換
器に対しては非常に有効であるけれども、上記コンデン
サ入力形ダイオード整流器に対して適用する場合には、
アクティブフィルタの注入点の電源側の電流はある程度
改善されるが、補償する注入電流の一部が高調波に対す
るインピーダンスの低い整流器側に流れてその効果を低
減したり、アクティブフィルタを接続することによって
系統側のインピーダンスが除去され、却って整流器負荷
のピーク電流が大きくなるなどの問題があった。この場
合、交流リアクトル６１及び６２のインピーダンスをあ
る程度大きくしておけばその影響は少なくなるが、その
電圧降下も大きくなり、出力が低下するなどの問題もあ
った。
調波電流が流れる負荷６０と並列に接続して電流検出器
４１で検出した電流より、その高調波電流と逆位相の電
流を発生して電源系統に注入し高調波電流を抑制する
が、整流器６３及び６４の直流側に直流リアクトルを適
用しコンデンサ６５及び６６を有しない電流形の順変換
器に対しては非常に有効であるけれども、上記コンデン
サ入力形ダイオード整流器に対して適用する場合には、
アクティブフィルタの注入点の電源側の電流はある程度
改善されるが、補償する注入電流の一部が高調波に対す
るインピーダンスの低い整流器側に流れてその効果を低
減したり、アクティブフィルタを接続することによって
系統側のインピーダンスが除去され、却って整流器負荷
のピーク電流が大きくなるなどの問題があった。この場
合、交流リアクトル６１及び６２のインピーダンスをあ
る程度大きくしておけばその影響は少なくなるが、その
電圧降下も大きくなり、出力が低下するなどの問題もあ
った。
【０００６】図４は、順変換器部の整流器と逆並列に高
速スイッチング素子のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ
トランジスタ）を適用して、ＰＷＭ（パルス幅変調）制
御によりその入力電流を制御装置７３及び７４により正
弦波状に制御するＰＷＭ変換器７１及び７２を採用した
他の従来例を示す。制御装置７３及び７４により制御さ
れるＰＷＭ変換器７１及び７２と、電流検出器４２及び
４３と、直流コンデンサ６５及び６６、及び抵抗負荷６
７とで、一点鎖線で示されるＰＷＭコンバータ７０を構
成している。その他、図３と同じ符号は、同じ機能の構
成要素である。
速スイッチング素子のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ
トランジスタ）を適用して、ＰＷＭ（パルス幅変調）制
御によりその入力電流を制御装置７３及び７４により正
弦波状に制御するＰＷＭ変換器７１及び７２を採用した
他の従来例を示す。制御装置７３及び７４により制御さ
れるＰＷＭ変換器７１及び７２と、電流検出器４２及び
４３と、直流コンデンサ６５及び６６、及び抵抗負荷６
７とで、一点鎖線で示されるＰＷＭコンバータ７０を構
成している。その他、図３と同じ符号は、同じ機能の構
成要素である。
【０００７】この方式では、負荷に供給する大電力を直
流に変換する際に、ＰＷＭ制御により変換器入力電流を
高速スイッチングにより電力変換を行っているので、Ｐ
ＷＭ変換器７１及び７２を構成するスイッチング素子の
ＩＧＢＴやコンデンサなどに高調波特性の優れた構成部
品を適用したり、制御回路７４と呼び７５を構成する電
子部品に高速演算制御のできるＤＳＰ（ディジタルシグ
ナルプロセッサ）などを適用する必要があり、また図示
してない高速ダイオードを用いたスナバ回路を追加する
必要があるなど、高価なものとなっている。
流に変換する際に、ＰＷＭ制御により変換器入力電流を
高速スイッチングにより電力変換を行っているので、Ｐ
ＷＭ変換器７１及び７２を構成するスイッチング素子の
ＩＧＢＴやコンデンサなどに高調波特性の優れた構成部
品を適用したり、制御回路７４と呼び７５を構成する電
子部品に高速演算制御のできるＤＳＰ（ディジタルシグ
ナルプロセッサ）などを適用する必要があり、また図示
してない高速ダイオードを用いたスナバ回路を追加する
必要があるなど、高価なものとなっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述したよ
うな点に鑑みてなされたもので、その目的とするところ
は、アクティブフィルタを接続することによって順変換
器側のピーク電流が増えるなどの影響がなく、また順変
換器側の大電力をＰＷＭ制御するのではなく、安価なダ
イオード整流器を用いたままで、抑制すべき１０％程度
の比較的小さい電力を高速制御することにより、高調波
電流のほとんど発生しない電力変換器のシステムを提供
するものである。
うな点に鑑みてなされたもので、その目的とするところ
は、アクティブフィルタを接続することによって順変換
器側のピーク電流が増えるなどの影響がなく、また順変
換器側の大電力をＰＷＭ制御するのではなく、安価なダ
イオード整流器を用いたままで、抑制すべき１０％程度
の比較的小さい電力を高速制御することにより、高調波
電流のほとんど発生しない電力変換器のシステムを提供
するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、順変換器の変
換器部に安価で従来から一般に使用されているコンデン
サ入力形のダイオード整流器を適用し、該ダイオード整
流器の負荷容量の１／１０以下の容量のアクティブフィ
ルタを適用して、上記変換器の交流入力側の電流を正弦
波化して、高調波の少ない電力変換器を提供するもので
ある。
換器部に安価で従来から一般に使用されているコンデン
サ入力形のダイオード整流器を適用し、該ダイオード整
流器の負荷容量の１／１０以下の容量のアクティブフィ
ルタを適用して、上記変換器の交流入力側の電流を正弦
波化して、高調波の少ない電力変換器を提供するもので
ある。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。その作用はこの実施例により説明する。図
１は、本発明のアクティブフィルタが適用された電力変
換器のシステム構成を示す。１は系統電源、２は系統イ
ンピーダンス、６０は２台のダイオード整流器からなる
１２ステップのコンデンサ入力形の整流装置であって、
５１及び５２は２台の整流器を多重化するために二次巻
線が星形及び三角結線を有する２台の変圧器の一次巻線
を並列に接続した変圧器で、図３の従来のシステム構成
とは各変圧器の二次側に直列に挿入されていた交流リア
クトル６１及び６２が省略されている以外は同じ構成と
なっている。
に説明する。その作用はこの実施例により説明する。図
１は、本発明のアクティブフィルタが適用された電力変
換器のシステム構成を示す。１は系統電源、２は系統イ
ンピーダンス、６０は２台のダイオード整流器からなる
１２ステップのコンデンサ入力形の整流装置であって、
５１及び５２は２台の整流器を多重化するために二次巻
線が星形及び三角結線を有する２台の変圧器の一次巻線
を並列に接続した変圧器で、図３の従来のシステム構成
とは各変圧器の二次側に直列に挿入されていた交流リア
クトル６１及び６２が省略されている以外は同じ構成と
なっている。
【００１１】３はアクティブフィルタの補償電流を系統
に直列に注入するための変流器であって、アクティブフ
ィルタ装置８０はこの変流器３の二次側に接続する。
に直列に注入するための変流器であって、アクティブフ
ィルタ装置８０はこの変流器３の二次側に接続する。
【００１２】図２は、本発明の他の実施例を示すシステ
ム構成図である。変圧器５３は一次巻線が２巻線であっ
て直列に接続されている以外は、図１のシステム構成と
全く同じである。
ム構成図である。変圧器５３は一次巻線が２巻線であっ
て直列に接続されている以外は、図１のシステム構成と
全く同じである。
【００１３】
【作用】図１と図２のアクティブフィルタ装置８０はい
ずれも、高調波電流を打ち消す高調波電圧を発生するＰ
ＷＭ変換器８１とその制御回路８２とで構成し、変圧器
５１及び５２の一次側で電流検出器４１で前記整流装置
の多重後の入力電流を検出して、検出した電源電流ｉL
より制御回路８２にてその高調波を演算検出し、変換器
８１がその検出した高調波電流を打ち消す高調波電圧Ｖ
C を発生する。
ずれも、高調波電流を打ち消す高調波電圧を発生するＰ
ＷＭ変換器８１とその制御回路８２とで構成し、変圧器
５１及び５２の一次側で電流検出器４１で前記整流装置
の多重後の入力電流を検出して、検出した電源電流ｉL
より制御回路８２にてその高調波を演算検出し、変換器
８１がその検出した高調波電流を打ち消す高調波電圧Ｖ
C を発生する。
【００１４】
【発明の効果】図５及び図６は、本発明による動作や効
果を示すための各部の電圧、電流波形のシミュレーショ
ンの結果を示す。いずれも、上段より、電源電圧ＶS 、
電源電流ｉS 、整流器６３及び６４に流入する負荷電流
ｉL1及びｉL2、コンデンサ６５又は６６の電圧ＶO 及び
アクティブフィルタ６０の出力電圧ＶC を示している。
図中、時間軸が３０ｍＳまでのＡ．Ｆ．：ＯＮの波形は
アクティブフィルタを動作指せた場合の各部の動作波形
であり、３０ｍＳ以上のＡ．Ｆ．：ＯＦＦの波形はアク
ティブフィルタを停止させた場合の動作波形を示す。
果を示すための各部の電圧、電流波形のシミュレーショ
ンの結果を示す。いずれも、上段より、電源電圧ＶS 、
電源電流ｉS 、整流器６３及び６４に流入する負荷電流
ｉL1及びｉL2、コンデンサ６５又は６６の電圧ＶO 及び
アクティブフィルタ６０の出力電圧ＶC を示している。
図中、時間軸が３０ｍＳまでのＡ．Ｆ．：ＯＮの波形は
アクティブフィルタを動作指せた場合の各部の動作波形
であり、３０ｍＳ以上のＡ．Ｆ．：ＯＦＦの波形はアク
ティブフィルタを停止させた場合の動作波形を示す。
【００１５】図５は、図１の実施例の並列多重方式にお
ける効果を示したもので、各整流器の入力側に流入する
負荷電流ｉL1及びｉL2は、整流器がコンデンサ入力形で
あるため、正負の１２０度間に２回山ができる、高調波
の多量に含まれる電流波形となる。この電流波形には、
５次及び７次の大きい高調波電流も含まれていけれど
も、電源電流ｉS には、多重効果よりこれらの成分は打
ち消されて、１サイクルに１２回脈動している１１次及
び１３次成分の高調波電流が流れている。アクティブフ
ィルタを動作させた場合には、アクティブフィルタ６０
の出力電圧ＶC は図示のように、同様に１サイクルに１
２回脈動した電圧波形となって、電源電流ｉS は高調波
のほとんどない正弦波状の電流波形に改善されている。
ける効果を示したもので、各整流器の入力側に流入する
負荷電流ｉL1及びｉL2は、整流器がコンデンサ入力形で
あるため、正負の１２０度間に２回山ができる、高調波
の多量に含まれる電流波形となる。この電流波形には、
５次及び７次の大きい高調波電流も含まれていけれど
も、電源電流ｉS には、多重効果よりこれらの成分は打
ち消されて、１サイクルに１２回脈動している１１次及
び１３次成分の高調波電流が流れている。アクティブフ
ィルタを動作させた場合には、アクティブフィルタ６０
の出力電圧ＶC は図示のように、同様に１サイクルに１
２回脈動した電圧波形となって、電源電流ｉS は高調波
のほとんどない正弦波状の電流波形に改善されている。
【００１６】図６は、図２の実施例の直列多重方式にお
ける効果を示したもので、この場合には、変圧器の一次
巻線にて結合し一次側が直列接続となっているので、一
次側でアクティブフィルタにて高調波を抑制すれば、二
次側の各変換器の電流波形も高調波のない正弦波状の電
流波形となり、ダイオード整流器に流れるピーク電流も
低減される。いずれの場合についても、アクティブフィ
ルタにて抑制する高調波電流は１１次、１３次とその高
次の高調波電流となるので、装置容量は補償対象負荷容
量の１／１０程度の比較的小さい容量となる。
ける効果を示したもので、この場合には、変圧器の一次
巻線にて結合し一次側が直列接続となっているので、一
次側でアクティブフィルタにて高調波を抑制すれば、二
次側の各変換器の電流波形も高調波のない正弦波状の電
流波形となり、ダイオード整流器に流れるピーク電流も
低減される。いずれの場合についても、アクティブフィ
ルタにて抑制する高調波電流は１１次、１３次とその高
次の高調波電流となるので、装置容量は補償対象負荷容
量の１／１０程度の比較的小さい容量となる。
【００１７】以上説明したように、本発明によれば、並
列多重及び直列多重方式のコンデンサ入力形の整流器負
荷のいずれに対しても、アクティブフィルタをこれらに
直列に構成させることにより、系統に流出する高調波電
流を直接抑制するよう制御するので、従来のアクティブ
フィルタを並列に適用した時に問題となった注入電流が
整流器側に分流して高調波抑制効果を損なったり、整流
器側の入力電流のピーク電流を増大させることなく、良
好な高調波抑制効果を得ることができる。
列多重及び直列多重方式のコンデンサ入力形の整流器負
荷のいずれに対しても、アクティブフィルタをこれらに
直列に構成させることにより、系統に流出する高調波電
流を直接抑制するよう制御するので、従来のアクティブ
フィルタを並列に適用した時に問題となった注入電流が
整流器側に分流して高調波抑制効果を損なったり、整流
器側の入力電流のピーク電流を増大させることなく、良
好な高調波抑制効果を得ることができる。
【図１】本発明による並列多重形の１２ステップのコン
デンサ入力形負荷と直列アクティブフィルタとを組み合
わせた多重化整流装置の一実施例の構成図である。
デンサ入力形負荷と直列アクティブフィルタとを組み合
わせた多重化整流装置の一実施例の構成図である。
【図２】本発明による直列多重形の１２ステップのコン
デンサ入力形負荷と直列アクティブフィルタとを組み合
わせた多重化整流装置の他の実施例の構成図である。
デンサ入力形負荷と直列アクティブフィルタとを組み合
わせた多重化整流装置の他の実施例の構成図である。
【図３】アクティブフィルタをコンデンサ入力形負荷に
並列に構成した従来における多重化整流装置の構成図を
示す。
並列に構成した従来における多重化整流装置の構成図を
示す。
【図４】アクティブフィルタを用いないで等価な多重化
整流装置を構成する他の従来例を示す構成図である。
整流装置を構成する他の従来例を示す構成図である。
【図５】図１の多重変圧器の一次巻線を並列に接続した
並列多重化方式の負荷に適用した場合の、本発明による
動作や効果を示すシステム各部の電圧、電流波形を示す
グラフである。
並列多重化方式の負荷に適用した場合の、本発明による
動作や効果を示すシステム各部の電圧、電流波形を示す
グラフである。
【図６】図２の多重変圧器の一次巻線を直列に接続した
直列多重化方式の負荷に適用した場合の、本発明による
動作や効果を示すシステム各部の電圧、電流波形を示す
グラフである。
直列多重化方式の負荷に適用した場合の、本発明による
動作や効果を示すシステム各部の電圧、電流波形を示す
グラフである。
１ 系統電源 ２ 系統インピーダンス ３ 変流器 ４１〜４３ 電流検出器 ５１，５２ 多重変圧器 ６０ １２ステップコンデンサ入力形整流装置 ６１，６１ 交流リアクトル ６３，６４ ダイオード整流器 ６５，６６ 直流コンデンサ ６７ 負荷抵抗 ７０ ＰＷＭコンバータ ７１，７２ ＰＷＭ変換器 ７３，７４ 制御装置 ８０ アクティブフィルタ装置 ８１ ＰＷＭ変換器 ８２ 制御装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/23 H02J 3/01 H02M 1/12 H02M 7/08
Claims (1)
- 【請求項１】 結線法の異なる変圧器を用いて多相交流
の相差角を変え、それぞれの巻線出力をダイオード整流
器で整流して、その出力電圧を重畳してなる多重化整流
装置において、 変圧器の電源側の各相に順に変流器と電流検出器を設
け、アクティブフィルタを構成する前記変流器の二次側
にPWM変換器及び電流検出器で検出した電流を入力とす
る制御回路を設け、ＰＷＭ変換器は制御回路で演算検出
した多重化整流装置の高調波成分を打ち消すように作用
させることを特徴とする多重化整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21577894A JP3226077B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | 多重化整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21577894A JP3226077B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | 多重化整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0884476A JPH0884476A (ja) | 1996-03-26 |
| JP3226077B2 true JP3226077B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=16678079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21577894A Expired - Fee Related JP3226077B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | 多重化整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3226077B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030003606A (ko) * | 2001-07-03 | 2003-01-10 | 학교법인 포항공과대학교 | 전원 시스템에 있어서 능동 전력 필터 기능을 갖는 복합형펄스폭 변조 ａｃ／ｄｃ 컨버터 |
| JP3929449B2 (ja) * | 2004-03-29 | 2007-06-13 | 日新電機株式会社 | 無停電電源装置、及び停電補償システム |
| JP2008278714A (ja) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 整流回路 |
| JP5029129B2 (ja) * | 2007-05-07 | 2012-09-19 | 富士電機株式会社 | 並列１８パルス整流回路 |
| JP5158408B2 (ja) * | 2007-05-23 | 2013-03-06 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | １２相整流回路 |
| WO2009060619A1 (ja) * | 2007-11-09 | 2009-05-14 | Ntt Data Ex Techno Corporation | 電源供給システム |
| JP5221286B2 (ja) * | 2007-11-09 | 2013-06-26 | エヌ・ティ・ティ・データ先端技術株式会社 | 電源供給システム |
| CN102684513B (zh) * | 2011-03-16 | 2016-02-03 | 力博特公司 | 不间断电源及其整流电路 |
| JP6317897B2 (ja) * | 2013-08-02 | 2018-04-25 | 川崎重工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置及び制御方法 |
| CN108111030B (zh) * | 2017-12-07 | 2020-09-15 | 上海交通大学 | 混合型海上风场直流换流器 |
-
1994
- 1994-09-09 JP JP21577894A patent/JP3226077B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0884476A (ja) | 1996-03-26 |
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