JP3072661B2 - 交流直流変換装置 - Google Patents
交流直流変換装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、双方向スイッチを用
いた交流直流変換装置、特に起動時の運転を安全になし
得る交流直流変換装置に関する。
いた交流直流変換装置、特に起動時の運転を安全になし
得る交流直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に双方向スイッチを用いた交流直流
変換装置の従来例を示す。同図において、１は交流電
源、２，３はリアクトル、５〜８は双方向スイッチ、１
１〜１８はダイオード、２０，２２は変圧器、２１は平
滑コンデンサ、２３は抵抗、３０は単相ブリッジ回路、
５０，５１は単相交流母線である。なお、双方向スイッ
チは制御信号により双方向の電流のオン，オフ制御が可
能であり、これにはＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ形電界効果ト
ランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトラ
ンジスタ）をそれそれ適宜に組み合わせたものなど、良
く知られているものを使用することができる。
変換装置の従来例を示す。同図において、１は交流電
源、２，３はリアクトル、５〜８は双方向スイッチ、１
１〜１８はダイオード、２０，２２は変圧器、２１は平
滑コンデンサ、２３は抵抗、３０は単相ブリッジ回路、
５０，５１は単相交流母線である。なお、双方向スイッ
チは制御信号により双方向の電流のオン，オフ制御が可
能であり、これにはＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ形電界効果ト
ランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトラ
ンジスタ）をそれそれ適宜に組み合わせたものなど、良
く知られているものを使用することができる。
【０００３】ここでは、双方向スイッチ５と双方向スイ
ッチ６とが互いに直列接続されて、いわゆるアーム対を
形成し、双方向スイッチ７と双方向スイッチ８も互いに
直列接続されてアーム対を形成しており、これらが互い
に並列に接続されて単相ブリッジ回路３０が構成されて
いる。双方向スイッチ５および７の他端は単相交流母線
５０を経て主変圧器２０の１次側端子Ｕに接続され、双
方向スイッチ６および８の他端は単相交流母線５１を経
て主変圧器２０の１次側端子Ｖに接続されている。ま
た、各アーム対における２つの双方向スイッチの接続点
Ｒ，Ｓはリアクトル２および３を介して交流電源１に接
続されている。主変圧器２０の出力（２次側）端子ｕ，
ｖはダイオード１１，１２，１３，１４からなる全波整
流回路の交流入力端子に接続され、この整流回路の直流
出力側には平滑コンデンサ（電解コンデンサが多用され
る）２１が接続され、このコンデンサ２１の２つの電極
は直流出力端子Ｐ，Ｎにそれぞれ接続されている。一
方、各アーム対における２つの双方向スイッチの接続点
Ｒ，Ｓには変圧器２２の入力端子Ｒ’，Ｓ’が接続さ
れ、変圧器２２の出力端子にはダイオード１５，１６，
１７，１８からなる全波整流回路の交流入力端子が接続
され、この直流出力側の一端は抵抗２３に接続されてい
わゆる予備充電回路を構成し、この予備充電回路の直流
出力側は平滑コンデンサ２１に接続されている。
ッチ６とが互いに直列接続されて、いわゆるアーム対を
形成し、双方向スイッチ７と双方向スイッチ８も互いに
直列接続されてアーム対を形成しており、これらが互い
に並列に接続されて単相ブリッジ回路３０が構成されて
いる。双方向スイッチ５および７の他端は単相交流母線
５０を経て主変圧器２０の１次側端子Ｕに接続され、双
方向スイッチ６および８の他端は単相交流母線５１を経
て主変圧器２０の１次側端子Ｖに接続されている。ま
た、各アーム対における２つの双方向スイッチの接続点
Ｒ，Ｓはリアクトル２および３を介して交流電源１に接
続されている。主変圧器２０の出力（２次側）端子ｕ，
ｖはダイオード１１，１２，１３，１４からなる全波整
流回路の交流入力端子に接続され、この整流回路の直流
出力側には平滑コンデンサ（電解コンデンサが多用され
る）２１が接続され、このコンデンサ２１の２つの電極
は直流出力端子Ｐ，Ｎにそれぞれ接続されている。一
方、各アーム対における２つの双方向スイッチの接続点
Ｒ，Ｓには変圧器２２の入力端子Ｒ’，Ｓ’が接続さ
れ、変圧器２２の出力端子にはダイオード１５，１６，
１７，１８からなる全波整流回路の交流入力端子が接続
され、この直流出力側の一端は抵抗２３に接続されてい
わゆる予備充電回路を構成し、この予備充電回路の直流
出力側は平滑コンデンサ２１に接続されている。
【０００４】図７は図６の動作、特に起動時の動作を説
明するための動作波形例である。なお、同図（ａ）は交
流電源電圧と直流出力電圧との関係、（ｂ）は入力電
流、（ｃ）は接続点Ｒ，Ｓ間電圧、（ｄ）は変圧器１次
電圧、（ｅ）は変圧器１次電流をそれぞれ示している。
まず、上述のような予備充電回路がない場合の動作につ
いて説明する。いま、交流電源電圧Ｖabが正の区間でか
つ出力電圧ＶPNよりも低い場合において、双方向スイッ
チ５，６，７，８の全てがオン状態のときは、 交流電源１−リアクトル２−双方向スイッチ５−双方向
スイッチ７−リアクトル３ の経路および、 交流電源１−リアクトル２−双方向スイッチ６−双方向
スイッチ８−リアクトル３ の経路で入力電流ＩaRが流れる。このとき、電流ＩaRが
上昇して、いわゆる昇圧動作が行なわれる。
明するための動作波形例である。なお、同図（ａ）は交
流電源電圧と直流出力電圧との関係、（ｂ）は入力電
流、（ｃ）は接続点Ｒ，Ｓ間電圧、（ｄ）は変圧器１次
電圧、（ｅ）は変圧器１次電流をそれぞれ示している。
まず、上述のような予備充電回路がない場合の動作につ
いて説明する。いま、交流電源電圧Ｖabが正の区間でか
つ出力電圧ＶPNよりも低い場合において、双方向スイッ
チ５，６，７，８の全てがオン状態のときは、 交流電源１−リアクトル２−双方向スイッチ５−双方向
スイッチ７−リアクトル３ の経路および、 交流電源１−リアクトル２−双方向スイッチ６−双方向
スイッチ８−リアクトル３ の経路で入力電流ＩaRが流れる。このとき、電流ＩaRが
上昇して、いわゆる昇圧動作が行なわれる。
【０００５】次に、適当な期間をおいたのち、双方向ス
イッチ６および７をオフ状態にすると、電流ＩaRは、 リアクトル２−双方向スイッチ５−単相交流母線５０−
主変圧器２０−単相交流母線５１−双方向スイッチ８ の経路で流れる。このとき、交流電源から負荷に電力が
供給されて電流ＩaRが減少する、いわゆる降圧動作が行
なわれる。以上の昇圧動作と降圧動作の繰り返しによ
り、入力電流ＩaRは図７（ｂ）に点線で示す如く、のこ
ぎり波状で正弦波に追従した電流波形となるように制御
される。
イッチ６および７をオフ状態にすると、電流ＩaRは、 リアクトル２−双方向スイッチ５−単相交流母線５０−
主変圧器２０−単相交流母線５１−双方向スイッチ８ の経路で流れる。このとき、交流電源から負荷に電力が
供給されて電流ＩaRが減少する、いわゆる降圧動作が行
なわれる。以上の昇圧動作と降圧動作の繰り返しによ
り、入力電流ＩaRは図７（ｂ）に点線で示す如く、のこ
ぎり波状で正弦波に追従した電流波形となるように制御
される。
【０００６】一方、交流電源電圧Ｖabが出力電圧ＶPNよ
りも高い期間になると、双方向スイッチ５，６，７，８
をオン，オフ制御しても入力電流ＩaRを上述のようなの
こぎり波状で正弦波に追従した電流波形にすることがで
きず、同図（ｂ）に示すように正弦波形から大きくはず
れ、そのピーク値が非常に高い歪んだ電流波形となって
しまい、これが変換装置の流入電流（突入電流）とな
る。そこで、従来は例えば図６に示す予備充電回路を用
いてコンデンサ２１を予備充電し、出力電圧ＶPNが交流
電源電圧Ｖabよりも大きくなってから、双方向スイッチ
５，６，７，８をオン，オフ制御して、電流ＩaRを上述
のようなのこぎり波状で正弦波に追従した電流波形に制
御するようにしている。なお、平滑コンデンサ２１の充
電は、交流電源電圧Ｖabが正の区間では、 ダイオード１５−抵抗２３−コンデンサ２１−ダイオー
ド１８ の経路で、また、交流電源電圧Ｖabが負の区間では、 ダイオード１７−抵抗２３−コンデンサ２１−ダイオー
ド１６ の経路によりそれぞれ行なわれる。
りも高い期間になると、双方向スイッチ５，６，７，８
をオン，オフ制御しても入力電流ＩaRを上述のようなの
こぎり波状で正弦波に追従した電流波形にすることがで
きず、同図（ｂ）に示すように正弦波形から大きくはず
れ、そのピーク値が非常に高い歪んだ電流波形となって
しまい、これが変換装置の流入電流（突入電流）とな
る。そこで、従来は例えば図６に示す予備充電回路を用
いてコンデンサ２１を予備充電し、出力電圧ＶPNが交流
電源電圧Ｖabよりも大きくなってから、双方向スイッチ
５，６，７，８をオン，オフ制御して、電流ＩaRを上述
のようなのこぎり波状で正弦波に追従した電流波形に制
御するようにしている。なお、平滑コンデンサ２１の充
電は、交流電源電圧Ｖabが正の区間では、 ダイオード１５−抵抗２３−コンデンサ２１−ダイオー
ド１８ の経路で、また、交流電源電圧Ｖabが負の区間では、 ダイオード１７−抵抗２３−コンデンサ２１−ダイオー
ド１６ の経路によりそれぞれ行なわれる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように、予備充電
回路がない直流交流変換装置において、特に起動時にそ
の交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧ＶPNよりも高い期間
では、ピーク値が非常に高い歪んだ電流波形の突入電流
が流れるという問題がある。この突入電流は過大であ
り、素子の瞬時過電流定格を少しでも上回ると、装置が
過電流停止となるか最悪の場合は装置故障に至るという
おそれがある。また、このような突入電流をなくして装
置を起動するためには、主回路とは別に変圧器２２、ダ
イオード１５，１６，１７，１８および抵抗２３からな
る予備充電回路を設けなければならず、その結果、装置
が大型化しコスト高になるという問題が生じる。したが
って、この発明の課題は予備充電回路を不要とし、かつ
突入電流をなくして交流直流変換装置の運転、特に安全
な起動を可能にすることにある。
回路がない直流交流変換装置において、特に起動時にそ
の交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧ＶPNよりも高い期間
では、ピーク値が非常に高い歪んだ電流波形の突入電流
が流れるという問題がある。この突入電流は過大であ
り、素子の瞬時過電流定格を少しでも上回ると、装置が
過電流停止となるか最悪の場合は装置故障に至るという
おそれがある。また、このような突入電流をなくして装
置を起動するためには、主回路とは別に変圧器２２、ダ
イオード１５，１６，１７，１８および抵抗２３からな
る予備充電回路を設けなければならず、その結果、装置
が大型化しコスト高になるという問題が生じる。したが
って、この発明の課題は予備充電回路を不要とし、かつ
突入電流をなくして交流直流変換装置の運転、特に安全
な起動を可能にすることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、第１の発明では、制御信号により双方向の電流
のオン，オフ制御が可能な双方向スイッチをスイッチン
グ素子とする単相ブリッジ回路の入力側には単相交流電
源を接続し、出力側には変圧器を介して整流器を接続し
て負荷に直流電力を供給する交流直流変換装置におい
て、前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高いとき
は前記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源の電圧
が直流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイッチを
オン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら直流出
力電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応じてそ
のオン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転すること
を特徴としている。また、第２の発明では、第１の発明
における単相ブリッジ回路の代わりに多相ブリッジ回路
を用い、これを多相交流電源に接続することを特徴とし
ている。
るため、第１の発明では、制御信号により双方向の電流
のオン，オフ制御が可能な双方向スイッチをスイッチン
グ素子とする単相ブリッジ回路の入力側には単相交流電
源を接続し、出力側には変圧器を介して整流器を接続し
て負荷に直流電力を供給する交流直流変換装置におい
て、前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高いとき
は前記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源の電圧
が直流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイッチを
オン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら直流出
力電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応じてそ
のオン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転すること
を特徴としている。また、第２の発明では、第１の発明
における単相ブリッジ回路の代わりに多相ブリッジ回路
を用い、これを多相交流電源に接続することを特徴とし
ている。
【０００９】さらに、第３の発明では、制御信号により
双方向の電流のオン，オフ制御が可能な双方向スイッチ
をスイッチング素子とする単相ブリッジ回路の入力側に
は単相交流電源を接続し、出力側には平滑用コンデンサ
を接続して負荷に直流電力を供給する交流直流変換装置
において、前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高
いときは前記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源
の電圧が直流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイ
ッチをオン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら
直流出力電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応
じてそのオン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転す
ることを特徴としている。また、第４の発明では、第３
の発明における単相ブリッジ回路の代わりに多相ブリッ
ジ回路を用い、これを多相交流電源に接続することを特
徴としている。
双方向の電流のオン，オフ制御が可能な双方向スイッチ
をスイッチング素子とする単相ブリッジ回路の入力側に
は単相交流電源を接続し、出力側には平滑用コンデンサ
を接続して負荷に直流電力を供給する交流直流変換装置
において、前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高
いときは前記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源
の電圧が直流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイ
ッチをオン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら
直流出力電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応
じてそのオン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転す
ることを特徴としている。また、第４の発明では、第３
の発明における単相ブリッジ回路の代わりに多相ブリッ
ジ回路を用い、これを多相交流電源に接続することを特
徴としている。
【００１０】
【作用】双方向スイッチを用いた交流直流変換装置にお
いて、その交流入力電圧が直流出力電圧よりも低いとき
は双方向スイッチをオン，オフ制御し、交流電圧が直流
電圧よりも高いときは双方向スイッチを全てオフとして
交流電源から切り離すことにより、この間に流入する突
入電流を予備充電回路を設けることなく抑制し、安全な
運転を可能として事故の防止を図る。
いて、その交流入力電圧が直流出力電圧よりも低いとき
は双方向スイッチをオン，オフ制御し、交流電圧が直流
電圧よりも高いときは双方向スイッチを全てオフとして
交流電源から切り離すことにより、この間に流入する突
入電流を予備充電回路を設けることなく抑制し、安全な
運転を可能として事故の防止を図る。
【００１１】
【実施例】図１はこの発明の実施例を示す構成図であ
る。双方向スイッチ５と６および７と８を互いに直列接
続してアーム対をそれぞれ形成し、これら２つのアーム
対を互いに並列に接続して単相ブリッジ回路３０を形成
し、その入力側には交流電源１を接続する一方、出力側
には変圧器２０を介してダイオード１１，１２，１３，
１４からなる全波整流回路と平滑コンデンサ２１とを接
続して構成する。つまり、主回路構成は図６の場合と同
様であるが、予備充電回路を省略した点で図６と相違し
ている。
る。双方向スイッチ５と６および７と８を互いに直列接
続してアーム対をそれぞれ形成し、これら２つのアーム
対を互いに並列に接続して単相ブリッジ回路３０を形成
し、その入力側には交流電源１を接続する一方、出力側
には変圧器２０を介してダイオード１１，１２，１３，
１４からなる全波整流回路と平滑コンデンサ２１とを接
続して構成する。つまり、主回路構成は図６の場合と同
様であるが、予備充電回路を省略した点で図６と相違し
ている。
【００１２】図２は図１の動作を説明するための動作波
形図である。図２（ａ）に示す交流電源電圧Ｖabと直流
出力電圧ＶPNとを比較し、前者が後者よりも低い期間だ
け、双方向スイッチ５，６，７，８を適宜な時間間隔を
もってオン，オフ制御すると、端子Ｒ−Ｓ間には同図
（ｃ）に実線で示すような電圧ＶRSが発生する。このと
き、装置の入力電流ＩaRは同図（ｂ）に示すように、従
来と同じく正弦波に追従したのこぎり状の波形となる。
その一部は単相交流母線５０，５１を介して主変圧器２
０へ同図（ｅ）の如き電流ＩUVとして流入し、これによ
り主変圧器２０には同図（ｄ）のような電圧ＶUVが発生
する。ここで、交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧ＶPNよ
りも高い場合を考える。このとき、例えば双方向スイッ
チ５と８をオンにすると、交流電源側から直流出力側へ
と電力が供給されるが、直流電圧が交流電圧よりも低い
ため装置の入力電流は同図（ｂ）の点線で示されるよう
なのこぎり状の波形とはならずに、図７（ｂ）で示すよ
うなピーク値の非常に高い歪んだ波形となってしまう。
形図である。図２（ａ）に示す交流電源電圧Ｖabと直流
出力電圧ＶPNとを比較し、前者が後者よりも低い期間だ
け、双方向スイッチ５，６，７，８を適宜な時間間隔を
もってオン，オフ制御すると、端子Ｒ−Ｓ間には同図
（ｃ）に実線で示すような電圧ＶRSが発生する。このと
き、装置の入力電流ＩaRは同図（ｂ）に示すように、従
来と同じく正弦波に追従したのこぎり状の波形となる。
その一部は単相交流母線５０，５１を介して主変圧器２
０へ同図（ｅ）の如き電流ＩUVとして流入し、これによ
り主変圧器２０には同図（ｄ）のような電圧ＶUVが発生
する。ここで、交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧ＶPNよ
りも高い場合を考える。このとき、例えば双方向スイッ
チ５と８をオンにすると、交流電源側から直流出力側へ
と電力が供給されるが、直流電圧が交流電圧よりも低い
ため装置の入力電流は同図（ｂ）の点線で示されるよう
なのこぎり状の波形とはならずに、図７（ｂ）で示すよ
うなピーク値の非常に高い歪んだ波形となってしまう。
【００１３】そこで、この実施例では双方向スイッチ
５，６，７，８が双方向の電流のオン，オフ動作が可能
であることを利用し、交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧
ＶPNよりも高い期間は双方向スイッチ５，６，７，８を
全てオフ状態とし、装置を交流電源１から切り離した状
態とする。こうすれば、装置の入力電流ＩaRは図２
（ｂ）に実線で示すように、交流電源電圧Ｖabが直流出
力電圧ＶPNよりも高くなると直ちに減衰して零となり、
その結果、ピーク値の非常に高い歪んだ電流、すなわち
突入電流を抑制することができる。さらに、出力電圧Ｖ
PNの上昇に伴って双方向スイッチ５，６，７，８の全遮
断状態の期間を順次狭めてゆくことにより、入力電流Ｉ
aRがのこぎり状の波形となる期間を広げることができ
る。そして、最終的には全区間にわたり、図２（ｂ）に
点線と実線とで示すようなのこぎり状の電流波形とする
ことが可能となる。こうして、出力電圧がほぼ零の状態
から交流直流変換装置を起動することができる。なお、
かかる制御にあたっては、交流電源電圧と直流出力電圧
との比較器を有し、その出力にもとづき双方向スイッチ
５，６，７，８のオン，オフ制御を行なう制御装置が必
要となるが、ここでは図示を省略した。
５，６，７，８が双方向の電流のオン，オフ動作が可能
であることを利用し、交流電源電圧Ｖabが直流出力電圧
ＶPNよりも高い期間は双方向スイッチ５，６，７，８を
全てオフ状態とし、装置を交流電源１から切り離した状
態とする。こうすれば、装置の入力電流ＩaRは図２
（ｂ）に実線で示すように、交流電源電圧Ｖabが直流出
力電圧ＶPNよりも高くなると直ちに減衰して零となり、
その結果、ピーク値の非常に高い歪んだ電流、すなわち
突入電流を抑制することができる。さらに、出力電圧Ｖ
PNの上昇に伴って双方向スイッチ５，６，７，８の全遮
断状態の期間を順次狭めてゆくことにより、入力電流Ｉ
aRがのこぎり状の波形となる期間を広げることができ
る。そして、最終的には全区間にわたり、図２（ｂ）に
点線と実線とで示すようなのこぎり状の電流波形とする
ことが可能となる。こうして、出力電圧がほぼ零の状態
から交流直流変換装置を起動することができる。なお、
かかる制御にあたっては、交流電源電圧と直流出力電圧
との比較器を有し、その出力にもとづき双方向スイッチ
５，６，７，８のオン，オフ制御を行なう制御装置が必
要となるが、ここでは図示を省略した。
【００１４】図３にこの発明の第２実施例を示す。この
実施例は、ブリッジ回路および交流電源を３相構成とす
る他は図１と同じである。また、その動作も図２と殆ど
同じであるが、３相入力であるため、直流電圧の上昇速
度が図１の場合に比べて速くなり、したがって短時間で
起動を完了できる点が特徴である。符号４はリアクト
ル、９，１０は双方向スイッチ、４０は３相ブリッジ回
路を示す。なお、同図では３相としたが一般的には多相
とすることができる。図４にこの発明の第３実施例を示
す。この実施例は図からも明らかなように、図１の回路
から主変圧器２０およびダイオード１１，１２，１３，
１４からなる全波整流回路を削除した点が特徴である。
その動作は従来のＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータに
非常に類似しているが、ここでは双方向スイッチを用い
ることでこのスイッチをオフすれば変換装置を交流電源
から切り離せるため、交流電圧が直流電圧よりも高い場
合にその入力電流を強制的に遮断することができる。そ
の結果、例えば図７（ｂ）に示すような突入電流を生じ
ることなく直流電圧を上昇させ、装置を起動することが
可能となる。
実施例は、ブリッジ回路および交流電源を３相構成とす
る他は図１と同じである。また、その動作も図２と殆ど
同じであるが、３相入力であるため、直流電圧の上昇速
度が図１の場合に比べて速くなり、したがって短時間で
起動を完了できる点が特徴である。符号４はリアクト
ル、９，１０は双方向スイッチ、４０は３相ブリッジ回
路を示す。なお、同図では３相としたが一般的には多相
とすることができる。図４にこの発明の第３実施例を示
す。この実施例は図からも明らかなように、図１の回路
から主変圧器２０およびダイオード１１，１２，１３，
１４からなる全波整流回路を削除した点が特徴である。
その動作は従来のＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータに
非常に類似しているが、ここでは双方向スイッチを用い
ることでこのスイッチをオフすれば変換装置を交流電源
から切り離せるため、交流電圧が直流電圧よりも高い場
合にその入力電流を強制的に遮断することができる。そ
の結果、例えば図７（ｂ）に示すような突入電流を生じ
ることなく直流電圧を上昇させ、装置を起動することが
可能となる。
【００１５】図５にこの発明の第４実施例を示す。この
実施例は図４に示すものにおいて、ブリッジ回路および
交流電源を３相構成としたものである。また、その動作
は図２と殆ど同じであるが、３相入力であるため供給し
得る電力が増加し、その結果、直流電圧の上昇速度が図
４の場合に比べて速くなり、したがって短時間に起動を
完了できる点が特徴である。なお、この例も一般的には
多相とすることができる。また、以上では主として装置
の起動時を想定したが、運転中に何らかの原因で交流電
圧が直流電圧よりも上回った場合も、上記と同様の制御
をすることにより突入電流を抑制することができる。つ
まり、変換装置の起動時だけでなく、交流電圧が直流電
圧よりも上回った場合に、突入電流を生じることなく直
流電圧を上昇させることが可能となる。
実施例は図４に示すものにおいて、ブリッジ回路および
交流電源を３相構成としたものである。また、その動作
は図２と殆ど同じであるが、３相入力であるため供給し
得る電力が増加し、その結果、直流電圧の上昇速度が図
４の場合に比べて速くなり、したがって短時間に起動を
完了できる点が特徴である。なお、この例も一般的には
多相とすることができる。また、以上では主として装置
の起動時を想定したが、運転中に何らかの原因で交流電
圧が直流電圧よりも上回った場合も、上記と同様の制御
をすることにより突入電流を抑制することができる。つ
まり、変換装置の起動時だけでなく、交流電圧が直流電
圧よりも上回った場合に、突入電流を生じることなく直
流電圧を上昇させることが可能となる。
【００１６】
【発明の効果】この発明によれば、双方向スイッチを用
いた交流直流変換装置において、その交流電圧が直流電
圧よりも低いときは双方向スイッチをオン，オフ制御
し、交流電圧が直流電圧よりも高いときは双方向スイッ
チを全てオフとして交流電源から切り離すようにしたの
で、この間に流入する突入電流を予備充電回路を設ける
ことなく抑制することができ、安全に運転することが可
能となる。その結果、装置の停止や素子破壊等を回避す
ることができる利点が得られる。
いた交流直流変換装置において、その交流電圧が直流電
圧よりも低いときは双方向スイッチをオン，オフ制御
し、交流電圧が直流電圧よりも高いときは双方向スイッ
チを全てオフとして交流電源から切り離すようにしたの
で、この間に流入する突入電流を予備充電回路を設ける
ことなく抑制することができ、安全に運転することが可
能となる。その結果、装置の停止や素子破壊等を回避す
ることができる利点が得られる。
【図１】この発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】図１の動作を説明するための動作波形図であ
る。
る。
【図３】この発明の第２実施例を示す回路図である。
【図４】この発明の第３実施例を示す回路図である。
【図５】この発明の第４実施例を示す回路図である。
【図６】交流直流変換装置の従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】図６の動作を説明するための動作波形図であ
る。
る。
１…交流電源、２〜４…リアクトル、５〜１０…双方向
スイッチ、１１〜１８…ダイオード、２０，２２…変圧
器、２１…コンデンサ、２３…抵抗、３０…単相ブリッ
ジ回路、４０…３相ブリッジ回路、５０，５１…単相交
流母線、６０，６１…直流母線
スイッチ、１１〜１８…ダイオード、２０，２２…変圧
器、２１…コンデンサ、２３…抵抗、３０…単相ブリッ
ジ回路、４０…３相ブリッジ回路、５０，５１…単相交
流母線、６０，６１…直流母線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−63976（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−252174（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−227660（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−26384（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40
Claims (4)
- 【請求項１】 制御信号により双方向の電流のオン，オ
フ制御が可能な双方向スイッチをスイッチング素子とす
る単相ブリッジ回路の入力側には単相交流電源を接続
し、出力側には変圧器を介して整流器を接続して負荷に
直流電力を供給する交流直流変換装置において、 前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高いときは前
記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源の電圧が直
流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイッチをオ
ン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら直流出力
電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応じてその
オン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転することを
特徴とする交流直流変換装置。 - 【請求項２】 前記単相ブリッジ回路の代わりに多相ブ
リッジ回路を用い、これを多相交流電源に接続すること
を特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。 - 【請求項３】 制御信号により双方向の電流のオン，オ
フ制御が可能な双方向スイッチをスイッチング素子とす
る単相ブリッジ回路の入力側には単相交流電源を接続
し、出力側には平滑用コンデンサを接続して負荷に直流
電力を供給する交流直流変換装置において、 前記交流電源の電圧が直流出力電圧よりも高いときは前
記双方向スイッチを全てオフとし、交流電源の電圧が直
流出力電圧よりも低いときは前記双方向スイッチをオ
ン，オフ制御して、負荷に電力を供給しながら直流出力
電圧を上昇させ、かつ直流出力電圧の上昇に応じてその
オン，オフ制御期間を順次拡大しながら運転することを
特徴とする交流直流変換装置。 - 【請求項４】 前記単相ブリッジ回路の代わりに多相ブ
リッジ回路を用い、これを多相交流電源に接続すること
を特徴とする請求項３に記載の交流直流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3306115A JP3072661B2 (ja) | 1991-11-21 | 1991-11-21 | 交流直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3306115A JP3072661B2 (ja) | 1991-11-21 | 1991-11-21 | 交流直流変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05146155A JPH05146155A (ja) | 1993-06-11 |
| JP3072661B2 true JP3072661B2 (ja) | 2000-07-31 |
Family
ID=17953231
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3306115A Expired - Fee Related JP3072661B2 (ja) | 1991-11-21 | 1991-11-21 | 交流直流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3072661B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100407017B1 (ko) * | 2001-12-04 | 2003-11-28 | 대한민국 (군산대학교 총장) | 교류-교류/직류 변환이 가능한 전자식 전력변압기 |
| JP2013138561A (ja) * | 2011-12-28 | 2013-07-11 | Daikin Ind Ltd | コンバータ回路 |
| JP5546052B2 (ja) * | 2012-06-04 | 2014-07-09 | 東洋電機製造株式会社 | 電力変換器 |
-
1991
- 1991-11-21 JP JP3306115A patent/JP3072661B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05146155A (ja) | 1993-06-11 |
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