JP3393617B2 - 三相正弦波入力スイッチング電源回路 - Google Patents
三相正弦波入力スイッチング電源回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、三相正弦波入力スイッ
チング電源回路に関する。
チング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源回路としては、
単相交流電源をコンデンサインプット型の整流平滑回路
によって整流平滑した後、スイッチングし、スイッチン
グ出力を整流平滑して負荷に供給する単相スイッチング
電源回路が最もよく知られている。このタイプの単相ス
イッチング電源回路は、簡便ではあるが、種々の問題を
有する。例えば、入力平滑回路に用いられるコンデンサ
に充電のための電流がパルス状に流れるため、入力力率
が例えば７０％程度と悪かった。また、電流の高調波成
分も大きく、これが電力系統に種々の障害を及ぼしてい
た。更に、入力平滑コンデンサに突入電流が流れ、電源
電圧の瞬時低下や整流回路の電気的破壊を生じることが
あった。
単相交流電源をコンデンサインプット型の整流平滑回路
によって整流平滑した後、スイッチングし、スイッチン
グ出力を整流平滑して負荷に供給する単相スイッチング
電源回路が最もよく知られている。このタイプの単相ス
イッチング電源回路は、簡便ではあるが、種々の問題を
有する。例えば、入力平滑回路に用いられるコンデンサ
に充電のための電流がパルス状に流れるため、入力力率
が例えば７０％程度と悪かった。また、電流の高調波成
分も大きく、これが電力系統に種々の障害を及ぼしてい
た。更に、入力平滑コンデンサに突入電流が流れ、電源
電圧の瞬時低下や整流回路の電気的破壊を生じることが
あった。
【０００３】上述の問題点解決の狙った従来技術とし
て、特開平３ー２０７２６８号公報に記載された技術が
知られている。この公知文献に記載された技術は、ディ
ザー整流回路を利用したもので、入力平滑コンデンサに
流れる非線形電流信号に高周波ディザー信号を加えるこ
とにより、正弦波に高周波を重畳した合成信号とし、ロ
ーパスフィルタを通して正弦波分を抽出する。これによ
り、力率を著しく改善できる。
て、特開平３ー２０７２６８号公報に記載された技術が
知られている。この公知文献に記載された技術は、ディ
ザー整流回路を利用したもので、入力平滑コンデンサに
流れる非線形電流信号に高周波ディザー信号を加えるこ
とにより、正弦波に高周波を重畳した合成信号とし、ロ
ーパスフィルタを通して正弦波分を抽出する。これによ
り、力率を著しく改善できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
３ー２０７２６８号公報は単相スイッチング電源回路を
開示するものであって、三相正弦波入力のスイッチング
電源回路を開示していない。
３ー２０７２６８号公報は単相スイッチング電源回路を
開示するものであって、三相正弦波入力のスイッチング
電源回路を開示していない。
【０００５】三相スイッチング電源回路を実現しようと
する場合、従来技術によれば、少なくとも、正弦波入力
コンバータ部に３個のスイッチング素子、ＤＣーＤＣコ
ンバータ部に更にもう一つのスイッチング素子と、合計
４個のスイッチング素子が必要である。また、３個の入
力リアクトルと、１個のコンバータ用トランスが必要で
ある。このため、部品点数が多くなるという難点があ
る。
する場合、従来技術によれば、少なくとも、正弦波入力
コンバータ部に３個のスイッチング素子、ＤＣーＤＣコ
ンバータ部に更にもう一つのスイッチング素子と、合計
４個のスイッチング素子が必要である。また、３個の入
力リアクトルと、１個のコンバータ用トランスが必要で
ある。このため、部品点数が多くなるという難点があ
る。
【０００６】本発明の課題は、高調波分が極めて少な
く、力率の非常に高い三相正弦波入力スイッチング電源
回路を提供することである。
く、力率の非常に高い三相正弦波入力スイッチング電源
回路を提供することである。
【０００７】本発明のもう一つの課題は、部品点数の少
ない三相正弦波入力スイッチング電源回路を提供するこ
とである。
ない三相正弦波入力スイッチング電源回路を提供するこ
とである。
【０００８】本発明の更にもう一つの課題は、電源回路
投入時に突入電流が流れない三相正弦波入力スイッチン
グ電源回路を提供することである。
投入時に突入電流が流れない三相正弦波入力スイッチン
グ電源回路を提供することである。
【０００９】本発明の更にもう一つの課題は、長寿命の
三相正弦波入力スイッチング電源回路を提供することで
ある。
三相正弦波入力スイッチング電源回路を提供することで
ある。
【００１０】本発明の更にもう一つの課題は、高効率で
高速制御の可能な三相正弦波入力スイッチング電源回路
を提供することである。
高速制御の可能な三相正弦波入力スイッチング電源回路
を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明に係る三相正弦波入力スイッチング電源回路
は、３つのトランスと、少なくとも６つの入力ダイオー
ドと、少なくとも１つのスイッチング素子と、出力整流
回路とを含む三相正弦波入力スイッチング電源回路であ
って、前記３つのトランスのそれぞれは、一次巻線と、
二次巻線とを含んでおり、３つのトランスのそれぞれの
前記一次巻線は三相入力の各相毎に割当てられており、
前記入力ダイオードは前記一次巻線と共に２つのＹ結線
回路でなる三相全波整流回路を構成しており、前記スイ
ッチング素子は、三端子素子であって、主回路が前記Ｙ
結線回路の共通接続点間に接続されており、前記出力整
流回路は、前記トランスの前記二次巻線のそれぞれに接
続され、前記スイッチング素子のオン期間に前記トラン
スの巻線インダクタンスに蓄積された電磁エネルギー
を、前記スイッチング素子のオフ期間に整流して平滑
し、かつ、出力する。
め、本発明に係る三相正弦波入力スイッチング電源回路
は、３つのトランスと、少なくとも６つの入力ダイオー
ドと、少なくとも１つのスイッチング素子と、出力整流
回路とを含む三相正弦波入力スイッチング電源回路であ
って、前記３つのトランスのそれぞれは、一次巻線と、
二次巻線とを含んでおり、３つのトランスのそれぞれの
前記一次巻線は三相入力の各相毎に割当てられており、
前記入力ダイオードは前記一次巻線と共に２つのＹ結線
回路でなる三相全波整流回路を構成しており、前記スイ
ッチング素子は、三端子素子であって、主回路が前記Ｙ
結線回路の共通接続点間に接続されており、前記出力整
流回路は、前記トランスの前記二次巻線のそれぞれに接
続され、前記スイッチング素子のオン期間に前記トラン
スの巻線インダクタンスに蓄積された電磁エネルギー
を、前記スイッチング素子のオフ期間に整流して平滑
し、かつ、出力する。
【００１２】前記トランスは、好ましくは、コアにギャ
ップを有するギャップ付きトランスによって構成する。
ップを有するギャップ付きトランスによって構成する。
【００１３】好ましい一実施例では、前記３つのトラン
スは、前記一次巻線が２つであり、前記２つの一次巻線
の一方が前記Ｙ結線回路の一方を構成し、前記２つの一
次巻線の他方が前記Ｙ結線回路の他方を構成している。
スは、前記一次巻線が２つであり、前記２つの一次巻線
の一方が前記Ｙ結線回路の一方を構成し、前記２つの一
次巻線の他方が前記Ｙ結線回路の他方を構成している。
【００１４】別の好ましい実施例では、前記２つの一次
巻線は、連続して巻回された一つの巻線に中間タップを
設けることによって構成されている。
巻線は、連続して巻回された一つの巻線に中間タップを
設けることによって構成されている。
【００１５】更に別の実施例では、前記２つの一次巻線
は、互いに独立して巻かれていることもある。
は、互いに独立して巻かれていることもある。
【００１６】更に別の実施例では、前記入力ダイオード
は、２つのダイオードＹ結線回路を含んでおり、前記２
つのダイオードＹ結線回路は、共通接続点に対するダイ
オードの向きが互いに逆であって、共通接続点を構成す
る一端とは異なる他の端において、並列接続されてお
り、前記一次巻線のそれぞれは、一端が前記２つのダイ
オードＹ結線回路の並列接続点にそれぞれ接続されてお
り、前記スイッチング素子は、前記２つのダイオードＹ
結線回路の共通接続点の間に接続されていることがあ
る。
は、２つのダイオードＹ結線回路を含んでおり、前記２
つのダイオードＹ結線回路は、共通接続点に対するダイ
オードの向きが互いに逆であって、共通接続点を構成す
る一端とは異なる他の端において、並列接続されてお
り、前記一次巻線のそれぞれは、一端が前記２つのダイ
オードＹ結線回路の並列接続点にそれぞれ接続されてお
り、前記スイッチング素子は、前記２つのダイオードＹ
結線回路の共通接続点の間に接続されていることがあ
る。
【００１７】本発明に係る三相正弦波入力スイッチング
回路は、一般に、制御回路を含んでいる。前記制御回路
は前記出力整流回路から出力される出力電圧を検出して
前記スイッチング素子を制御する。
回路は、一般に、制御回路を含んでいる。前記制御回路
は前記出力整流回路から出力される出力電圧を検出して
前記スイッチング素子を制御する。
【００１８】
【作用】３つのトランスのそれぞれの一次巻線が三相入
力の各相毎に割当てられており、入力ダイオードは、一
次巻線と共に、２つのＹ結線回路でなる三相全波整流回
路を構成しており、スイッチング素子は主回路がＹ結線
回路の共通接続点（中性点）間に接続されているから、
スイッチング素子のオン期間に、トランスの一次巻線
に、入力ダイオードによって方向付けられた電流が流れ
る。この電流の勾配値（di/dt)は入力の相電圧と比例し
ている。
力の各相毎に割当てられており、入力ダイオードは、一
次巻線と共に、２つのＹ結線回路でなる三相全波整流回
路を構成しており、スイッチング素子は主回路がＹ結線
回路の共通接続点（中性点）間に接続されているから、
スイッチング素子のオン期間に、トランスの一次巻線
に、入力ダイオードによって方向付けられた電流が流れ
る。この電流の勾配値（di/dt)は入力の相電圧と比例し
ている。
【００１９】スイッチング素子がオフになると、スイッ
チング素子のオン期間にトランスに蓄積された電磁エネ
ルギーが、出力整流回路によって整流されると共に、平
滑され、出力される。スイッチング素子のオフ期間は、
トランスの入力側から出力側へのエネルギー伝送がない
ので、トランスの二次巻線に流れる二次電流は、出力整
流回路に含まれる平滑コンデンサを充電しながら減少す
る。また、入力ダイオードに流れる電流は遮断される。
このため、入力には鋸波波形の高周波電流が流れる。こ
の高周波電流のピークは正弦波の包絡線を持つ。この高
周波電流から、汎用のローパスフィルタ回路を用いて電
源周波数を抽出することにより、正弦波の入力電流が得
られる。このようにして得られた正弦波入力電流は電源
電圧とほぼ同相である。このため、力率が極めて高くな
る。理論的には力率１００％、高調波成分０％であっ
て、実際にも力率９９．５％以上、高調波分２％以下と
極めて小さい値になる。
チング素子のオン期間にトランスに蓄積された電磁エネ
ルギーが、出力整流回路によって整流されると共に、平
滑され、出力される。スイッチング素子のオフ期間は、
トランスの入力側から出力側へのエネルギー伝送がない
ので、トランスの二次巻線に流れる二次電流は、出力整
流回路に含まれる平滑コンデンサを充電しながら減少す
る。また、入力ダイオードに流れる電流は遮断される。
このため、入力には鋸波波形の高周波電流が流れる。こ
の高周波電流のピークは正弦波の包絡線を持つ。この高
周波電流から、汎用のローパスフィルタ回路を用いて電
源周波数を抽出することにより、正弦波の入力電流が得
られる。このようにして得られた正弦波入力電流は電源
電圧とほぼ同相である。このため、力率が極めて高くな
る。理論的には力率１００％、高調波成分０％であっ
て、実際にも力率９９．５％以上、高調波分２％以下と
極めて小さい値になる。
【００２０】更に、出力整流回路はスイッチング素子の
オン期間にトランスの巻線インダクタンスに蓄積された
電磁エネルギーを、スイッチング素子のオフ期間に整流
して平滑し、かつ、出力する回路である。即ち、フライ
バックコンバータ方式を採用している。フライバックコ
ンバータにおいては、スイッチング素子のオフ期間には
入力側に電流が流れないので、突入電流を著しく小さく
できる。
オン期間にトランスの巻線インダクタンスに蓄積された
電磁エネルギーを、スイッチング素子のオフ期間に整流
して平滑し、かつ、出力する回路である。即ち、フライ
バックコンバータ方式を採用している。フライバックコ
ンバータにおいては、スイッチング素子のオフ期間には
入力側に電流が流れないので、突入電流を著しく小さく
できる。
【００２１】また、平衡三相回路において、電圧及び電
流の波形が正弦波ならば、入力電力Ｐは、よく知られて
いるように、直流値を持つ。この点、入力電力が電源周
波数の２倍の周波数の関数として表現される単相電力と
著しく異なる。このため、本発明の三相正弦波入力スイ
ッチング電源回路は、単相入力スイッチング電源回路と
異なって、出力電圧には、高周波数であるスイッチング
周波数成分しか現われないから、出力整流回路を構成す
る平滑コンデンサの容量値を小さくし、高速制御及び長
寿命化を図ることができる。平滑コンデンサとして、例
えばフィルムコンデンサ等の非電解コンデンサを用いる
ことが可能になり、電解コンデンサを用いた場合と異な
って、寿命が著しく長くなる。
流の波形が正弦波ならば、入力電力Ｐは、よく知られて
いるように、直流値を持つ。この点、入力電力が電源周
波数の２倍の周波数の関数として表現される単相電力と
著しく異なる。このため、本発明の三相正弦波入力スイ
ッチング電源回路は、単相入力スイッチング電源回路と
異なって、出力電圧には、高周波数であるスイッチング
周波数成分しか現われないから、出力整流回路を構成す
る平滑コンデンサの容量値を小さくし、高速制御及び長
寿命化を図ることができる。平滑コンデンサとして、例
えばフィルムコンデンサ等の非電解コンデンサを用いる
ことが可能になり、電解コンデンサを用いた場合と異な
って、寿命が著しく長くなる。
【００２２】トランスがコアにギャップを有するギャッ
プ付きトランスである場合は、トランスの一次巻線をリ
アクトルとして用いることが可能である。これにより、
平滑コンデンサをトランスの二次側に接続し、入出力間
の絶縁は小形の高周波トランスによって行なうことがで
きるようになる。
プ付きトランスである場合は、トランスの一次巻線をリ
アクトルとして用いることが可能である。これにより、
平滑コンデンサをトランスの二次側に接続し、入出力間
の絶縁は小形の高周波トランスによって行なうことがで
きるようになる。
【００２３】また、本発明においては、スイッチング素
子の主回路を、トランスの一次巻線によって構成される
Ｙ結線回路の共通接続点（中性点）に接続する構成であ
り、基本的に１個のスイッチング素子を備えるだけでよ
いから、部品点数が著しく減少する。
子の主回路を、トランスの一次巻線によって構成される
Ｙ結線回路の共通接続点（中性点）に接続する構成であ
り、基本的に１個のスイッチング素子を備えるだけでよ
いから、部品点数が著しく減少する。
【００２４】
【実施例】図１は本発明に係る三相正弦波入力スイッチ
ング電源回路の電気回路図、図２は図１に示した三相正
弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスとスイ
ッチング素子の接続関係を解り易く示す電気回路図であ
る。図１の包枠１で示す部分が本発明に係る三相正弦波
入力スイッチング電源回路である。三相正弦波入力スイ
ッチング電源回路１は、３つのトランスＴ１〜Ｔ３と、
少なくとも６つの入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜
（Ｄ３１、Ｄ３２）と、少なくとも１つのスイッチング
素子Ｓと、出力整流回路２とを含んでいる。
ング電源回路の電気回路図、図２は図１に示した三相正
弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスとスイ
ッチング素子の接続関係を解り易く示す電気回路図であ
る。図１の包枠１で示す部分が本発明に係る三相正弦波
入力スイッチング電源回路である。三相正弦波入力スイ
ッチング電源回路１は、３つのトランスＴ１〜Ｔ３と、
少なくとも６つの入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜
（Ｄ３１、Ｄ３２）と、少なくとも１つのスイッチング
素子Ｓと、出力整流回路２とを含んでいる。
【００２５】３つのトランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれは、
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と、二次巻線Ｎ２とを含んでい
る。３つのトランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれの一次巻線Ｎ
１１、Ｎ１２は三相入力の各相ａ、ｂ、ｃ毎に割当てら
れている。具体的には、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１
１、Ｎ１２は相ａに割当てられ、トランスＴ２の一次巻
線Ｎ１１、Ｎ１２は相ｂに割当てられ、トランスＴ３の
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は相ｃに割当てられている。そ
して、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１１、トランスＴ２の
一次巻線Ｎ１１及びトランスＴ３の一次巻線Ｎ１１がＹ
結線回路を構成するように互いに接続されている。同様
に、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１２、トランスＴ２の一
次巻線Ｎ１２及びトランスＴ３の一次巻線Ｎ１２がＹ結
線回路を構成するように互いに接続されている。
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と、二次巻線Ｎ２とを含んでい
る。３つのトランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれの一次巻線Ｎ
１１、Ｎ１２は三相入力の各相ａ、ｂ、ｃ毎に割当てら
れている。具体的には、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１
１、Ｎ１２は相ａに割当てられ、トランスＴ２の一次巻
線Ｎ１１、Ｎ１２は相ｂに割当てられ、トランスＴ３の
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は相ｃに割当てられている。そ
して、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１１、トランスＴ２の
一次巻線Ｎ１１及びトランスＴ３の一次巻線Ｎ１１がＹ
結線回路を構成するように互いに接続されている。同様
に、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１２、トランスＴ２の一
次巻線Ｎ１２及びトランスＴ３の一次巻線Ｎ１２がＹ結
線回路を構成するように互いに接続されている。
【００２６】入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ
３１、Ｄ３２）は一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と共に、２つ
のＹ結線回路でなる三相全波整流回路を構成している。
図示では、入力ダイオードＤ１１、Ｄ１２がトランスＴ
１の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２にそれぞれ接続され、トラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に双方向に電流を流
し、かつ、スイッチング素子Ｓに一方向電流を流すよう
に方向付けられている。入力ダイオードＤ２１、Ｄ２２
はトランスＴ２の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２にそれぞれ接
続され、トランスＴ２の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に双方
向に電流を流し、かつ、スイッチング素子Ｓに一方向電
流を流すように方向付けられている。入力ダイオードＤ
３１、Ｄ３２はトランスＴ３の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２
にそれぞれ接続され、トランスＴ３の一次巻線Ｎ１１、
Ｎ１２に双方向に電流を流し、かつ、スイッチング素子
Ｓに一方向電流を流すように方向付けられている。
３１、Ｄ３２）は一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と共に、２つ
のＹ結線回路でなる三相全波整流回路を構成している。
図示では、入力ダイオードＤ１１、Ｄ１２がトランスＴ
１の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２にそれぞれ接続され、トラ
ンスＴ１の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に双方向に電流を流
し、かつ、スイッチング素子Ｓに一方向電流を流すよう
に方向付けられている。入力ダイオードＤ２１、Ｄ２２
はトランスＴ２の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２にそれぞれ接
続され、トランスＴ２の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に双方
向に電流を流し、かつ、スイッチング素子Ｓに一方向電
流を流すように方向付けられている。入力ダイオードＤ
３１、Ｄ３２はトランスＴ３の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２
にそれぞれ接続され、トランスＴ３の一次巻線Ｎ１１、
Ｎ１２に双方向に電流を流し、かつ、スイッチング素子
Ｓに一方向電流を流すように方向付けられている。
【００２７】スイッチング素子Ｓは、主回路がＹ結線回
路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２（中性点）に接続されてい
る。スイッチング素子Ｓはトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧ
ＢＴまたはＭＣＴ等の三端子素子によって構成できる。
ＩＧＢＴまたはＭＣＴは大電流高周波化の場合に適して
いる。スイッチング素子Ｓは少なくとも１個あればよ
い。電流容量または電圧によっては複数個を用いること
もできる。
路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２（中性点）に接続されてい
る。スイッチング素子Ｓはトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧ
ＢＴまたはＭＣＴ等の三端子素子によって構成できる。
ＩＧＢＴまたはＭＣＴは大電流高周波化の場合に適して
いる。スイッチング素子Ｓは少なくとも１個あればよ
い。電流容量または電圧によっては複数個を用いること
もできる。
【００２８】出力整流回路２は、トランスＴ１〜Ｔ３の
二次巻線Ｎ２のそれぞれに接続され、スイッチング素子
Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３に蓄積された電磁エ
ネルギーを、スイッチング素子Ｓのオフ期間に整流して
平滑し、出力する。出力整流回路２は二次巻線Ｎ２に接
続された整流ダイオードＤ１３、Ｄ２３及びＤ３３と、
こられの整流ダイオードＤ１３、Ｄ２３及びＤ３３から
共通に充電作用を受ける平滑コンデンサＣｏとを有す
る。
二次巻線Ｎ２のそれぞれに接続され、スイッチング素子
Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３に蓄積された電磁エ
ネルギーを、スイッチング素子Ｓのオフ期間に整流して
平滑し、出力する。出力整流回路２は二次巻線Ｎ２に接
続された整流ダイオードＤ１３、Ｄ２３及びＤ３３と、
こられの整流ダイオードＤ１３、Ｄ２３及びＤ３３から
共通に充電作用を受ける平滑コンデンサＣｏとを有す
る。
【００２９】上述したように、３つのトランスＴ１〜Ｔ
３のそれぞれの一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が三相入力の各
相ａ、ｂ及びｃに割当てられており、入力ダイオード
（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）は一次巻線Ｎ
１１、Ｎ１２と共に、２つのＹ結線回路でなる三相全波
整流回路を構成しており、スイッチング素子Ｓは主回路
がＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２に接続されている
から、スイッチング素子Ｓのオン期間に、トランスＴ１
〜Ｔ３の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に、入力ダイオード
（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）によって方向
付けられた電流が流れる。この電流の勾配値（di/dt)は
入力相電圧に比例する鋸波状となる。このため、フィル
タ後の電流は入力電圧に比例した正弦波状となる。
３のそれぞれの一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が三相入力の各
相ａ、ｂ及びｃに割当てられており、入力ダイオード
（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）は一次巻線Ｎ
１１、Ｎ１２と共に、２つのＹ結線回路でなる三相全波
整流回路を構成しており、スイッチング素子Ｓは主回路
がＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２に接続されている
から、スイッチング素子Ｓのオン期間に、トランスＴ１
〜Ｔ３の一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２に、入力ダイオード
（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）によって方向
付けられた電流が流れる。この電流の勾配値（di/dt)は
入力相電圧に比例する鋸波状となる。このため、フィル
タ後の電流は入力電圧に比例した正弦波状となる。
【００３０】次に、スイッチング素子Ｓがオフになる
と、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ
３２）に流れる電流は遮断される。また、スイッチング
素子Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３の巻線インダク
タンスに蓄積された電磁エネルギーが、出力整流回路２
によって整流されると共に、平滑され、出力される。ス
イッチング素子Ｓのオフ期間は、トランスＴ１〜Ｔ３の
入力側から出力側へのエネルギー伝送がないので、トラ
ンスＴ１〜Ｔ３の二次巻線Ｎ２に流れる二次電流は、出
力整流回路２に含まれる平滑コンデンサＣｏを充電しな
がら減少する。このため、入力には鋸波波形の高周波電
流が流れる。この高周波電流のピークは正弦波の包絡線
を持つ。この高周波電流から、ローパスフィルタ回路を
用いて電源周波数を抽出することにより、正弦波の入力
電流が得られる。このようにして得られた正弦波入力電
流は電源電圧とほぼ同相である。このため、力率が極め
て高くなる。理論的には、力率は１００％であり、高調
波成分は０％である。実際にも、９９．５％以上の総合
力率を確保することができ、高調波成分を全体の２％以
下に低減させることができた。
と、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ
３２）に流れる電流は遮断される。また、スイッチング
素子Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３の巻線インダク
タンスに蓄積された電磁エネルギーが、出力整流回路２
によって整流されると共に、平滑され、出力される。ス
イッチング素子Ｓのオフ期間は、トランスＴ１〜Ｔ３の
入力側から出力側へのエネルギー伝送がないので、トラ
ンスＴ１〜Ｔ３の二次巻線Ｎ２に流れる二次電流は、出
力整流回路２に含まれる平滑コンデンサＣｏを充電しな
がら減少する。このため、入力には鋸波波形の高周波電
流が流れる。この高周波電流のピークは正弦波の包絡線
を持つ。この高周波電流から、ローパスフィルタ回路を
用いて電源周波数を抽出することにより、正弦波の入力
電流が得られる。このようにして得られた正弦波入力電
流は電源電圧とほぼ同相である。このため、力率が極め
て高くなる。理論的には、力率は１００％であり、高調
波成分は０％である。実際にも、９９．５％以上の総合
力率を確保することができ、高調波成分を全体の２％以
下に低減させることができた。
【００３１】更に、本発明において、出力整流回路２は
スイッチング素子Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３に
蓄積された電磁エネルギーを、スイッチング素子Ｓのオ
フ期間に整流して平滑し、かつ、出力する回路である。
即ち、フライバックコンバータ方式を採用している。フ
ライバックコンバータにおいては、スイッチング素子Ｓ
のオフ期間に入力側に電流が流れないので、突入電流を
著しく小さくできる。
スイッチング素子Ｓのオン期間にトランスＴ１〜Ｔ３に
蓄積された電磁エネルギーを、スイッチング素子Ｓのオ
フ期間に整流して平滑し、かつ、出力する回路である。
即ち、フライバックコンバータ方式を採用している。フ
ライバックコンバータにおいては、スイッチング素子Ｓ
のオフ期間に入力側に電流が流れないので、突入電流を
著しく小さくできる。
【００３２】また、三相回路において、入力電力Ｐは、
力率１００％の場合、よく知られているように、 Ｐ＝√３・Ｖｓ・Ｉｓ 但し、Ｖｓは線間電圧実効値 Ｉｓは線電流実効値 となる。上述のように、三相回路では入力電力Ｐが直流
値を持つ。この点、入力電力が電源周波数の２倍の周波
数の関数として表現される単相回路と著しく異なる。こ
のため、本発明のスイッチング電源回路は、単相入力ス
イッチング電源回路と異なって、出力電圧には、高周波
数であるスイッチング周波数成分しか現われない。この
ため、出力整流回路２を構成する平滑コンデンサＣｏの
容量値を小さくし、高速制御及び長寿命化を図ることが
できる。平滑コンデンサＣｏとして、例えばフィルムコ
ンデンサ等の無電解コンデンサを用いることが可能にな
り、電解コンデンサを用いた場合と異なって、寿命が著
しく長くなる。
力率１００％の場合、よく知られているように、 Ｐ＝√３・Ｖｓ・Ｉｓ 但し、Ｖｓは線間電圧実効値 Ｉｓは線電流実効値 となる。上述のように、三相回路では入力電力Ｐが直流
値を持つ。この点、入力電力が電源周波数の２倍の周波
数の関数として表現される単相回路と著しく異なる。こ
のため、本発明のスイッチング電源回路は、単相入力ス
イッチング電源回路と異なって、出力電圧には、高周波
数であるスイッチング周波数成分しか現われない。この
ため、出力整流回路２を構成する平滑コンデンサＣｏの
容量値を小さくし、高速制御及び長寿命化を図ることが
できる。平滑コンデンサＣｏとして、例えばフィルムコ
ンデンサ等の無電解コンデンサを用いることが可能にな
り、電解コンデンサを用いた場合と異なって、寿命が著
しく長くなる。
【００３３】また、本発明においては、スイッチング素
子Ｓの主回路を、一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２及び入力ダイ
オード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）によっ
て構成されるＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２に接続
する構成であり、基本的に１個のスイッチング素子Ｓを
備えるだけでよいから、部品点数が著しく減少する。
子Ｓの主回路を、一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２及び入力ダイ
オード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）によっ
て構成されるＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ２に接続
する構成であり、基本的に１個のスイッチング素子Ｓを
備えるだけでよいから、部品点数が著しく減少する。
【００３４】トランスＴ１〜Ｔ３は、コアにギャップを
有するギャップ付きトランスであることが望ましい。こ
のようなギャップ付きのトランスＴ１〜Ｔ３によれば、
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２をリアクトルとして用いること
が可能である。これにより、平滑コンデンサＣｏをトラ
ンスＴ１〜Ｔ３の二次側に接続し、入出力間の絶縁は小
形の高周波トランスによって行なうことができるように
なる。
有するギャップ付きトランスであることが望ましい。こ
のようなギャップ付きのトランスＴ１〜Ｔ３によれば、
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２をリアクトルとして用いること
が可能である。これにより、平滑コンデンサＣｏをトラ
ンスＴ１〜Ｔ３の二次側に接続し、入出力間の絶縁は小
形の高周波トランスによって行なうことができるように
なる。
【００３５】図１及び図２に示した三相正弦波入力スイ
ッチング電源回路において、トランスＴ１〜Ｔ３のそれ
ぞれは、一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が２つであり、２つの
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が、入力ダイオード（Ｄ１１、
Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）と共に、２つのＹ結線回
路を構成している。スイッチング素子Ｓは２つのＹ結線
回路によって構成される２つの共通接続点Ｘ１及びＸ２
の間に接続されている。更に具体的には、２つの一次巻
線Ｎ１１、Ｎ１２は、連続して巻回された一つの巻線に
中間タップを設けることによって構成されている。各中
間タップは三相電源Ｅに導かれている。トランスＴ１〜
Ｔ３のそれぞれは、できるだけ同じ巻線構造及び磁気回
路を有するようにし、相互間の平衡をとることが望まし
い。
ッチング電源回路において、トランスＴ１〜Ｔ３のそれ
ぞれは、一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が２つであり、２つの
一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が、入力ダイオード（Ｄ１１、
Ｄ１２）〜（Ｄ３１、Ｄ３２）と共に、２つのＹ結線回
路を構成している。スイッチング素子Ｓは２つのＹ結線
回路によって構成される２つの共通接続点Ｘ１及びＸ２
の間に接続されている。更に具体的には、２つの一次巻
線Ｎ１１、Ｎ１２は、連続して巻回された一つの巻線に
中間タップを設けることによって構成されている。各中
間タップは三相電源Ｅに導かれている。トランスＴ１〜
Ｔ３のそれぞれは、できるだけ同じ巻線構造及び磁気回
路を有するようにし、相互間の平衡をとることが望まし
い。
【００３６】更に、図１及び図２に示した三相正弦波入
力スイッチング電源回路は、制御回路３を含んでいる。
制御回路３は出力整流回路２から出力される出力電圧を
検出してスイッチング素子Ｓを制御する。この制御回路
３は検出した出力電圧値に基づき、出力電圧が一定とな
るように、スイッチング素子Ｓのデューティ制御を行な
う。検出された出力電圧を指令値と比較し、それを比例
積分回路３１を通して比較器３２に入力し、三角波発振
器３３から供給される三角波と比較する。その比較出力
に基づき、ドライブ回路３４を通して、スイッチング素
子Ｓのデューティ比を、出力電圧が一定となる方向に制
御する。デユーティ比を変えると、入力電流の大きさが
変化し、負荷に対応した電力を入力する。この場合、フ
ィードバックされるのは出力電圧信号のみであり、入力
電流は自動的に正弦波になるので、入力電流の検出は不
要である。このため、簡単な回路構成で、入力電流を正
弦波とし、出力電圧を安定化することができる。デュー
ティ比を制御する代りに周波数を制御することによって
も、入力電流を制御することができる。
力スイッチング電源回路は、制御回路３を含んでいる。
制御回路３は出力整流回路２から出力される出力電圧を
検出してスイッチング素子Ｓを制御する。この制御回路
３は検出した出力電圧値に基づき、出力電圧が一定とな
るように、スイッチング素子Ｓのデューティ制御を行な
う。検出された出力電圧を指令値と比較し、それを比例
積分回路３１を通して比較器３２に入力し、三角波発振
器３３から供給される三角波と比較する。その比較出力
に基づき、ドライブ回路３４を通して、スイッチング素
子Ｓのデューティ比を、出力電圧が一定となる方向に制
御する。デユーティ比を変えると、入力電流の大きさが
変化し、負荷に対応した電力を入力する。この場合、フ
ィードバックされるのは出力電圧信号のみであり、入力
電流は自動的に正弦波になるので、入力電流の検出は不
要である。このため、簡単な回路構成で、入力電流を正
弦波とし、出力電圧を安定化することができる。デュー
ティ比を制御する代りに周波数を制御することによって
も、入力電流を制御することができる。
【００３７】図１において、参照符号Ｅは三相電源、Ｌ
Ｐ１〜ＬＰ３は電源内部インピーダンスまたはライン用
リアクトル、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｄ４及びＤ５は
ダイオード、Ｒ１は抵抗である。ダイオードＤ４、コン
デンサＣ４及び抵抗Ｒ１はクランプ回路を構成してい
る。このクランプ回路により、スイッチング素子Ｓの両
端に発生するサージ電圧が抑制される。
Ｐ１〜ＬＰ３は電源内部インピーダンスまたはライン用
リアクトル、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｄ４及びＤ５は
ダイオード、Ｒ１は抵抗である。ダイオードＤ４、コン
デンサＣ４及び抵抗Ｒ１はクランプ回路を構成してい
る。このクランプ回路により、スイッチング素子Ｓの両
端に発生するサージ電圧が抑制される。
【００３８】図３は本発明に係る三相正弦波入力スイッ
チング電源回路の電気回路図、図４は図３に示した三相
正弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスＴ１
〜Ｔ３とスイッチング素子Ｓの接続関係を解り易く示す
電気回路図である。図において、図１及び図２と同一の
参照符号は同一性ある構成部分を示している。この実施
例では、トランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれに備えられる２
つの一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が互いに独立して巻かれて
いる。図１及び図２との対比では、一次巻線Ｎ１１、Ｎ
１２の構成と、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜
（Ｄ３１、Ｄ３２）の位置が異なるのみである。
チング電源回路の電気回路図、図４は図３に示した三相
正弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスＴ１
〜Ｔ３とスイッチング素子Ｓの接続関係を解り易く示す
電気回路図である。図において、図１及び図２と同一の
参照符号は同一性ある構成部分を示している。この実施
例では、トランスＴ１〜Ｔ３のそれぞれに備えられる２
つの一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が互いに独立して巻かれて
いる。図１及び図２との対比では、一次巻線Ｎ１１、Ｎ
１２の構成と、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜
（Ｄ３１、Ｄ３２）の位置が異なるのみである。
【００３９】図５は本発明に係る三相正弦波入力スイッ
チング電源回路の電気回路図、図６は図５に示した三相
正弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスＴ１
〜Ｔ３とスイッチング素子Ｓの接続関係を解り易く示す
電気回路図である。図において、図１及び図２と同一の
参照符号は同一性ある構成部分を示している。この実施
例では、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３
１、Ｄ３２）は、２つのダイオードＹ結線回路を含んで
いる。２つのダイオードＹ結線回路は、共通接続点Ｘ
１、Ｘ２に対するダイオードの向きが互いに逆であっ
て、共通接続点Ｘ１、Ｘ２を構成する一端とは異なる他
の端において、並列接続されている。一次巻線Ｎ１のそ
れぞれは、一端が２つのダイオードＹ結線回路の並列接
続点にそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｓ
は、２つのダイオードＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ
２の間に接続されている。トランスＴ１〜Ｔ３は中間タ
ップを有する二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２を有し、二次巻線
Ｎ２１、Ｎ２２に生じる両方向のフライバック電圧を、
ダイオード（Ｄ１３、Ｄ１４）〜（Ｄ３３、Ｄ３４）で
全波整流するようになっている。
チング電源回路の電気回路図、図６は図５に示した三相
正弦波入力スイッチング電源回路におけるトランスＴ１
〜Ｔ３とスイッチング素子Ｓの接続関係を解り易く示す
電気回路図である。図において、図１及び図２と同一の
参照符号は同一性ある構成部分を示している。この実施
例では、入力ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２）〜（Ｄ３
１、Ｄ３２）は、２つのダイオードＹ結線回路を含んで
いる。２つのダイオードＹ結線回路は、共通接続点Ｘ
１、Ｘ２に対するダイオードの向きが互いに逆であっ
て、共通接続点Ｘ１、Ｘ２を構成する一端とは異なる他
の端において、並列接続されている。一次巻線Ｎ１のそ
れぞれは、一端が２つのダイオードＹ結線回路の並列接
続点にそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｓ
は、２つのダイオードＹ結線回路の共通接続点Ｘ１、Ｘ
２の間に接続されている。トランスＴ１〜Ｔ３は中間タ
ップを有する二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２を有し、二次巻線
Ｎ２１、Ｎ２２に生じる両方向のフライバック電圧を、
ダイオード（Ｄ１３、Ｄ１４）〜（Ｄ３３、Ｄ３４）で
全波整流するようになっている。
【００４０】図３〜図６に図示した実施例も、図１及び
図２に示した実施例と同様の作用効果を奏する。
図２に示した実施例と同様の作用効果を奏する。
【００４１】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、次の
ような効果を得ることができる。 （ａ）理論的には力率１００％、高調波成分０％であっ
て、実際にも力率９９．５％以上、高調波分２％以下と
極めて小さい高性能の三相正弦波入力スイッチング電源
回路を提供できる。 （ｂ）部品点数の少ない三相正弦波入力スイッチング電
源回路を提供できる。 （ｃ）電源回路投入時に突入電流が流れない三相正弦波
入力スイッチング電源回路を提供できる。 （ｄ）長寿命の三相正弦波入力スイッチング電源回路を
提供できる。 （ｅ）高効率で高速制御の可能な三相正弦波入力スイッ
チング電源回路を提供できる。
ような効果を得ることができる。 （ａ）理論的には力率１００％、高調波成分０％であっ
て、実際にも力率９９．５％以上、高調波分２％以下と
極めて小さい高性能の三相正弦波入力スイッチング電源
回路を提供できる。 （ｂ）部品点数の少ない三相正弦波入力スイッチング電
源回路を提供できる。 （ｃ）電源回路投入時に突入電流が流れない三相正弦波
入力スイッチング電源回路を提供できる。 （ｄ）長寿命の三相正弦波入力スイッチング電源回路を
提供できる。 （ｅ）高効率で高速制御の可能な三相正弦波入力スイッ
チング電源回路を提供できる。
【図１】本発明に係る三相正弦波入力スイッチング電源
回路の電気回路図である。
回路の電気回路図である。
【図２】図１に示した三相正弦波入力スイッチング電源
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
【図３】本発明に係る三相正弦波入力スイッチング電源
回路の別の実施例を示す電気回路図である。
回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【図４】図３に示した三相正弦波入力スイッチング電源
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
【図５】本発明に係る三相正弦波入力スイッチング電源
回路の別の実施例を示す電気回路図である。
回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】図５に示した三相正弦波入力スイッチング電源
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
回路におけるトランスとスイッチング素子の接続関係を
解り易く示す電気回路図である。
Ｔ１〜Ｔ３ トランス
Ｎ１１、Ｎ１２ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｓ スイッチング素子
Ｄ１１、Ｄ１２ 入力ダイオード
Ｄ２１、Ｄ２２ 入力ダイオード
Ｄ３１、Ｄ３２ 入力ダイオード
２ 出力整流回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/04
H02M 7/217
Claims (7)
- 【請求項１】 ３つのトランスと、少なくとも６つの入
力ダイオードと、少なくとも１つのスイッチング素子
と、出力整流回路とを含む三相正弦波入力スイッチング
電源回路であって、 前記３つのトランスのそれぞれは、２つの一次巻線（Ｎ
１１，Ｎ１２）と、１つの二次巻線（Ｎ２）とを含んで
おり、前記２つの一次巻線（Ｎ１１，Ｎ１２）が直列に
接続され三相入力の各相毎に割当てられており、前記入力ダイオードのそれぞれは、前記３つのトランス
に備えられた前記２つの一次巻線（Ｎ１１，Ｎ１２）の
それぞれに、直列に接続されており、 前記３つのトランスに備えられた前記２つの一次巻線
(Ｎ１１，Ｎ１２)の一方の一次巻線（Ｎ１１）と前記入
力ダイオードとを接続した３つの回路は、各一端が共通
接続されてＹ結線回路を構成し、 前記３つのトランスに備えられた前記２つの一次巻線
(Ｎ１１，Ｎ１２)の他方の一次巻線（Ｎ１２）と、前記
入力ダイオードとを接続した３つの回路は、一端が共通
接続されてもう１つのＹ結線回路を構成しており、 前記２つのＹ結線回路に含まれる 前記入力ダイオード
は、三相全波整流回路を構成するように方向付けられて
おり、 前記スイッチング素子は、三端子素子であって、主回路
が前記２つのＹ結線回路の共通接続点間に接続されてお
り、 前記出力整流回路は、前記トランスの前記二次巻線のそ
れぞれに接続され、前記スイッチング素子のオン期間に
前記トランスの巻線インダクタンスに蓄積された電磁エ
ネルギーを、前記スイッチング素子のオフ期間に整流し
て平滑し、かつ、出力する三相正弦波入力スイッチング
電源回路。 - 【請求項２】 前記トランスは、コアにギャップを有す
るギャップ付きトランスである請求項１に記載の三相正
弦波入力スイッチング電源回路。 - 【請求項３】 前記２つの一次巻線は、連続して巻回さ
れた一つの巻線に中間タップを設けることによって構成
されている請求項１または２に記載の三相正弦波入力ス
イッチング電源回路。 - 【請求項４】 前記２つの一次巻線は、互いに独立して
巻かれている請求項１に記載の三相正弦波入力スイッチ
ング電源回路。 - 【請求項５】 ３つのトランスと、少なくとも６つの入
力ダイオードと、少なくとも１つのスイッチング素子
と、出力整流回路とを含む三相正弦波入力スイッチング
電源回路であって、 前記３つのトランスのそれぞれは、１つの一次巻線（Ｎ
１）と、１つの二次巻線（Ｎ２）とを含んでおり、前記
一次巻線（Ｎ１）は、三相入力の各相毎に割当てられて
おり、 前記入力ダイオードは、２つのダイオードＹ結線回路を
構成しており、前記２つのダイオードＹ結線回路は、共
通接続点に対するダイオードの向きが互いに逆であっ
て、共通接続点を構成する一端とは異なる他の端におい
て、並列接続されており、 前記一次巻線のそれぞれは、一端が前記２つのダイオー
ドＹ結線回路の並列接続点にそれぞれ接続されており、 前記スイッチング素子は、前記２つのダイオードＹ結線
回路の共通接続点の間に接続されており、前記出力整流回路は、前記トランスの前記二次巻線のそ
れぞれに接続され、前記スイッチング素子のオン期間に
前記トランスの巻線インダクタンスに蓄積された電磁エ
ネルギーを、前記スイッチング素子のオフ期間に整流し
て平滑し、かつ、出力する 三相正弦波入力スイッチング
電源回路。 - 【請求項６】 前記トランスは、コアにギャップを有す
るギャップ付きトランスである請求項５に記載の三相正
弦波入力スイッチング電源回路。 - 【請求項７】 制御回路を含み、前記制御回路が前記出
力整流回路から出力される出力電圧を検出して前記スイ
ッチング素子を制御する請求項１乃至６の何れかに記載
の三相正弦波入力スイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03848294A JP3393617B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 三相正弦波入力スイッチング電源回路 |
| US08/399,630 US5506766A (en) | 1994-03-09 | 1995-03-07 | 3-phase input type of switching power circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03848294A JP3393617B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 三相正弦波入力スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07250471A JPH07250471A (ja) | 1995-09-26 |
| JP3393617B2 true JP3393617B2 (ja) | 2003-04-07 |
Family
ID=12526481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03848294A Expired - Fee Related JP3393617B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 三相正弦波入力スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5506766A (ja) |
| JP (1) | JP3393617B2 (ja) |
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| JP6815086B2 (ja) * | 2016-03-22 | 2021-01-20 | Ntn株式会社 | 力率改善装置 |
| JP2017221073A (ja) | 2016-06-10 | 2017-12-14 | Ntn株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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| JP6817894B2 (ja) * | 2017-05-19 | 2021-01-20 | Ntn株式会社 | 三相交流用絶縁型スイッチング電源 |
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Also Published As
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|---|---|
| JPH07250471A (ja) | 1995-09-26 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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