TWI443935B - 不斷電電源供應器 - Google Patents

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TWI443935B
TWI443935B TW100124822A TW100124822A TWI443935B TW I443935 B TWI443935 B TW I443935B TW 100124822 A TW100124822 A TW 100124822A TW 100124822 A TW100124822 A TW 100124822A TW I443935 B TWI443935 B TW I443935B
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Wen Yin Tsai
Jen Chuan Liao
Po Tai Cheng
Yu Hsing Chen
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Delta Electronics Inc
Nat Univ Tsing Hua
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Description

不斷電電源供應器
本案係關於一種電源供應器，尤指一種具有抑制湧浪電流功能之不斷電電源供應器。
隨著資訊工業與高科技產業的快速發展，大部分的精密電子儀器與設備需要依賴高品質的電源供應來維持正常的運作。在各種供電方式中，不斷電電源供應器(Uninterruptible Power Supply,UPS)除了可以確保供電來源之可靠度外，更可以提供高品質電力波形，以致不斷電電源供應器已經成為現今確保供電可靠度與提供高品質電力的一種最佳方案。
一般而言，不斷電電源供應器設置在外部供電系統與負載之間。當外部供電系統如市電(commercial AC)所提供之電力品質足以滿足負載所需時，不斷電電源供應器可依據用電效率，選擇性地為負載提供與市電同步之電力，或經由逆變電路將市電轉換成備用電能儲存於蓄電池中。一但市電發生中斷或異常時，不斷電電源供應器會立即將蓄電池所儲存之備用電能藉由逆變器(inverter)轉換成為交流電源並傳送至負載，以確保負載的正常運作。
習知不斷電電源供應器在供電至電感性負載，例如變壓器或電動 機械，當負載電壓受到擾動時，會致導電感性負載的磁通量(flux)在正、負半週期之間不平衡，進而引起磁通飽和的現象，產生湧浪電流(inrush current)。湧浪電流不但可能造成不斷電電源供應器損壞，更可能觸發不斷電電源供應器的過電流保護機制，使不斷電電源供應器停止運作，連帶使負載停機。如此一來，不斷電電源供應器便無法在市電發生異常或中斷時提供電感性負載運作所需電力，即無法確保電感性負載不受市電異常或中斷的影響，正常運作。
目前決解上述問題方式為：(1)採用較電感性負載之額定容量大數倍之不斷電電源供應器，以避免湧浪電流造成不斷電電源供應器停止運作或損壞之問題；(2)在不斷電電源供應器之輸出側串連一阻抗電路(resistance bank)，當電感性負載開始運作或負載電壓受到擾動時，可藉由此一串連阻抗來抑制湧浪電流的振幅。
然而，上述的這些方法不但會造成不斷電電源供應器的生產成本及體積增加，且僅能抑制單一負載之湧浪電流現象。若是不斷電電源供應器之供電對象包含數個不同額定且開始運作時間不同之電感性負載時，上述方法仍無法有效解決磁通飽和與湧浪電流的問題。
因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失且應用於不斷電電源供應器之電壓與電流控制策略，實為目前迫切需要解決之問題。
本案之主要目的為提供一種不斷電電源供應器，可以在不引起湧浪電流之狀態下，同時為數個開始運作時間不同之電感性負載或/及電阻性負載提供所需之電力。當三相負載電壓之振幅與頻率能完全由不斷電電源供應器所控制時，則負載供電過程所引起的湧浪電流現象將能被抑制。因此，不斷電電源供應器的過電流保護機制也不會因湧浪電流而誤動作，進而中斷負載供電程序。因此，此一控制策略能有效降低輸出暫態電流對功率半導體元件之衝擊，並同時兼顧輸出電力之品質。此外，與傳統不斷電電源供應器之設計相較下，本案所提出之設計不需考慮湧浪電流之效應，額外增加功率半導體元件之額定容量，或是在輸出端使用阻抗電路，因此有助於降低不斷電電源供應器的硬體建置成本並縮小體積。
為達上述目的，本案之較佳實施態樣為提供一種不斷電電源供應器，輸出三相負載電壓至第一電感性負載與第二電感性負載，其包含：整流電路，係將三相市電整流並產生直流電壓；儲能單元，連接於整流電路，係儲存備用電能；逆變電路，連接於儲能單元，因應一逆變控制訊號運作而將直流電壓轉換為三相調變電壓；濾波電路，與逆變電路的輸出側連接，以濾除三相調變電壓之高頻成分而產生三相正弦電壓(三相逆變電壓)；旁路開關電路，連接於濾波電路、整流電路的輸入側、第一電感性負載以及第二電感性負載，使經由旁路開關電路之閘流體元件控制輸出至負載之電壓為三相市電或三相逆變電壓；以及控制電路，控制不斷電電源供應器之運作，當輸入至負載之三相市電中斷或異常時，藉由控制旁路開關電路與逆變電路之運作，使三相逆變電壓經由旁 路開關電路之閘流體開關元件傳遞至第一電感性負載與第二電感性負載；其中，在第二電感性負載啟動運作的暫態以及之後的穩態，控制電路分別使用不同運作模式的磁通補償方塊調整三相負載電壓之電壓值來進行第二電感性負載的磁通量補償或修正，使第二電感性負載的磁通分佈不致引起嚴重的湧浪電流現象，進而影響不斷電電源供應器之正常運作。
1‧‧‧不斷電電源供應器
11‧‧‧整流電路
12‧‧‧儲能單元
13‧‧‧逆變電路
14‧‧‧濾波電路
15‧‧‧旁路開關電路
16‧‧‧控制電路
16B‧‧‧控制方塊
161‧‧‧座標系統轉換方塊
162‧‧‧電感性負載啟動檢測方塊
1621‧‧‧低通濾波器
1622‧‧‧比較器
163‧‧‧脈波寬度調變方塊
163a‧‧‧調變及逆變方塊
164d‧‧‧第一軸之磁通補償方塊
164d1‧‧‧第一軸之主磁通估測器
164d2‧‧‧第一軸之次磁通估測器
164d3‧‧‧第一軸之比例積分-前饋控制方塊
164d4‧‧‧第一軸之啟動權重補償方塊
164d5‧‧‧第一軸之啟動比例補償方塊
164d6‧‧‧第一軸之第一運算方塊
164d7‧‧‧第一軸之第二運算方塊
164q‧‧‧第二軸之磁通補償方塊
164q1‧‧‧第二軸之主磁通估測器
164q2‧‧‧第二軸之次磁通估測器
164q3‧‧‧第二軸之比例積分-前饋控制方塊
164q4‧‧‧第二軸之啟動權重補償方塊
164q5‧‧‧第二軸之啟動比例補償方塊
164q6‧‧‧第二軸之第一運算方塊
164q7‧‧‧第二軸之第二運算方塊
165d‧‧‧第一軸之電壓-電流控制方塊
165d1‧‧‧第一軸之第一比例控制方塊
165d2‧‧‧第一軸之第二比例控制方塊
165d3‧‧‧第一軸之第三比例控制方塊
165d4‧‧‧第一軸之第三運算方塊
165d5‧‧‧第一軸之第四運算方塊
165d6‧‧‧第一軸之第五運算方塊
165d7‧‧‧第一軸之第六運算方塊
165q‧‧‧第二軸之電壓-電流控制方塊
165q1‧‧‧第二軸之第一比例控制方塊
165q2‧‧‧第二軸之第二比例控制方塊
165q3‧‧‧第二軸之第三比例控制方塊
165q4‧‧‧第二軸之第三運算方塊
165q5‧‧‧第二軸之第四運算方塊
165q6‧‧‧第二軸之第五運算方塊
165q7‧‧‧第二軸之第六運算方塊
2a‧‧‧第一電感性負載
2b‧‧‧第二電感性負載
Vin1~Vin3‧‧‧三相市電
Vo1~Vo3‧‧‧三相負載電壓
Vt1~Vt3‧‧‧三相調變電壓
Vb‧‧‧直流電壓
Vk1~Vk3‧‧‧三相逆變電壓
L1~L3‧‧‧電感
It1~It3‧‧‧三相電感電流
Io1~Io3‧‧‧三相負載電流
S1~S6‧‧‧第一開關元件~第六開關元件
Vg1~Vg6‧‧‧第一開關控制訊號~第六開關控制訊號
C1~C3‧‧‧第一~第三電容
G1‧‧‧接地端
15a‧‧‧第一開關電路
15b‧‧‧第二開端電路
Iod‧‧‧二相同步參考框座標系統中之第一軸數值
Ioq‧‧‧二相同步參考框座標系統中之第二軸數值
Ioq-a‧‧‧第二軸判斷訊號
IHq‧‧‧電流上限值
ILq‧‧‧電流下限值
Vcomp-d‧‧‧主補償電壓指令之第一軸數值
Vcomp-q‧‧‧主補償電壓指令之第二軸數值
Vx-d‧‧‧次補償電壓指令之第一軸數值
Vx-q‧‧‧次補償電壓指令之第二軸數值
Vo-d *‧‧‧電壓指令之第一軸數值
Vo-q *‧‧‧電壓指令之第二軸數值
Vmd‧‧‧參考電壓指令之第一軸數值
Vmq‧‧‧參考電壓指令之第二軸數值
Vod‧‧‧負載電壓之第一軸數值
Voq‧‧‧負載電壓之第二軸數值
λod *‧‧‧磁通量指令之第一軸數值
λoq *‧‧‧磁通量指令之第二軸數值
Cf‧‧‧等效電容值
Lf‧‧‧等效電感值
S2d1‧‧‧第一軸之磁通修正模式主開關
S2d2‧‧‧第一軸之磁通修正模式次開關
S1d‧‧‧第一軸之正常模式開關
λo1d‧‧‧主估測磁通量之第一軸數值
λo1q‧‧‧主估測磁通量之第二軸數值
dλo1d‧‧‧主磁通量差值之第一軸數值
dλo1q‧‧‧主磁通量差值之第二軸數值
KPλ‧‧‧第一比例積分增益值
KIλ‧‧‧第二比例積分增益值
λo2d‧‧‧次估測磁通量之第一軸數值
λo2q‧‧‧次估測磁通量之第二軸數值
Kd1‧‧‧第一權重係數
Kd2‧‧‧第二權重係數
Kpx‧‧‧啟動比例值
KPV‧‧‧第一比例值
KPI‧‧‧第二比例值
KIV‧‧‧第三比例值
e1d‧‧‧第一軸之第一控制差值
e1d-a‧‧‧第一軸之第一調整控制差值
e2d‧‧‧第一軸之第二控制差值
e2d-a‧‧‧第一軸之第二調整控制差值
Itd *‧‧‧電感電流指令之第一軸數值
Itq *‧‧‧電感電流指令之第二軸數值
Itd‧‧‧電感電流之第一軸數值
Itq‧‧‧電感電流之第二軸數值
e3d‧‧‧第一軸之第三控制差值
e3d-a‧‧‧第一軸之第三調整控制差值
S2q1‧‧‧第二軸之磁通修正模式主開關
S2q2‧‧‧第二軸之磁通修正模式次開關
S1q‧‧‧第二軸之正常模式開關
λo2d‧‧‧次估測磁通量之第一軸數值
λo2q‧‧‧次估測磁通量之第二軸數值
dλo2d‧‧‧次磁通量差值之第一軸數值
dλo2q‧‧‧次磁通量差值之第二軸數值
e1q‧‧‧第二軸之第一控制差值
e1q-a‧‧‧第二軸之第一調整控制差值
e2q‧‧‧第二軸之第二控制差值
e2q-a‧‧‧第二軸之第二調整控制差值
e3q‧‧‧第二軸之第三控制差值
e3q-a‧‧‧第二軸之第三調整控制差值
t1‧‧‧第一時間
t2‧‧‧第二時間
t3‧‧‧第三時間
t4‧‧‧第四時間
λo1‧‧‧第一相磁通量
λo2‧‧‧第二相磁通量
λo3‧‧‧第三相磁通量
第一圖：其係為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之電路示意圖。
第二圖：其係為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之控制電路之控制方塊示意圖。
第三圖：其係為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之控制電路之局部細部控制方塊示意圖。
第四圖：其係為本案較佳實施例之負載電流與第二軸判斷訊號之時序示意圖。
第五圖：其係為本案較佳實施例之三相負載電壓與第二電感性負載之磁通量之時序示意圖。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，然其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
請參閱第一圖，其係為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之電 路示意圖。如第一圖所示，不斷電電源供應器1之輸入側接收電力供應系統(未圖示)所提供之三相市電Vin1~Vin3，而不斷電電源供應器1之輸出側連接於一第一電感性負載2a與一第二電感性負載2b，例如三相變壓器連接固態電路式之斷路開關(solid-state circuit breaker)，並提供三相負載電壓Vo1~Vo3至一第一電感性負載2a與一第二電感性負載2b。於本實施例中，不斷電電源供應器1包含：一整流電路11、一儲能單元12、一逆變電路13、一濾波電路14、一體旁路開關電路15(選擇電路)以及一控制電路16，其中，整流電路11連接於儲能單元12與逆變電路13，用以將三相市電Vin1~Vin3整流並產生一直流電壓Vb至儲能單元12與逆變電路13。儲能單元12包含至少一個電池，連接於整流電路11與逆變電路13，用以儲存備用電能。
逆變電路13的輸入側連接於儲能單元12與整流電路11，逆變電路13的輸出側與濾波電路14連接，用以將直流電壓Vb以脈波寬度調變(PWM)的方式轉換為三相調變電壓Vt1~Vt3，於本實施例中，逆變電路13可以是但不限為電壓源型式逆變器(Voltage Source Inverter,VSI)，且使用空間向量脈波寬度調變(Space Vector PWM,SVPWM)或正弦脈波寬度調變(Sinusoidal PWM,SPWM)的方式將直流電壓Vb轉換為三相調變電壓Vt1~Vt3。
濾波電路14的輸入側與逆變電路13的輸出側連接，濾波電路14的輸出側與旁路開關電路15的第一輸入側連接，用以濾除三相調變電壓Vt1~Vt3之高頻成分而產生負載所需之額定電壓與頻率(例如380V，60Hz)之三相逆變電壓Vk1~Vk3至旁路開關電路15的第一輸入側，例如濾除高於市電頻率60Hz(赫茲)之高頻成分。旁路開關電路15的第一輸入側與濾波電路14的輸出側連接，旁路開關電 路15的第二輸入側與整流電路11的輸入側連接。於本實施例中，旁路開關電路15的輸出側同時連接於第一電感性負載2a與第二電感性負載2b，用以控制旁路開關電路15輸出之三相負載電壓Vo1~Vo3為三相市電Vin1~Vin3或三相逆變電壓Vk1~Vk3。
控制電路16連接於整流電路11的輸入側、儲能單元12(未圖示)、逆變電路13的控制側、濾波電路14的電感L1~L3、旁路開關電路15的控制側以及旁路開關電路15的輸出側，且可以是但不限為數位訊號處理器(Digital signal processing,DSP)，用以判斷三相市電Vin1~Vin3是否中斷或異常，且在三相市電Vin1~Vin3中斷或異常時，藉由控制旁路開關電路15與逆變電路13之運作，將儲存於儲能單元12之備用電能轉換為三相逆變電壓Vk1~Vk3，並經由旁路開關電路15的第一輸入側與輸出側輸出至第一電感性負載2a與第二電感性負載2b，以避免市電異常對三相負載電壓Vo1~Vo3造成嚴重的影響。當三相市電Vin1~Vin3正常時，不斷電電源供應器1可依據用電效率之要求，適時地將提供至負載(2a,2b)所需之三相負載電壓Vo1~Vo3，由三相市電Vin1~Vin3或三相逆變電壓Vk1~Vk3提供。
本實施例中，不斷電電源供應器1可以是離線型(Off-Line)、在線互動型(Line-Interactive)或在線型(On-Line)，且可選擇性地供電給複數個負載，以下將以不斷電電源供應器1同時供電給第一電感性負載2a及第二電感性負載2b為例，來說明本案之技術，但不以此為限。
在逆變電路13運作時，控制電路16可依據濾波電路14之電感L1~L3之三相電感電流It1~It3、三相負載電壓Vo1~Vo3以及三相負載電流Io1~Io3產生逆變控制訊號Vg1~Vg6使逆變電路13以脈波寬度調變 (PWM)的方式將直流電壓Vb轉換為三相調變電壓Vt1~Vt3。此外，在第二電感性負載2b啟動運作的暫態以及之後的穩態，控制電路16分別使用不同運作模式的磁通補償方塊(未圖示)調整三相負載電壓Vo1~Vo3之電壓值來進行第二電感性負載2b的磁通量補償或修正，使控制電路16不論在第二電感性負載2b啟動運作的暫態以及之後的穩態，皆可以有效地防止第二電感性負載2b發生磁通飽和的現象，而達成防止暫態的湧浪電流產生之效果。
於本實施例中，逆變電路13包含第一開關元件S1~第六開關元件S6，且因應控制電路16所產生之第一開關控制訊號Vg1~第六開關控制訊號Vg6之狀態，例如高電位之致能狀態(enable)或位電低之禁能狀態(disable)，對應導通或截止，使直流電壓Vb之電能選擇性地經由第一開關元件S1~第五開關元件S5或/及第六開關元件S6傳遞至濾波電路14之輸入側，即產生三相調變電壓Vt1~Vt3至濾波電路14之輸入側。其中，第一開關元件S1~第六開關元件S6之控制端與控制電路16連接，第一開關元件S1~第六開關元件S6兩兩串聯連接，進而構成第一~第三開關對(couple)，而第一~第三開關對則彼此並聯連接於整流電路11之直流側與儲能單元12。於運作時，第一~第三開關對因應控制電路16所產生之逆變控制訊號Vg1~Vg6之狀態對應導通或截止，使直流電壓Vb之電能選擇性地經由該第一開關對、該第二開關對或/及該第三開關對傳遞至該濾波電路。此外，於本實施例中，逆變電路13更包含六個二極體(body diode)，分別並聯連接於對應之開關元件S1~S6，用以保護在第一~第六開關元件S1~S6截止時保護第一~第六開關元件S1~S6。
於本實施例中，第一開關元件S1~第六開關元件S6可以是但不限為 閘流體開關元件或繼電器(Relay)，例如雙載體電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)、金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)、絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、矽控整流器(Silicon-Controlled Rectifier,SCR)或雙向閘流體開關(The triode AC switch,TRIAC)等閘流體開關元件。
於本實施例中，由高功率被動元件所構成之濾波電路14包含：第一~第三電感L1~L3以及第一~第三電容C1~C3等被動元件，其中第一~第三電感L1~L3連接於逆變電路13之輸出側與旁路開關電路15之第一輸入側之間，第一~第三電容C1~C3以Y形的方式連接於旁路開關電路15之第一輸入側與接地端G1(ground)，但不以此為限。於本實施例中，旁路開關電路15包含第一開關電路15a與第二開關電路15b，且該第一開關電路15a與該第二開關電路15b由複數個開關元件構成，例如矽控整流器(silicon-controlled rectifier,SCR)。其中，該第一開關電路15a連接於旁路開關電路15的第一輸入側與輸出側之間，即濾波電路14的輸出側與不斷電電源供應器1的輸出側之間，而第二開關電路15b連接於旁路開關電路15的第二輸入側與輸出側之間，即整流電路11的輸入側與不斷電電源供應器1的輸出側之間，且第一開關電路15a與第二開關電路15b之控制側連接於控制電路16(未圖示)。當控制電路16控制第一開關電路15a導通時，三相市電Vin1~Vin3會經由第一開關電路15a傳送至不斷電電源供應器1之輸出側。相似地，當控制電路16控制第二開關電路15b導通時，三相逆變電壓Vk1~Vk3會經由第二開關電路15b傳送至不斷電電源供應器1之輸出側。
由於，三相負載電壓Vo1~Vo3、三相調變電壓Vt1~Vt3、三相逆變電壓Vk1~Vk3、三相市電Vin1~Vin3、三相負載電流Io1~Io3以及三相電感電流It1~It3皆為相位角相差120度之交流電壓或電流，其電壓值或電流值會隨著負載型態呈現週期性變化，例如隨著正弦函數(sin)變化。因此，其電壓值或電流值是否異常在時間座標系統中不易判斷，需要藉由座標轉換的方式將在時間座標系統中之三相電壓值或三相電流值對映或映射(mapping)至不隨基本函數變化，例如正弦函數，之另一個座標系統(coordination system)或域(domain)，再進行後續的判斷、處理以及控制。
於本實施例中，首先使用靜止參考框(stationary reference frame)轉換，即克拉克轉換(Clarke transformation)，進行三相(維)與二相(維)間轉換，將在時間座標系統(第一座標系統或第一域)中之三相電壓值(V1~V3)或三相電流值(I1~I3)映射至二相靜止參考框座標系統(第三座標系統或第三域)之α,β正交座標軸(Vα,Vβ)(Iα,Iβ)，其關係式舉例如下：(1-1)、(1-2)。
接續，使用同步參考框(synchronous reference frame)轉換，即帕克轉換(Park’s transformation)，進行時變(time variant)二相(維)與非時變(time invariant)二相(維)間轉換，將在二相靜止參考框座標系統(第三座標系統或第三域)中之時變α,β正交座標軸之電壓值(Vα,Vβ)或電流值(Iα,Iβ)映射至在二相同步參考框座標系統(第二座標系統或第二域)之非時變d,q正交座標軸(Vd,Vq)(Id,Iq)，其關係式舉例如下：(2-1)、 (2-2)。
其中，角速度ω(Omega)等於2πf，可藉由鎖相迴路(phase lock loop,PLL)取得與三相市電Vin1~Vin3相同頻率f之訊號，若三相電壓值(V1~V3)或三相電流值(I1~I3)為平衡狀態，則對應在同步參考框座標系統中之d,q正交座標軸上之電壓值(Vd,Vq)或電流值(Id,Iq)只存在直流成分。於一些實施例中，更可直接進行時變三相(維)與非時變二相(維)間轉換，即合併第一轉換矩陣A(克拉克轉換矩陣)與第二轉換矩陣B(帕克轉換矩陣)，將在時間座標系統中之時變三相電壓值(V1~V3)或三相電流值(I1~I3)直接映射至二相同步參考框座標系統中之非時變d,q正交座標軸(Vd,Vq)(Id,Iq)，其關係式舉例如下：(3-1)、(3-2)。
請參閱第二圖並配合第一圖，其中第二圖為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之控制電路之控制方塊示意圖。如第二圖所示，不斷電電源供應器1之控制電路16之控制方塊16B包含：一座標系統轉換方塊161、一電感性負載啟動檢測方塊162、一脈波寬度調變方塊163、一第一軸之磁通補償方塊164d(flux compensator block)、一第二軸之磁通補償方塊164q、一第一軸之電壓-電流控制方塊165d以及一第二軸之電壓-電流控制方塊165q。其中，座標系統轉換方塊161會進行時變三相(維)與非時變二相(維)間轉換，將針對時間座標系統中之三相電感電流It1~It3、三相負載電壓Vo1~Vo3以及三相負載電流Io1~Io3分別映射至在二相同步參考框座標系統中之d,q正交座標軸而分別產生在二相同步參考框座標系統中之電感電流(Itd,Itq)、負載電壓(Vod,Voq)以及負載電流 (Iod,Ioq)。
電感性負載啟動檢測方塊162係依據在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第一軸數值Iod或/及第二軸數值Ioq判斷第二電感性負載2b是否啟動運作。於本實施例中，電感性負載啟動檢測方塊162包含一低通濾波器1621(Low-pass filter)與一比較器1622。其運作時，先由低通濾波器1621濾除在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第二軸數值Ioq之高頻成分，進而降低電感性負載啟動檢測機制受電器雜訊而誤動作的風險。在低通濾波器的設計上，若是脈波寬度調變之切換頻率為10kHz，其低通濾波器之截止頻率fc(cutting-frequency)可設計為5000Hz，即截止頻率fc小於脈波寬度調變之切換頻率，用以濾除功率元件(第一開關元件S1~第六開關元件S6)切換時，在電流控制上引起之電流漣波。低通濾波器1621之轉移函數(Transfer function)可表示為：(4-1)。
之後，再由比較器1622將濾波後之負載電流與一電流上限值IHq或/及一電流下限值ILq進行比較，並依據該比較結果選擇第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q之運作模式(mode)。
於本實施例中，當第二電感性負載2b啟動運作而使第二軸判斷訊號Ioq-a高於電流上限值IHq或低於電流下限值ILq時，比較器1622則會命令第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q改變運作模式，由正常模式(normal operation mode)改變為磁通修正(抑制)模式，使第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q各自停止輸出一主補償電壓指令(Vcomp-d, comp-q)(compensation voltage command)之第一軸數值Vcomp-d與第二軸數值Vcomp-q，而各自改為輸出次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d與第二軸數值Vx-q至對應之第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q，其第一軸數值與第二軸數值分別為Vx-d與Vx-q。此時，第一軸之電壓-電流控制方塊165d改為依據次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d與一電壓指令(Vo-d *,Vo-q *)之第一軸數值Vo-d *(voltage command)來產生一參考電壓指令(Vmd,Vmq)(reference voltage command)之第一軸數值Vmd。相似地，第二軸之電壓-電流控制方塊165q則改為依據次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第二軸數值Vx-q與電壓指令(Vo-d*,Vo-q *)之第二軸數值Vo-q *來產生參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第二軸數值Vmq。
由於，第一軸之磁通補償方塊164d係依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Vod與一磁通量指令(λod *,λoq *)之第一軸數值λod *來產生次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d。而第二軸之磁通補償方塊164q係依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Vod與磁通量指令(λod *,λoq *)之第二軸數值λoq *產生次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第二軸數值Vx-q。因此，在磁通修正(抑制)模式期間，控制電路16會藉由調整三相負載電壓Vo1~Vo3之電壓值來補償或修正於啟動暫態之第二電感性負載2b在正、負半週期之間的磁通分佈或磁通偏移量(flux deviation)，使第二電感性負載2b的磁通分佈在正、負半週期之間平衡(即磁通偏移量實質上為零)，第二電感性負載2b不會發生磁通飽和的現象，可達成防止暫態的湧浪電流產生之目的。
當第二電感性負載2b完成啟動運作之後而使第二軸判斷訊號Ioq-a低於電流上限值IHq且高於電流下限值ILq時，比較器1622會命令第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q改變運作模式，由磁通修正(抑制)模式改變為正常模式，使第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q各自停止輸出次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d與之第二軸數值Vx-q，而採各自恢復輸出主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d與第二軸數值Vcomp-q。此時，第一軸之電壓-電流控制方塊165d改為依據主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d與一電壓指令(Vo-d *,Vo-q *)之第一軸數值Vo-d *產生參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第一軸數值Vmd。相似地，第二軸之電壓-電流控制方塊165q改為依據主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第二軸數值Vcomp-q與電壓指令(Vo-d *,Vo-q *)之第二軸數值Vo-q *來產生參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第二軸數值Vmq。
整體而言，第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q在正常模式所產生之主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d與之第二軸數值Vcomp-q只會各自隨著一第一軸之主磁通估測器164d1(flux estimator)與一第二軸之主磁通估測器164q1變化。然而，在磁通修正(抑制)模式期間所產生之次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d會同時隨著第一軸之主磁通估測器164d1與一第一軸之次磁通估測器164d2變化，而次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第二軸數值Vx-q則會同時隨著第二軸之主磁通估測器164q1與一第二軸之次磁通估測器164q2變化。換言之，第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q在正常模式所產生之主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)與在磁通修 正(抑制)模式期間所產生之次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)有不同的特性，可以分別適用在第二電感性負載2b於剛啟動運作之暫態與啟動運作後之穩態。
於本實施例中，電流上限值IHq與電流下限值ILq係使用一比例因數G=0~1.0(scaling factor)，且在正常無湧浪電流發生之電流狀態(正常模式)下，由二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)計算出來，其關係式如下：(5-1)，(5-2)。
於本實施例中，脈波寬度調變方塊163係依據參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第一軸數值Vmd與第二軸數值Vmq來產生第一~第六逆變控制訊號Vg1~Vg6至逆變電路13之控制側，使逆變電路13以脈波寬度調變(PWM)的方式將直流電壓Vb轉換為三相調變電壓Vt1~Vt3。
請參閱第三圖並配合第一圖與第二圖，其中第三圖為本案較佳實施例之不斷電電源供應器之控制電路之局部細部控制方塊示意圖。如第三圖所示，本案是將不斷電電源供應器1映射到在二相同步參考框座標系統表示，在第三圖中間虛線的左邊為控制電路16之控制方塊，而在第三圖中間虛線的右邊為濾波電路14的等效運作方塊，於本實施例中，濾波電路14的等效運作方塊中之等效電容值Cf與等效電感值Lf等於第一~第三電容C1~C3之電容值與第一~第三電感L1~L3之電感值。其中第一軸之主磁通估測器164d1、第一軸之次磁通估測器164d2、第一軸之比例積分-前饋控制方塊164d3以及第一軸之電壓-電流控制方塊165d之增益設計及選擇，可參考國際電機電子工程師學會(Institute of Electrical and Electronics Engineers,IEEE)在2008年第43次年刊之工業應用 研討會(IEEE IAS,IEEE Industry Applications Society)中第1~8頁，作者：鄭博泰(Po-Tai Cheng)與陳淯星(Yu-Hsing Chen)，名稱：在線互動型不斷電電源供應系統之湧浪電流之減緩技術(An inrush current mitigation technique for the line-interactive uninterruptible power supply systems)，以下將例舉說明，但不以此為限。
於本實施例中，第一軸之磁通補償方塊164d包含：第一軸之主磁通估測器164d1、第一軸之次磁通估測器164d2、一第一軸之比例積分-前饋控制方塊164d3(PI & feed-forward control)、一第一軸之啟動權重補償方塊164d4、一第一軸之啟動比例補償方塊164d5、一第一軸之第一運算方塊164d6、一第一軸之第二運算方塊164d7、一第一軸之磁通修正模式主開關S2d1、一第一軸之磁通修正模式次開關S2d2以及一第一軸之正常模式開關S1d。
在正常模式時，第一軸之磁通修正模式主開關S2d1與第一軸之磁通修正模式次開關S2d2開路(open circuit)，第一軸之正常模式開關S1d導通，第一軸之主磁通估測器164d1依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Vod產生一主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第一軸數值λo1d，第一軸之第一運算方塊164d6計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第一軸數值λod *與主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第一軸數值λo1d間之一主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第一軸數值dλo1d(dλo1d=λod*-λo1d)，第一軸之比例積分-前饋控制方塊164d3使用主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第一軸數值dλo1d產生主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d，該主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d經由第一軸之正常模式開關S1d傳送到第一軸之電壓 -電流控制方塊165d。於本實施例中，第一軸之比例積分-前饋控制方塊164d3包含一第一比例積分增益值KPλ與一第二比例積分增益值KIλ，且轉換函數為：(KPλ+KIλ/s)(前饋控制之轉換函數) (6-1)。
在磁通修正模式時，第一軸之磁通修正模式主開關S2d1與第一軸之磁通修正模式次開關S2d2導通，第一軸之正常模式開關S1d開路，第一軸之主磁通估測器164d1依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Vod來產生主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第一軸數值λo1d，在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Vod經由第一軸之磁通修正模式主開關S2d1傳送至第一軸之次磁通估測器164d2，再由第一軸之次磁通估測器164d2依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Voq產生一次估測磁通量(λo2d,λo2q)之第一軸數值λo2d，第一軸之第一運算方塊164d6計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第一軸數值λod *與主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第一軸數值λo1d間之主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第一軸數值dλo1d(dλo1d=λod *-λo1d)，第一軸之第二運算方塊164d7計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第一軸數值λod *與次估測磁通量(λo2d,λo2q)之第一軸數值λo2d間之一次磁通量差值(dλo2d,dλo2q)之第一軸數值dλo2d(dλo2d=λod*-λo2d)，第一軸之啟動權重補償方塊164d4與第一軸之啟動比例補償方塊164d5係使用一第一權重係數Kd1(weight coefficient)與一第二權重係數Kd2估算第二電感性負載2b在正、負半週期之間磁通偏移量之平均值(average quantity of flux deviations)，再利用一啟動比例值Kpx將估算之磁通偏移量之平均量轉為次補償電壓指令 x-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d並傳送至對應之第一軸之電壓-電流控制方塊165d，其關係式為：(7-1)，(7-2)。
其中，第一權重係數Kdi與第二權重係數Kd2可依第一電感性負載2a與第二電感性負載2b之磁通飽和臨界值(magnetic saturation threshold)選用適當的數值。舉例而言，若第二電感性負載2b之磁通飽和臨界值低於第一電感性負載2a之磁通飽和臨界值時，可以藉由增加第二權重係數Kd2來加速對第二電感性負載2b的磁通量或磁通偏移量的補償或修正。因此，同時具有第一權重係數Kd1與第二權重係數Kd2之第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q可解決具有不同磁飽和特性之兩電感性負載之湧浪電流問題。設計者可以選取適當地第一權重係數Kd1與第二權重係數Kd2以在第一電感性負載2a與第二電感性負載2b之磁通飽和臨界值間取得平衡。舉例而言，在磁通修正模式之後，當第一電感性負載2a與第二電感性負載2b的磁通量或磁通偏移量被修正而回到磁通飽和臨界值以內時，例如穩態值的1.10~1.15標么(p.u.)，可設定第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q轉換為正常模式。
於本實施例中，第一軸之電壓-電流控制方塊165d包含：一第一軸之第一比例控制方塊165d1、一第一軸之第二比例控制方塊165d2、一第一軸之第三比例控制方塊165d3、一第一軸之第三運算方塊165d4、一第一軸之第四運算方塊165d5、一第一軸之第五運算方塊165d6以及一第一軸之第六運算方塊165d7。其中，第一軸之第一比例控制方塊165d1、第一軸之第二比例控制方塊165d2 以及第一軸之第三比例控制方塊165d3之增益值(gain)分別為一第一比例值KPV、一第二比例值KPI以及一第三比例值KIV。
於運作時，第一軸之第三運算方塊165d4計算電壓指令(Vo-d *,Vo-q*)之第一軸數值Vo-d *加上主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第一軸數值Vcomp-d加上次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第一軸數值Vx-d減去在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第一軸數值Vod並產生一第一軸之第一控制差值e1d(e1d=Vo-d *+Vcomp-d+Vx-d-Vod)。第一軸之第一比例控制方塊165d1係將第一軸之第一控制差值e1d乘以第一比例值KPV後之一第一軸之第一調整控制差值e1d-a(e1d-a=KPV×e1d)傳送至第一軸之第四運算方塊165d5。第一軸之第四運算方塊165d5計算一第一軸之第一調整控制差值e1d-a與一第一軸之第一解耦合數值(ωCf×Voq)之差，並產生一第一軸之第二控制差值e2d(e2d=KPV×e1d-ωCf×Voq)。第一軸之第二比例控制方塊165d2係將第一軸之第二控制差值e2d乘以第二比例值KPI，其可獲得一第一軸之第二調整控制差值e2d-a(e2d-a=KPI×e2d)。第一軸之第二調整控制差值e2d-a並被傳送至第一軸之第六運算方塊165d7。第一軸之第五運算方塊165d6計算一電感電流指令(Itd *,Itq *)之第一軸數值Itd *(Itd *=ωCf×Vo-d*)加上在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第一軸數值Iod減去在二相同步參考框座標系統中之電感電流(Itd,Itq)之第一軸數值Itd，最終產生一第一軸之第三控制差值e3d(e3d=Itd *+Iod-Itd)。第一軸之第三比例控制方塊165d3係將第一軸之第三控制差值e3d乘以第三比例值KIV後，獲得一第一軸之第三調整控制差值e3d-a(e3d-a=KIV×e3d)，並傳送至第一軸之第六運算方塊165d7。第一軸之第六運算方塊165d7負責計算第 一軸之第二調整控制差值e2d-a、第一軸之第三調整控制差值e3d-a、一第一軸之第二解耦合數值(ωLf×Itq)以及電壓指令(Vo-d *,Vo-q*)之第一軸數值Vo-d *之差，並在最後產生參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第一軸數值Vmd(Vmd=e2d-a+e3d-a-ωLf×Itq+Vp-d *)。
於本實施例中，第一軸(d)之控制方塊與第二軸(q)之控制方塊結構呈相互對稱。因此，相似地，第二軸之磁通補償方塊164q包含：第二軸之主磁通估測器164q1、第二軸之次磁通估測器164q2、一第二軸之比例積分-前饋控制方塊164q3、一第二軸之啟動權重補償方塊164q4、一第二軸之啟動比例補償方塊164q5、一第二軸之第一運算方塊164q6、一第二軸之第二運算方塊164q7、一第二軸之磁通修正模式主開關S2q1、一第二軸之磁通修正模式次開關S2q1以及一第二軸之正常模式開關S1q。
在正常模式時，第二軸之磁通修正模式主開關S2q1與第二軸之磁通修正模式次開關S2q2開路，而第二軸之正常模式開關S1q導通。第二軸之主磁通估測器164q1依據在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Voq產生主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第二軸數值λo1q。第二軸之第一運算方塊164q6負責計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第二軸數值λoq *與主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第二軸數值λo1q間之主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第二軸數值dλo1q(dλo1q=λoq *-λo1q)。第二軸之比例積分-前饋控制方塊164q3使用主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第二軸數值dλo1q產生主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第二軸數值Vcomp-q。該主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第二軸數值Vcomp-q經由第二軸之正常模式開關S1q傳送到第二軸之電壓-電流 控制方塊165q。於本實施例中，第二軸之比例積分-前饋控制方塊164q3同上亦包含第一比例積分增益值KPλ與一第二比例積分增益值KIλ，且轉移函數為：(KPλ+KIλ/s)(前饋控制之轉移函數) (6-1)。
在磁通修正模式時，第二軸之磁通修正模式主開關S2q1與第二軸之磁通修正模式次開關S2q2導通，而第二軸之正常模式開關S1q開路。第二軸之主磁通估測器164q1依據二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Voq來產生主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第二軸數值λo1q。在二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Voq經由第二軸之磁通修正模式主開關S2q1傳送至第二軸之次磁通估測器164q2，再由第二軸之次磁通估測器164q2依據二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Voq來產生次估測磁通量(λo2d,λo2q)之第二軸數值λo2q。第二軸之第一運算方塊164q6計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第二軸數值λoq *與主估測磁通量(λo1d,λo1q)之第二軸數值λo1q間之主磁通量差值(dλo1d,dλo1q)之第二軸數值dλo1q(dλo1q=λoq*-λo1q)。第二軸之第二運算方塊164q7負責計算磁通量指令(λod *,λoq *)之第二軸數值λoq *與次估測磁通量(λo2d,λo2q)之第二軸數值λo2q間之次磁通量差值(dλo2d,dλo2q)之第二軸數值dλo2q(dλo2q=λoq *-λo2q)。第二軸之啟動權重補償方塊164q4與第二軸之啟動比例補償方塊164q5同上亦使用第一權重係數Kd1與第二權重係數Kd2，於啟動暫態時用來估算第二電感性負載2b在正、負半週期間之磁通偏移量之平均值。利用啟動比例值Kpx將估算之磁通偏移量之平均值轉換為次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第二軸數值Vx-q並傳送至對應之第二軸之電壓 -電流控制方塊165q，其關係式為： (7-3)，(7-2)。
於本實施例中，第二軸之電壓-電流控制方塊165q包含：一第二軸之第一比例控制方塊165q1、一第二軸之第二比例控制方塊165q2、一第二軸之第三比例控制方塊165q3、一第二軸之第三運算方塊165q4、一第二軸之第四運算方塊165q5、一第二軸之第五運算方塊165q6以及一第二軸之第六運算方塊165q7。其中，第二軸之第一比例控制方塊165q1、第二軸之第二比例控制方塊165q2以及第二軸之第三比例控制方塊165q3之增益值，其分別亦為第一比例值KPV、第二比例值KPI以及第三比例值KIV。
於運作時，第二軸之第三運算方塊165q4計算電壓指令(Vo-d *,Vo-q *)之第二軸數值Vo-q *加上主補償電壓指令(Vcomp-d,Vcomp-q)之第二軸數值Vcomp-q，再加上次補償電壓指令(Vx-d,Vx-q)之第二軸數值Vx-q，並減去二相同步參考框座標系統中之負載電壓(Vod,Voq)之第二軸數值Voq，最後產生一第二軸之第一控制差值e1q(e1q=Vo-q *+Vcomp-q+Vx-q-Voq)。第二軸之第一比例控制方塊165q1係將第二軸之第一控制差值e1q乘以第一比例值KPV後，以獲得一第二軸之第一調整控制差值e1q-a(e1q-a=KPV×e1q)，並傳送至第二軸之第四運算方塊165q5。第二軸之第四運算方塊165q5負責計算一第二軸之第一調整控制差值e1q-a與一第二軸之第一解耦合數值(ωCf×Vod)之合，並產生一第二軸之第二控制差值e2q(e2q=KPV×e1q+ωCf×Voq)。第二軸之第二比例控制方塊165q2係將第二軸之第二控制差值e2q乘以第二比例值KPI後，以獲得一第二軸之第二調整控制差值e2q-a(e2q-a=KPI×e2q)，並傳送至第二 軸之第六運算方塊165q7。第二軸之第五運算方塊165q6負責計算電感電流指令(Itd *,Itq *)之第二軸數值Itq *(Itq *=ωCf×Vo-q *)加上二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第二軸數值Ioq，並減去二相同步參考框座標系統中之電感電流(Itd,Itq)之第二軸數值Itq，最後產生一第二軸之第三控制差值e3q(e3q=Itq *+Ioq-Itq)。第二軸之第三比例控制方塊165q3係將第二軸之第三控制差值e3q乘以第三比例值KIV後，以獲得一第二軸之第三調整控制差值e3q-a(e3q-a=KIV×e3q)，並傳送至第二軸之第六運算方塊165q7。第二軸之第六運算方塊165q7負責計算第二軸之第二調整控制差值e2q-a、第二軸之第三調整控制差值e3q-a、一第二軸之第二解耦合數值(ωLf×Itd)以及電壓指令(Vo-d *,Vo-q *)之第二軸數值Vo-q *之合，並在最後產生參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第二軸數值Vmq(Vmq=e2q-a+e3q-a+ωLf×Itd+Vo-q)。
於本實施例中，調變及逆變方塊163a包含脈波寬度調變方塊163與逆變電路方塊13(未圖式)，脈波寬度調變方塊163依據參考電壓指令(Vmd,Vmq)之第一軸數值Vmd與第二軸數值Vmq來產生第一~第六逆變控制訊號Vg1~Vg6至逆變電路13之控制側，使逆變電路13以脈波寬度調變(PWM)的方式將直流電壓Vb轉換為三相調變電壓Vt1~Vt3。
請參閱第四圖並配合第一圖~第三圖，其中第四圖為本案較佳實施例之負載電流與第二軸判斷訊號之時序示意圖。如第四圖所示，在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第二軸數值Ioq具有高頻成分之漣波，經由低通濾波器1621濾除高頻成分後，以獲得較為平坦(smooth)之第二軸判斷訊號Ioq-a之波形。於本實施例中，在第一時間t1時，第二電感性負載2b啟動開始運作。 此時，三相負載電流Io1~Io3之電流值、在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第二軸數值Ioq以及第二軸判斷訊號Ioq-a亦開始上升。直到在第二時間t2時，第二軸判斷訊號Ioq-a高於電流上限值IHq，促使比較器1622控制第一軸之磁通補償方塊164d與第二軸之磁通補償方塊164q改變運作模式，由正常模式改變為磁通修正模式。控制電路16會藉由調整三相負載電壓Vo1~Vo3之電壓值來補償或修正剛啟動之第二電感性負載2b在正、負半週期之間的磁通量或磁通偏移量。因此，三相負載電流Io1~Io3之電流值，其在二相同步參考框座標系統中之負載電流(Iod,Ioq)之第二軸數值Ioq上升速度趨緩，進而達成防止高頻成分之漣波造成比較器1622誤判之效果。其中，第一時間t1與第二時間t2間之檢測時間或延遲時間一般可設定在1.0ms(毫秒)以內。
請參閱第五圖並配合第一圖~第四圖，其中第五圖為本案較佳實施例之三相負載電壓與第二電感性負載之磁通量之時序示意圖。如第五圖所示，在第三時間t3，即三相負載電壓Vo1~Vo3之第一相電壓Vo1等於第二相電壓Vo2時，控制電路16控制第二電感性負載2b之第一相與第三相啟動。此時，第二電感性負載2b之第一~第三相磁通量λo1~λo3開始隨著三相負載電壓Vo1~Vo3變化。接續，在第四時間t4，即第二電感性負載2b之第一相與第三相啟動後之四分之一市電週期，控制電路16控制第二電感性負載2b之第二相啟動，以完成第二電感性負載2b於啟動時之磁通控制程序。因此，若以此方式啟動第二電感性負載2b，即第二電感性負載2b之第一相、第二相以及第三相依序在特定時間啟動，再配合上述不斷電電源供應器1之運作方式，可以達到更佳的效果。
於本實施例中，不斷電電源供應器1的輸出側與第二電感性負載 2b之間更包含一三相開關(未圖示)，不斷電電源供應器1的三相負載電壓Vo1~Vo3經由三相開關傳送至第二電感性負載2b，控制電路16藉由控制該三相開關中之單一開關之啟動時機，使第二電感性負載2b之第一相、第二相以及第三相分別在特定時間啟動。
綜上所述，本案係提供一種不斷電電源供應器可以同時供電至不同時間啟動運作之複數個電感性負載或/及電阻性負載。當逆變電路運作且三相負載電壓之電能由三相逆變電壓提供時，控制電路可分別使用不同運作模式的磁通補償方塊以調整三相負載電壓之電壓值來依序進行多個電感性負載的磁通量補償或修正，使不斷電電源供應器不論在電感性負載啟動運作的暫態以及之後的穩態，皆可以有效地防止電感性負載發生磁通量飽和的現象，進而達成防止暫態的湧浪電流產生之效果。此外，控制電路更可控制電感性負載之第一相、第二相以及第三相分別在特定時間啟動，使本案之不斷電電源供應器，達到更佳的效果。因此，本案之不斷電電源供應器於電感性負載啟動運作時，不會發生湧浪電流使不斷電電源供應器損壞，更不會觸發不斷電電源供應器的過電流保護機制，使不斷電電源供應器停止運作而中斷供電至負載。再者，本案所提出之控制電路能促使不斷電電源供應器，其不需再使用較電感性負載額定電量大的功率半導體開關元件與被動元件，更不用額外使用高成本及高功率之外部阻抗電路，因此可以有效降低不斷電電源供應器的成本及體積。
本案得由熟知此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
16B‧‧‧控制方塊
161‧‧‧座標系統轉換方塊
162‧‧‧電感性負載啟動檢測方塊
1621‧‧‧低通濾波器
1622‧‧‧比較器
163‧‧‧脈波寬度調變方塊
164d‧‧‧第一軸之磁通補償方塊
164q‧‧‧第二軸之磁通補償方塊
165d‧‧‧第一軸之電壓-電流控制方塊
165q‧‧‧第二軸之電壓-電流控制方塊
Vo1~Vo3‧‧‧三相負載電壓
It1~It3‧‧‧三相電感電流
Io1~Io3‧‧‧三相負載電流
Vg1~Vg6‧‧‧第一開關控制訊號~第六開關控制訊號
Iod‧‧‧二相同步參考框座標系統中之第一軸數值
Ioq‧‧‧二相同步參考框座標系統中之第二軸數值
Ioq-a‧‧‧第二軸判斷訊號
IHq‧‧‧電流上限值
ILq‧‧‧電流下限值
Vcomp-d‧‧‧主補償電壓指令之第一軸數值
Vcomp-q‧‧‧主補償電壓指令之第二軸數值
Vx-d‧‧‧次補償電壓指令之第一軸數值
Vx-q‧‧‧次補償電壓指令之第二軸數值
Vo-d *‧‧‧電壓指令之第一軸數值
Vo-q *‧‧‧電壓指令之第二軸數值
Vmd‧‧‧參考電壓指令之第一軸數值
Vmq‧‧‧參考電壓指令之第二軸數值
Vod‧‧‧負載電壓之第一軸數值
Voq‧‧‧負載電壓之第二軸數值
λod *‧‧‧磁通量指令之第一軸數值
λoq *‧‧‧磁通量指令之第二軸數值
Itd‧‧‧電感電流之第一軸數值
Itq‧‧‧電感電流之第二軸數值

Claims (20)

  1. 一種不斷電電源供應器，輸出一三相負載電壓至一第一電感性負載與一第二電感性負載，其包含：一整流電路，係將一三相市電整流並產生一直流電壓；一儲能單元，連接於該整流電路，係儲存備用電能；一逆變電路，連接於該儲能單元，因應一逆變控制訊號運作而將該直流電壓轉換為一三相調變電壓；一濾波電路，與該逆變電路的輸出側連接，以濾除該三相調變電壓之高頻成分而產生一三相逆變電壓；一旁路開關電路，連接於該濾波電路、該整流電路的輸入側、該第一電感性負載以及該第二電感性負載，使經由該旁路開關電路輸出之該三相負載電壓選擇性地為該三相市電或該三相逆變電壓；以及一控制電路，控制該不斷電電源供應器之運作，當該三相市電中斷或異常時，藉由控制該旁路開關電路與該逆變電路之運作，使該三相逆變電壓經由該旁路開關電路傳遞至該第一電感性負載與該第二電感性負載；其中，在該第二電感性負載啟動運作的暫態以及之後的穩態，該控制電路分別使用不同運作模式的一磁通補償方塊調整該三相負載電壓之電壓值來進行該第二電感性負載的磁通量補償或修正，使該第二電感性負載的磁通分佈為非飽和的狀況。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，其中在該逆變電 路運作時，該控制電路控制該逆變電路以脈波寬度調變的方式運作，且使用空間向量脈波寬度調變或正弦脈波寬度調變的方式將該直流電壓轉換為該三相調變電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，其中當在該逆變電路運作時，該控制電路依據該濾波電路之一三相電感電流、該三相負載電壓以及一三相負載電流產生該逆變控制訊號，該使逆變電路將該直流電壓轉換為該三相調變電壓。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之不斷電電源供應器，其中該控制電路之控制方塊包含：一座標系統轉換方塊，將在時間座標系統中之該三相電感電流、該三相負載電壓以及該三相負載電流分別映射至在二相同步參考框座標系統中之第一座標軸與第二座標軸而分別產生在二相同步參考框座標系統中之該電感電流、該負載電壓以及該負載電流；一電感性負載啟動檢測方塊，依據在二相同步參考框座標系統中之該負載電流之第一軸數值或/及第二軸數值判斷該第二電感性負載是否啟動運作；該磁通補償方塊，在一正常模式與一磁通修正模式下，分別產生一主補償電壓指令與一次補償電壓指令之第一軸數值與第二軸數值至電壓-電流控制方塊，進行磁通量補償；一電壓-電流控制方塊，依據該主補償電壓指令、該次補償電壓指令、一電壓指令、在二相同步參考框座標系統中之該電感電流、該負載電壓或/及該負載電流之第一軸數值與第二軸數值產生一參考電壓指令之第一軸數值與第二軸數值；以及一脈波寬度調變方塊，依據該參考電壓指令之第一軸數值與 第二軸數值產生該逆變控制訊號至該逆變電路之控制側，使該逆變電路以脈波寬度調變的方式將該直流電壓轉換為該三相調變電壓。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中該電感性負載啟動檢測方塊包含一低通濾波器與一比較器，運作時，先由該低通濾波器濾除在二相同步參考框座標系統中之該負載電流之第二軸數值之高頻成分而產生一第二軸判斷訊號；之後，再由該比較器與一電流上限值或/及一電流下限值進行比較，並依據該比較結果對應改變該磁通補償方塊之運作模式。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中該電流上限值與該電流下限值係使用一比例因數依該正常模式時在二相同步參考框座標系統中之該負載電流計算。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中當第二電感性負載啟動運作而使該第二軸判斷訊號高於該電流上限值或低於該電流下限值時，該比較器控制該磁通補償方塊為該磁通修正模式。
  8. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中當第二電感性負載啟動運作之後而使該第二軸判斷訊號低於該電流上限值且高於該電流下限值時，該比較器控制該磁通補償方塊為正常模式。
  9. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中當該磁通補償方塊為該磁通修正模式時，該磁通補償方塊停止輸出該主補償電壓指令之第一軸數值與第二軸數值，而改為輸出該次補償電壓指令之第一軸數值與第二軸數值至該磁通補償方塊，此時，該電壓-電流控制方塊依據該次補償電壓指令、該電壓指令之第一軸數 值與第二軸數值產生該參考電壓指令之第一軸數值與第二軸數值。
  10. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中當該磁通補償方塊為正常模式時，該磁通補償方塊停止輸出該次補償電壓指令之第一軸數值與第二軸數值，而輸出該主補償電壓指令之第一軸數值與第二軸數值，此時，該電壓-電流控制方塊依據該主補償電壓指令與該電壓指令之第一軸數值與第二軸數值產生該參考電壓指令之第一軸數值與第二軸數值。
  11. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中該座標系統轉換方塊使用一靜止參考框轉換與一同步參考框轉換，將在時間座標系統中之該三相電感電流、該三相負載電壓以及該三相負載電流分別映射至在二相同步參考框座標系統中之第一座標軸與第二座標軸而分別產生在二相同步參考框座標系統中之該電感電流、該負載電壓以及該負載電流。
  12. 如申請專利範圍第4項所述之不斷電電源供應器，其中該磁通補償方塊包含：一第一軸之磁通補償方塊與一第二軸之磁通補償方塊，且該電壓-電流控制方塊包含：一第一軸之電壓-電流控制方塊與一第二軸之電壓-電流控制方塊。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之不斷電電源供應器，其中該第一軸之磁通補償方塊包含：一第一軸之主磁通估測器、一第一軸之次磁通估測器、一第一軸之比例積分-前饋控制方塊、一第一軸之啟動權重補償方塊、一第一軸之啟動比例補償方塊、一第一軸之第一運算方塊、一第一軸之第二運算方塊、一第一軸之磁通修正模式主開關、一第一軸之磁通修正模式次開關以及一第一軸之正常模式開關；在正常模式時，該第一軸之磁通修正模式主開關與該 第一軸之磁通修正模式次開關為開路狀態，該第一軸之正常模式開關為導通狀態，該第一軸之主磁通估測器依據在二相同步參考框座標系統中之該負載電壓之第一軸數值產生一主估測磁通量之第一軸數值，該第一軸之第一運算方塊計算該磁通量指令之第一軸數值與該主估測磁通量之第一軸數值間之一主磁通量差值之第一軸數值，該第一軸之比例積分-前饋控制方塊使用該主磁通量差值之第一軸數值產生該主補償電壓指令之第一軸數值，該主補償電壓指令之第一軸數值經由該第一軸之正常模式開關傳送到該第一軸之電壓-電流控制方塊。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之不斷電電源供應器，其中在磁通修正模式時，該第一軸之磁通修正模式主開關與該第一軸之磁通修正模式次開關為導通狀態，該第一軸之正常模式開關為開路狀態，該第一軸之主磁通估測器依據在二相同步參考框座標系統中之該負載電壓之第一軸數值產生該主估測磁通量之第一軸數值，在二相同步參考框座標系統中之該負載電壓之第一軸數值經由該第一軸之磁通修正模式主開關傳送至該第一軸之次磁通估測器，再由該第一軸之次磁通估測器依據在二相同步參考框座標系統中之該負載電壓之第一軸數值產生一次估測磁通量之第一軸數值，該第一軸之第一運算方塊計算該磁通量指令之第一軸數值與該主估測磁通量之第一軸數值間之該主磁通量差值之第一軸數值，該第一軸之第二運算方塊計算該磁通量指令之第一軸數值與該次估測磁通量之第一軸數值間之一次磁通量差值之第一軸數值，該第一軸之啟動權重補償方塊與該第一軸之啟動比例補償方塊係使用一第一權重係數與一第二權重係數估算該第二電感性負載之一磁通偏移量之平均量，再利用一啟動比例值將估算之該磁通偏移量之 平均量轉為該次補償電壓指令之第一軸數值並傳送至該第一軸之電壓-電流控制方塊。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之不斷電電源供應器，其中該第一權重係數與該第二權重係數之合實質上等於2。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之不斷電電源供應器，其中該第一軸之電壓-電流控制方塊包含：一第一軸之第一比例控制方塊、一第一軸之第二比例控制方塊、一第一軸之第三比例控制方塊、一第一軸之第三運算方塊、一第一軸之第四運算方塊、一第一軸之第五運算方塊以及一第一軸之第六運算方塊，其中，該第一軸之第一比例控制方塊、該第一軸之第二比例控制方塊以及該第一軸之第三比例控制方塊之增益值分別為一第一比例值、一第二比例值以及一第三比例值；於運作時，該第一軸之第三運算方塊計算該電壓指令之第一軸數值加上該主補償電壓指令之第一軸數值加上該次補償電壓指令之第一軸數值減去在二相同步參考框座標系統中之該負載電壓之第一軸數值並產生一第一軸之第一控制差值；該第一軸之第一比例控制方塊將該第一軸之第一控制差值乘以該第一比例值後之一第一軸之第一調整控制差值傳送至該第一軸之第四運算方塊，該第一軸之第四運算方塊計算一第一軸之第一調整控制差值與一第一軸之第一解耦合數值之差，並產生一第一軸之第二控制差值；該第一軸之第二比例控制方塊將該第一軸之第二控制差值乘以該第二比例值獲得一第一軸之第二調整控制差值並傳送至該第一軸之第六運算方塊；該第一軸之第五運算方塊計算一電感電流指令之第一軸數值加上在二相同步參考框座標系統中之該負載電流之第一軸數值減去在二相同步參考框座標系統中之該電感電流之第一軸數值而產生一第一軸之第三控制差值；該 第一軸之第三比例控制方塊將該第一軸之第三控制差值乘以該第三比例值獲得一第一軸之第三調整控制差值，並傳送至該第一軸之第六運算方塊；該第一軸之第六運算方塊計算該第一軸之第二調整控制差值、該第一軸之第三調整控制差值、一第一軸之第二解耦合數值以及該電壓指令之第一軸數值之差，並產生該參考電壓指令之第一軸數值。
  17. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，其中該控制電路為一數位訊號處理器。
  18. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，係為離線型、在線互動型或在線型。
  19. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，其中該逆變電路包含一第一開關對、一第二開關對以及一第三開關對，且彼此並聯連接於該儲能單元，在該逆變電路運作時，該第一開關對、該第二開關對以及該第三開關對因應該控制電路所產生之該開關控制訊號之狀態對應導通或截止，使該直流電壓之電能選擇性地經由該第一開關對、該第二開關對或/及該第三開關對傳遞至該濾波電路。
  20. 如申請專利範圍第1項所述之不斷電電源供應器，其中該旁路開關電路包含一第一開關電路與一第二開關電路，該第一開關電路連接於該旁路開關電路的第一輸入側與輸出側之間，而該第二開關電路連接於該旁路開關電路的第二輸入側與輸出側之間。
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