JP3780949B2

JP3780949B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP3780949B2
Application number: JP2002010950A
Authority: JP
Inventors: 浩一郎永田; 俊昭奥山; 佳稔秋田; 茂俊岡松
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-01-21
Filing date: 2002-01-21
Publication date: 2006-05-31
Anticipated expiration: 2022-01-21
Also published as: JP2003219655A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相セルインバータを直列に接続することで構成された電力変換器に係り、特にサージ電圧抑制に優れた電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータによるモータ可変速制御においては、電圧指令として例えば正弦波指令を生成し、該指令値と三角波や鋸波状の搬送波との大小比較を行い、これにより得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成し、スイッチング素子を動作させるパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の変換器が用いられている。現在、産業分野に多数設置されているファンやポンプの運転には、３ｋＶや６ｋＶの高電圧で動作する高圧電動機が用いられており、これらをインバータにより可変速制御することで省エネ効果が期待されている。これら高圧電動機の可変速駆動に於いては、インバータの大容量化や出力波形改善のため、単位セルインバータを直列に接続した高圧多重インバータ方式が用いられている。多重インバータ方式の従来技術としては、例えば特開２００１−８６７６６号公報に記載の方法があり、図８の様にセルインバータ１０を直列に接続し、出力側から高電圧を電動機に直接印加する。インバータの反出力側では各相が互いに接続され、三相中性点が形成されている。
【０００３】
しかし前記従来技術では、出力電圧は完全な正弦波形状をしておらず、幅の異なる矩形波が連続的且つ積み重なった形状をしている。このため、電圧変化率が急峻に変わる矩形波の角の部分では、インバータとモータ間の線路の共振や反射等による跳ね上がり電圧、すなわちサージ電圧が生じる恐れがある。
【０００４】
サージ電圧を抑制する従来技術として、インバータ出力側（モータ入力側）にリアクトル（Ｌ），コンデンサ（Ｃ），抵抗（Ｒ）で構成されたＬＣＲフィルタ回路を接続することが、例えば特開平６−３８５４３号公報に開示されている。このフィルタ作用によりサージ電圧の増加を抑える事ができる。また多重インバータとフィルタとを組み合わせた従来技術の開示が特開平１０−７５５８０号公報にある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし前記特開平６−３８５４３号公報や特開平１０−７５５８０号公報に記載の従来技術では図９に示すように、インバータ出力側にリアクトル２１を設ける。この時出力端にはアースに対し、高電圧（例えば、３.３ｋＶ，６.６ｋＶ）が加わるため、耐圧の高いリアクトルが必要となる。このためリアクトル自体の体積が大きくなるために、電力変換装置の設置スペースが大きくなり、また電力変換装置のコストも増加する。
【０００６】
本発明の目的は、省スペース，低コストでサージ電圧を低減した高圧多重インバータを備えた電力変換装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力変換装置は、単相セルインバータを直列に接続し構成した多重インバータの出力端に、負荷に対して並列に、コンデンサもしくはコンデンサと抵抗の直列回路を接続し、該インバータ反出力側（中性点側）にリアクトルを設置する。
【０００８】
本発明の電力変換装置は、リアクトルとコンデンサによる共振周波数が、インバータ基本周波数より高く、前記セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数の積より低い。
【０００９】
本発明の電力変換装置は、リアクトルとコンデンサによる共振周波数が、前記セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数の積より高い。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を用いて詳しく説明する。なお、本発明における各相あたりのセルインバータの個数は、スイッチング素子の定格電圧と、出力電圧の大きさにより、決定すればよく、例えば、１.２ｋＶのＩＧＢＴにより構成されたセルインバータを８つ多重接続することで、６.６ｋＶの線間電圧が出力できる。
【００１１】
（実施例１）
本実施例を図１を用いて説明する。図１は本実施例に係わる電力変換装置の構成図である。図１において、交流電源１からの三相交流電圧をトランス２を介して複数の単相のセルインバータ１０で構成された直列多重インバータ３に導く。直列多重インバータ３内の一つのセルインバータ１０では、交流電圧を順変換器１１で直流電圧に変換し、直流電圧を平滑する平滑コンデンサ１２を備え、逆変換器１３でパルス幅変調（ＰＷＭ）した電圧を出力する。これらのセルインバータ１０の出力はＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相内で足し合わされ、相電圧としてモータ４側へ出力される。
【００１２】
各相インバータの反出力側にはリアクトル２２（インダクタンスＬ₁ ）を各相毎に接続し、中性点を形成する。インバータ出力端には、モータ４と並列に抵抗３１（抵抗値Ｒ₁ ）とコンデンサ４１（キャパシタンスＣ₁ ）の直列回路が三相スター結線で接続されている。これらＬ₁ ，Ｒ₁ ，Ｃ₁ によって構成されたフィルタによりサージ電圧を抑制する。
【００１３】
本実施例では反出力側、すなわち端子には、アースを基準にして０から数十ボルト程度の電圧しかかからない低圧側にリアクトルを設置する。このため、本実施例のリアクトル２２は低い耐圧のものを使用することができ、従来技術に比べリアクトルの体積が小さくなり、電力変換装置全体の設置スペースを小さくでき、コストも低減できる。本実施例では、セルインバータ１０は例えばダイオードと、絶縁ゲート型半導体電力スイッチング素子としてのＩＧＢＴとにより構成されている。またモータ４は例えば誘導電動機である。
【００１４】
直列多重インバータ３にフィルタを設置する場合、効果的にサージ電圧を低減すると共に、コンデンサやリアクトルの大きさが大きくなりすぎないように、フィルタ定数を最適化する必要がある。以下、本実施例での各フィルタ定数の設定の仕方を説明する。
【００１５】
Ｌ₁ とＣ₁ によって決まる共振周波数ｆ_LCは（数１）式に示すように
【００１６】
【数１】

となる。セルインバータ１０のスイッチング周波数の平均値と、各相のセルインバータの個数との積をｆｃとすると、ｆｃはスイッチングによる出力電圧の高調波成分の周波数にほぼ等しくなる。そこで（数２）式に示すように、ｆ_LCはｆｃより小さく、出力電圧の基本波周波数ｆ０より大きく、両者から十分離れるようにリアクトル２１のインダクタンスとコンデンサ２３のキャパシタンスとを設定する。
【００１７】
【数２】
ｆ０＜ｆ_LC＜ｆｃ（数２）
このように設定することにより、スイッチングやインバータ基本周波数に起因する励振を防止できる。また、図２（ａ）に示すように従来技術ではスイッチングにより立ち上がりの早い電圧パルスが出力されていたが、図２（ｂ）の実線に示すように本実施例では、出力電圧のスイッチング成分が消去されて、基本波周波数の正弦波になる。例えばｆ０＝６０Ｈｚ，ｆｃ＝２ｋＨｚでＣ＝１００μＦの場合、Ｌ＝０.２ｍＨに設定すればｆ０，ｆｃによる励振を除去できる。なお、ケーブルのインダクタンスは０.５ｍＨ／ｋｍ程度であるので、Ｌはケーブル自身が持つインダクタンス(ケーブル１００ｍでは０.０５ｍＨ）より大きな値であるので、リアクトル２１を別途設置することが必要である。
【００１８】
（実施例２）
本発明のフィルタ定数の別の設定法を本実施例に示す。本実施例では（数３）式のように、フィルタの共振周波数ｆ_LCがセルインバータ１０のスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数の積ｆｃより大きくなるよう、リアクトル２２とコンデンサ４１の定数を設定する。
【００１９】
【数３】
ｆｃ＜ｆ_LC （数３）
このように設定することにより、図３（ａ）に示すように従来技術ではスイッチングにより立ち上がりの早い電圧パルスが出力されていたが、図３（ｂ）の実線に示すように、電圧の立ち上がり及び立ち下がり部分が緩やかになり、サージ電圧の大きさを低減できる。
【００２０】
また、本実施例では実施例１より、リアクトル２２やコンデンサ４１の容量を小さく設定するので、コンデンサ４１やリアクトル２２のサイズを大きくせずに、インバータ盤にこれらを組み込みできる。
【００２１】
（実施例３）
本実施例を図４を用いて説明する。ここでは図１で示した実施例１と異なる点のみを説明する。本実施例では、図４に示すように、出力側での抵抗３１を設置せず、コンデンサ４１のみを用いる。これにより抵抗３１による損失を削減できる。
【００２２】
（実施例４）
本実施例を図５を用いて説明する。ここでは図１で示した実施例１と異なる点についてのみ説明する。本実施例では、図５に示すように、インバータ出力側の三相中性点を接地している。この接地は例えば装置筐体に行う。本実施例では、ノーマルモードの線間電圧サージに加え、コモンモード電圧によるサージ電圧を低減する、すなわち、アースすることにより、モータ４のコモンモード電圧を低減し、サージ電圧を低減する。また、本実施例でも実施例３と同様に、抵抗３１を設置せず、コンデンサ４１のみを用いることによって、抵抗３１による損失を削減できる。
【００２３】
（実施例５）
本実施例を図６を用いて説明する。ここでは図１で示した実施例１と異なる点についてのみ説明する。本実施例では、図６に示すように、インバータ出力側の三相中性点をコンデンサ４２（キャパシタンスＣ₂ ）を介して接地している。これにより、コモンモード電流を制限しつつ、コモンモード電圧とノーマルモード電圧による各サージを抑制でき、さらに線間のキャパシタンスと各相の対アースのキャパシタンスをそれぞれ最適値に設定できる。
【００２４】
また、本実施例でも実施例３と同様に、抵抗３１を設置せず、コンデンサ４１のみを用いることにより、さらに抵抗３１による損失を削減できる。ここでコンデンサ４１のキャパシタンスＣ₁ は、実施例１，実施例２で説明したように、（数１）式で表された共振周波数が（数２）式，（数３）式を満たすように設定すればよい。コンデンサ４２のキャパシタンスＣ₂ については共振周波数が（数４）式の様になり、これが（数２）式，（数３）式を満たすことで、各々実施例１，実施例２と同様の効果を得ることができる。
【００２５】
【数４】

【００２６】
（実施例６）
本実施例を図７を用いて説明する。ここでは図１で示した実施例１と異なる点についてのみ説明する。本実施例では、図７に示すように、インバータ反出力側のリアクトル２２の中性点を抵抗３２を介して接地している。これにより、アースに流れる電流を制限できる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明では高圧多重インバータにおいて、フィルタを設置することにより電圧の急峻な立ち上がりを抑え、サージ電圧を十分低減できる。また、インバータ反出力側にリアクトルを設置することで、低い耐圧のリアクトル使用により、リアクトルの体積を小さくし、且つ、部品コストも下がる。また、リアクトル端子数が、従来技術では６つ（リアクトル両端２つ×３相）あったものを３（リアクトル片端１×３相）ないし４（片端１×３相＋中性点１）に減るので、部品（ブッシング）点数が減る。
【００２８】
このように本発明の電力変換装置は、従来技術のものに比べ、省スペース，低コストでサージ電圧の低減が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１に係わる電力変換装置の構成図である。
【図２】実施例１による効果を示した図である。
【図３】実施例２による効果を示した図である。
【図４】実施例３に係わる電力変換装置の構成図の一部である。
【図５】実施例４に係わる電力変換装置の構成図の一部である。
【図６】実施例５に係わる電力変換装置の構成図の一部である。
【図７】実施例６に係わる電力変換装置の構成図の一部である。
【図８】従来技術の電力変換装置の構成図である。
【図９】従来技術の電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…トランス、３…直列多重インバータ、４…モータ、１０…セルインバータ、１１…順変換器、１２…平滑コンデンサ、１３…逆変換器、
２１，２２…リアクトル、３１，３２…抵抗、４１，４２…コンデンサ。

Claims

直列に接続した単相セルインバータを備えた電力変換装置において、
前記直列に接続した単相セルインバータが、三相ユニットインバータを形成し、
該三相ユニットインバータそれぞれの反出力端と反出力側の中性点とをそれぞれリアクトルを介して接続し、
且つ、インバータ出力端に負荷に対して並列に、コンデンサまたは、コンデンサと抵抗との直列回路の何れかを三相スター結線で接続することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、前記リアクトルと前記コンデンサとによる共振周波数がインバータ基本周波数より高く、且つ、該共振周波数が前記単相セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数との積より低いことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、前記リアクトルと前記コンデンサとによる共振周波数が、前記セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数との積より高いことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータ出力端に、負荷に対して並列にコンデンサまたはコンデンサと抵抗の直列回路を接続して得られる出力側の三相中性点を直接接地するかもしくは、抵抗またはコンデンサまたは抵抗とコンデンサとの直列回路を介して接地することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータの反出力側の三相中性点を抵抗を介して接地することを特徴とする電力変換装置。
請求項４または請求項５の何れかに記載の電力変換装置において、前記各リアクトルと前記各コンデンサとによる共振周波数がインバータ基本周波数より高く、且つ、該共振周波数が前記セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数との積より低いことを特徴とする電力変換装置。
請求項４または請求項５の何れかに記載の電力変換装置において、前記各リアクトルと前記各コンデンサとによる共振周波数が、前記セルインバータのスイッチング周波数の平均値と各相のセルインバータの個数との積より高いことを特徴とする電力変換装置。
請求項１から請求項７の何れかに記載の電力変換装置において、前記セルインバータが、各相あたり１〜８ユニット直列に接続されていることを特徴とする電力変換装置。