JP5385317B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置にかかり、特に電力変換装置で発生する高調波を低減することのできる電力変換装置の制御装置に関する。

電力変換装置が高調波を発生することはよく知られており、この対策としては高調波が発生しにくい制御方式を採用し、あるいは発生した高調波をフィルタ設備で除去している。これらの対策は、電力変換装置が設置される環境の条件に応じて適宜の手法で実現されている。

ところで、電力変換装置が設置される環境には、他の電力系統に接続されず単独系統で運用される場合もある。例えば、船舶の場合、図３に示すようにその電気推進装置は、プロペラ軸Ｐに直結した推進用電動機Ｍと、推進用電動機Ｍを制御する電力変換器Ｉと、電力変換器Ｉに対して最適な電圧に変換する変圧器Ｔと、これらに電源を供給する発電機Ｇと、配電盤Ｂｄから構成される。

係る船舶向け電気推進装置では、これらの機器をそれぞれ複数台準備しているが、一般的に推進用負荷（推進用電動機Ｍ）と船内の一般負荷Ｌ（無線、レーダ等）は、配電盤Ｂｄの母線Ｂ上で接続されて同一系統上にある。

このため、電力変換装置の発生する高調波は、直接、負荷に悪影響を与える。特に、船舶では、船内の一般負荷Ｌの容量に比べ推進用電動機Ｍの負荷の容量が大きいことから、電力変換器Ｉから発生する高調波が一般負荷Ｌに悪影響を及ぼす可能性が高い。

また、電力変換器Ｉから発生する高調波は、系統（発電機Ｇ〜電力変換装置）のインピーダンスに比例して配分されるが、陸上設備と違い船舶に搭載されている発電機Ｇのパーセントインピーダンス％Ｚは、％Ｚ＝２０〜２５％程度あり、陸上設備の商用電源％Ｚ≒０％と比べて格段に大きい。このため、船舶向け電気推進装置では、陸上設備の場合よりも系統上の高調波が大きくなり、高調波対策が課題となっている。

しかし、船舶では船内設置スペースの制約等から、フィルタ設備の削減が要求されており、フィルタ設備以外の新しい高調波対策が必要である。

なお、特許文献１「船舶用電気推進装置の制御方法及びその装置」では、電力変換装置単体での高調波対策として、電力変換器を多相化して設備し、電力変換器が複数台同一系統上にある時は、各電力変換器のキャリア位相を制御し高調波を相殺させることで、系統の高調波を抑制している。

特開２００６−１２９５９４号公報

特許文献１における「各電力変換器のキャリア位相を制御し高調波を相殺させる」手法は、キャリアに対する「電圧指令」が連続である場合を前提にしている。しかし、実際に電力変換装置の制御装置を実現するうえでは、ディジタル手法を採用するために、ここで扱う信号は離散化された信号である。

図４は、電力変換装置の制御装置で使用する電圧指令の波形を示しており、本来はＷ１のようなアナログ連続信号（Ｓｉｎ波）とすべきところ、ディジタル手法の制御にはサンプル時間Δｔがあるため、電圧指令の波形は図４のＷ２に示す通り階段状信号となる。

図５は、キャリア位相をずらした場合に、基本波位相がずれることを説明する為の図である。

図５ａの上段には、離散化された電圧指令Ｗ２とキャリア周波数Ｗ３があり、これに対し、キャリア周波数Ｗ３の位相を４５°ずらした物がその下段に示されている。また、図５ｂには、図５ａの上下の波形条件に対する、それぞれの出力電圧波形Ｗ４（ＰＷＭ波形）と、その基本波位相（Ｓｉｎ波形Ｗ５）が示されている。これによれば、基本波位相（Ｓｉｎ波形Ｗ５）が上段と下段では「ずれ」が発生しているのが分かる。

ところで、特許文献１における「各電力変換器のキャリア位相を制御し高調波を相殺させる」手法は、キャリア周波数Ｗ３が高い時は有効であるが、キャリア周波数Ｗ３が低くなると、各電力変換器の出力電圧の基本波位相Ｗ５の「ずれ」が大きくなるという問題がある。

この基本波位相の「ずれ」は、キャリア周波数Ｗ３を下げると大きくなるという事象により、結果、高調波の相殺効果が低下する他、系統に無効電力（横流）が流れたり、場合によっては電力変換器が制御不能になる可能性もある。

また、電力変換装置を、複数台の電力変換器を多重化させ電動機を駆動させる高圧ダイレクトインバータのように構成する場合においては、高調波により電動機の振動・騒音が増大し、電動機の軸受けの破損等が生じる可能性もある。

然るに、今後の艦船電気推進設備に搭載予定の高圧ダイレクトインバータ等は、低いキャリア周波数での運用が考えられる。現状、例えば出力周波数が６０Ｈｚ，キャリア信号がその９倍周波数としているところを、６乃至７倍のキャリア信号とすることで、スイッチング回数を減少させ、もって損失を減少したい。

本発明においては、低いキャリア周波数で運用される場合においてもてこれらの課題を解決することができる電力変換装置の制御装置を提供する。

上記目的を達成するために本発明においては、複数のセルインバータにより各相の電力変換器が構成され、複数のセルインバータの一方端が多相変圧器を介して商用電源に接続され、他方端が負荷に接続されると共に、各セルインバータは正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる時点でセルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を定める電力変換装置の制御装置において、電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第１の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。

また、各相を構成するＴ台のセルインバータに与えるＴ組の三角波形のキャリア信号は、基準のキャリア信号に対して、基準位相Φずつの位相差を有する信号とされる。

また、基準位相Φは、セルインバータの駆動台数Ｔと、低減したい高調波次数Ｋの積で、２πを除して求められる。

また、電圧指令は、Ｔ組の三角波形のキャリア信号ごとに第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。

また、各セルインバータは、Ｔ組の三角波形のキャリア信号のいずれかのキャリア信号と、このキャリア信号の位相のときの第１の時点と第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正された電圧指令とにより、該セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を決定される。

また、第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報をテーブルに保持し、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号と基準位相Φの情報から該当する時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を得る。

また、第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を、制御の都度計算により得る。

本発明により、キャリア周波数が低い運用時でも、同一系統上の高調波は低減される他、系統上の無効電力の発生を抑制することが可能となる。

本発明の電力変換制御装置の制御ブロック図。 電力変換装置の一例として高圧ダイレクトインバータのシステム構成図。 船舶向け電気推進装置の構成を示す図。 電力変換装置の制御装置で使用する電圧指令の波形を示す図。 離散化された電圧指令とキャリア周波数を示す図。 図５ａに対する出力電圧波形Ｗと基本波位相を示す図。

以下、図面を用いて本発明の実施例について説明する。

図２は、本発明が適用される電力変換装置の一例として高圧ダイレクトインバータのシステム構成図を示している。高圧ダイレクトインバータ装置は、多相変圧器２０と、各相の電力変換器４０で構成され、多相変圧器２０を介して商用電源１０に接続し、各相の電力変換器４０（４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗ）は、負荷である例えば電動機３０に接続される。また、各相の電力変換器４０は、ｍ段のセルインバータ１００で構成されている。ここでは、出力側に昇圧変圧器を用いず、出力電圧は多相変圧器２０で絶縁された複数のセルインバータ１００の出力を直列合成し、各相の高圧出力電圧を得ている。

また、各相を構成するｍ段のセルインバータ１００のそれぞれは、多相変圧器２０側のスイッチング素子１００Ｇと、平滑コンデンサ１００Ｃと、負荷側のスイッチング素子１００Ｌで構成される。負荷側のスイッチング素子１００Ｌは、２組のトーテムポール接続されたスイッチング素子の接続点が、ｍ段を構成する他のセルインバータ１００に直列接続される。従って、個々のセルインバータ１００は、負荷３０に印加される出力電圧の１／ｍを負担していることになる。なお、運転中は各相同じ台数のセルインバータ１００が運転している。

これら各相の各セルインバータ１００に点弧指令を与えるのが電力変換制御装置２（１台）である。図１は、図２に示す本発明の電力変換制御装置２のブロック図である。但し、ここには電力変換器４０の特定の１相の回路構成のみを示している。

なお、この図１には点弧指令を与える電力変換制御装置２の諸機能のうち、電圧指令Ｗ２とキャリア周波数Ｗ３を与える回路部分のみを記載している。その他の回路構成を省略しているが、例えば速度制御系統あるいは電流制御系統といった制御系の出力が電圧指令の波高値、あるいは周波数や位相に反映されている。また、セルインバータは、電圧指令Ｗ２とキャリア周波数Ｗ３が交わるタイミングでスイッチングされる。

以下、図１回路の動作について説明するが、その前提として、出力である電圧指令Ｗ２とキャリア周波数Ｗ３は、各相のセルインバータ１００の運転台数分の複数の信号である。これに対し、回路の一部では、１つの信号としている部分がある。このため、複数の信号となっている信号線を太線で、１つの信号となっている信号線を細線で表示している。

太線の信号線のうち、キャリア周波数Ｗ３は、各相のセルインバータ１００の運転台数分の信号数分を必要とする。キャリア周波数Ｗ３の複数の信号というのは、大きさや周波数は同じで、基準位相Φずつずれた運転台数分の信号群のことである。これに対し、キャリア周波数Ｗ３と比較される電圧指令Ｗ２も、本発明の場合にはキャリア周波数Ｗ３と同数とされる。電圧指令Ｗ２の複数の信号というのは、大きさや周波数は同じで、位相αずつずれた運転台数分の信号群のことである。電圧指令Ｗ２の位相αは、キャリア周波数Ｗ３の基準位相Φに対応して定められている。これにより、各セルインバータ１００に与えられるキャリア周波数Ｗ３と電圧指令Ｗ２との間のずれは、セルインバータ１００ごとに均等に保つことができる。

図１の回路では、以上の出力信号を得るために、３種類の設定、入力を行う。このうちの２つは、キャリア周波数Ｗ３の基準位相Φを決定する為の運転中の電力変換器の台数Ｔと、設定値Ｋである。残りの１つは、電圧指令である。

設定器９から与えられる電力変換器の台数Ｔは、各相のセルインバータの運転台数であり、ｍ台未満の任意の台数でよいが、各相での運転台数は同数とする必要がある。設定器４からの設定値Ｋは、低減したい高調波成分を表しており、Ｋ＝４と設定すると、キャリア周波数Ｗ３の４倍の高調波成分を低減することが出来る。但し、ほとんどの電力変換器（ＰＷＭ方式）ではキャリア周波数の２倍付近の高調波成分が最も大きくなるため、通常はＫ＝２と設定している。

演算装置３においては、（１）式により基準位相Φを求める。
［数１］
基準位相Φ＝２π／ＴＫ （１）
演算装置５では、算出した基準位相Φに対し、それぞれ０〜（Ｔ−１）まで整数倍したＴ個の位相（Φ１〜ΦＴ）を算出する。つまり、運転中のセルインバータ１００が４台（Ｔ＝４）であれば、Ｋ＝２の時の基準位相Φは４５度となり、演算装置５ではΦ１＝０度、Φ２＝４５度、Φ３＝９０度、Φ４＝１３５度という値の各セルインバータ１００のキャリアの位相が算出される。

次に基準キャリア発振器６から発振されるキャリア周波数ｅｔに対し、演算装置５で算出したキャリアの位相（Φ１〜ΦＴ）を追加したキャリア周波数（ｅｔ_１〜ｅｔ_Ｔ）が運転中の４台のセルインバータ１００に割当てられる。従って、４台のセルインバータ１００に割当てられるキャリア周波数Ｗ３は、大きさと周波数が同一で、位相が４５度ずつずれた信号ということになる。

なお、運転中の各セルインバータ１００に対し、どのキャリア周波数（ｅｔ_１〜ｅｔ_Ｔ）で制御するかは高調波を抑制する上では特に問題とならず、セルインバータ１００の号機番号（ｎ＝１〜ｍ）が低いものから順にキャリア周波数（ｅｔ_１〜ｅｔ_Ｔ）を割り当てても良い。キャリア周波数Ｗ３は、以上のようにして決定される。

ここまでの処理は、特許文献１のような従来装置と同じである。本発明では、電圧指令の側において工夫されている。運転中の４台のセルインバータ１００に対する電圧指令Ｖｔ（離散化信号）は、電力変換制御装置２の電圧指令回路７から出力される。

電圧指令回路７から得られる電圧指令Ｖｔ（離散化信号）は１つの信号であるが、補正設定器８において、運転台数分の信号に変換される。このため、補正設定器８には、電圧指令回路７からの電圧指令Ｖｔの周波数ｆと、演算装置５からの４個のキャリア位相（Φ１〜ΦＴ）、及び基準キャリア発信器６からの１つのキャリア周波数ｆｃが入力される。補正設定器８は、２組の周波数がｆとｆｃでありキャリア位相がΦの時の電圧指令Ｖｔの補正位相αを算出する。

なお、電圧指令Ｖｔが離散化信号であり、キャリア周波数Ｗ３が三角波であることもあって、キャリア位相Φに対する補正位相αの関係には相関がない。つまり、例えば先の例では４つのキャリア周波数Ｗ３は、Φ１＝０度、Φ２＝４５度、Φ３＝９０度、Φ４＝１３５度という位相関係にあった。これに対し、Φ１＝０度、Φ２＝４５度、Φ３＝９０度、Φ４＝１３５度のときに得られる補正位相α１、α２、α３、α４は、比例などの定まった関係には無く、一般にはばらばらな角度が得られる。

このようにして、４つのキャリア周波数Ｗ３と４つの電圧指令Ｗ２が得られるが、４台の個々のセルインバータ１００に対しては、Φ１と補正位相α１、Φ２と補正位相α２、Φ３と補正位相α３、Φ４と補正位相α４の組み合わせでのキャリア周波数Ｗ３と電圧指令Ｗ２が与えられ、各々で点弧制御が実行されることになる。

なお、船舶の電気推進設備等のような運用パターンが決まっているシステムは、電圧指令の周波数ｆ（＝負荷回転数）、キャリア位相Φ１〜ΦＴ（＝運転台数）及びキャリア周波数ｆｃから予め補正値を算出し、補正設定器８の補正テーブル表にインプットされているのがよい。また、運用パターンが限定されていないシステムについては、補正テーブルでなく計算機等を使い、随時適切な補正値を算出し電圧指令を補正しても良い。

以上、図１を用いて本発明を説明してきたが、これは以下の考え方に基づいたものである。つまり、電圧指令値の離散化周期、位相が各セルインバータで同じであれば、セルインバータのキャリア位相とキャリア周波数（パルス数）、電圧指令値の周波数から各電力変換器の出力電圧の基本波位相の「ずれ」は決まるため、キャリア位相とキャリア周波数（パルス数）、電圧指令値の周波数に応じた補正値を計算し、各セルインバータの電圧指令値を補正したものである。

言い換えると、本発明は本来、正弦波の電圧指令（図Ｗ１）とキャリア信号Ｗ３の交わる時点で半導体素子のスイッチング時点を定めるべきところ、電圧指令が正弦波を模擬した階段状信号Ｗ２となっていることから、半導体素子のスイッチング時点に時間差を生じる。補正設定器８は、この時間差（補正位相）を求めて、半導体素子のスイッチング時点を修正している。この時間差（補正位相）を修正することは、すなわち時間差から発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正することに他ならない。

このように、本発明では、電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第１の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。

この時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれ補正により、制御装置としては離散化された信号を用いるディジタル装置でありながら、アナログの正弦波形の電圧指令を用いた連続制御を行う場合と同じ効果を得ることができる。

以上により、各セルインバータの出力電圧の基本波位相の「ずれ」は補正され、電動機の高調波は低減される他、電動機（負荷側）の無効電力の発生を抑制することが可能となる。図３の船舶向け電気推進装置についても、電力変換器ＩＮＶの運転台数Ｔから、基準位相Φを算出し、図１の制御ブロックと同じく電圧指令に補正をかけてやれば、系統の高調波は抑制が可能となる他、系統（電源側）に流れる無効電力の発生を抑制することが可能となる。

本発明は、船舶向け電気推進装置は勿論、一般の高圧ダイレクトインバータにおいても利用可能である。

Ｐ：プロペラ軸
Ｍ：推進用電動機
Ｉ：電力変換器
Ｔ：変圧器
Ｇ：発電機
Ｂｄ：配電盤
Ｌ：負荷
２：電力変換制御装置
３：基準位相演算装置
４：高調波設定器
５：演算装置
６：基準キャリア発信器
７：電圧指令
８：補正回路
９：運転台数設定器
１０：商用電源
２０：多相変圧器
４０：電力変換器
３０：電動機
１００：セルインバータ
１００Ｇ：多相変圧器側のスイッチング素子
１００Ｃ：平滑コンデンサ
１００Ｌ：負荷側のスイッチング素子

Claims (7)

1. 複数のセルインバータにより各相の電力変換器が構成され、複数のセルインバータの一方端が多相変圧器を介して商用電源に接続され、他方端が負荷に接続されると共に、各セルインバータは正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる時点で前記セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を定める電力変換装置の制御装置において、
   前記電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第１の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記各相を構成するＴ台のセルインバータに与えるＴ組の三角波形のキャリア信号は、基準のキャリア信号に対して、基準位相Φずつの位相差を有する信号とされることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記基準位相Φは、セルインバータの駆動台数Ｔと、低減したい高調波次数Ｋの積で、２πを除して求められることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 請求項２または請求項３のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記電圧指令は、前記Ｔ組の三角波形のキャリア信号ごとに第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置の制御装置において、
   各セルインバータは、前記Ｔ組の三角波形のキャリア信号のいずれかのキャリア信号と、このキャリア信号の位相のときの前記第１の時点と第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正された前記電圧指令とにより、該セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報をテーブルに保持し、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号と基準位相Φの情報から該当する時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を得ることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
7. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記第１の時点と、第２の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を、制御の都度計算により得ることを特徴とする電力変換装置の制御装置。

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