JP7051599B2 - 多段変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、多段変換器の制御装置に関する。

インバータに代表される半導体電力変換器の大容量手法として、複数台の電力変換器出力を直列接続し高電圧を得る手法がある。これは多段変換器やＭＭＣ（Modular Multilevel Converter）と呼ばれ系統連系変換器や電動機駆動用変換器等の主に大容量変換器に応用されている。

多段変換器は、それぞれキャパシタや整流器等の直流電源を有した単位変換器の出力を多直列接続する回路構成により複数レベルの電圧出力が得られるという特徴を持つ。このような特徴から複数ステップの電圧出力が得られ正弦波に近い出力を直接得ることができる。変換器段数が増えるほどにそのステップ数は増加することから変換器段数が多い場合は各スイッチング素子をＰＷＭのような高速スイッチングせずに出力電圧基本波周波数で駆動するワンパルス駆動で歪の少ない出力電圧が得られる。ワンパルス駆動ではＰＷＭと比較しスイッチング周波数を抑制できるため毎スイッチング発生するスイッチング損失を低減でき、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待することができる。

多段変換器を動作させるには、単位電力変換器を単体の変換器と同じように三角波キャリア比較等でＰＷＭ変調を行い動作させることが可能だが、ワンパルス変調を行う場合は従来のキャリア比較で動作させることが困難である。そこで単位変換器としてＨブリッジを用いた多直列変換器のワンパルス変調法が非特許文献１で提案されている。

この方式では多段変換器の出力電圧指令と、正と負とに変換器段数と同一個数の電圧ステップを持つ閾値と比較し、指令と閾値が交差する点で各変換器をスイッチングすることでワンパルス変調を実現する方式である。指令と閾値とを比較するシンプルな構成のため容易にワンパルス制御が実装できる。

児山 裕史, 長谷川 隆太, 新井 卓郎「デルタ結線モジュラー・マルチレベルＳＴＡＴＣＯＭの１パルス制御」,電学論Ｄ,Ｖｏｌ.１３７ Ｎｏ．３ ｐｐ.２４６－２５５（２０１７）

しかしながら、出力電圧指令の大きさに応じて電圧出力する変換器段数が変化するため、出力電圧が小さいときには電圧出力する変換器の段数が少なくなり、変換器利用率が低下する。また、電圧を出力しない変換器は、スイッチングを行わずバイパス状態となるため、出力電圧が小さい領域では出力段数低下に伴い低次高調波が増加し、電圧歪が増加することがあった。

本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供する。

実施形態による多段変換器の制御装置は、直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第１ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号とを生成し、前記第１ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第２ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、前記位相シフト量はゼロより大きく１８０°未満である。

図１は、第１実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。 図２は、変調率と位相シフト量との関係の一例を示す図である。 図３は、変調率が１のときと変調率が０．２のときとにおける、上アームのゲート信号と多段変換器の出力電圧との一例を示す図である。 図４は、変調率が１のときと変調率が０．２のときとにおける、上アームのゲート信号と多段変換器の出力電圧との他の例を示す図である。 図５は、第２実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。 図６は、制御装置から出力されるゲート信号と、単位変換器それぞれの出力電圧と、多段変換器の出力電圧および出力電流との一例を示す図である。 図７は、正レグ上アームをα_Ｐ位相をシフトさせたゲート信号により駆動し、負レグ上アームをα_Ｎ位相をシフトさせたゲート信号により駆動したときの単位変換器の出力電圧の一例を示す図である。 図８は、単位変換器出力電圧と推定した基本波成分との一例を示す図である。 図９は、単位変換器出力電圧と推定した基本波成分との一例を示す図である。 図１０は、図５に示す制御装置の電圧調整部の動作の一例を説明するフローチャートである。 図１１は、第３実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。 図１２は、第３実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。 図１３は、第４実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。

以下、実施形態の多段変換器の制御装置について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。
本実施形態の制御装置は、例えば４つのアームから構成されるＨブリッジを単位変換器とした多段変換器１の動作を制御する制御装置である。

多段変換器１は、２つの出力端子を備えている。以下の説明において、多段変換器１の一方の出力端子を正側出力端子ＴＰとし、他方の出力端子を負側出力端子ＴＮとする。

多段変換器１は、複数の単位変換器１１～１４を備える。単位変換器１１～１４のそれぞれは、上アームＳ１と下アームＳ２とを備えた正レグＬＰと、上アームＳ３と下アームＳ４とを備えた負レグＬＮと、を並列に接続したＨブリッジ回路である。
多段変換器１は、単位変換器１１～１４の正レグＬＰの上アームＳ１と下アームＳ２との間に位置する出力端子と、負レグＬＮの上アームＳ３と下アームＳ４との間に位置する出力端子とを、単位変換器１１～１４間で直列接続した構成を備える。なお、多段変換器１は、少なくとも２段の単位変換器を直列接続した構成であればよく、段数の上限を特に設ける必要はない。

以下の説明おいて、Ｎ個の単位変換器を直列接続した多段変換器において、正側出力端子と接続した単位変換器を１段目の単位変換器とし、負側出力端子と接続した単位変換器をＮ段目の単位変換器とし、直列に接続したＮ個の単位変換器が並んだ順に１段目、２段目、…Ｎ段目と称する。図１に示す例では、多段変換器は４つの単位変換器１１～１４を備え、正側出力端子ＴＰと接続した単位変換器１１が１段目であり、負側出力端子ＴＮと接続した単位変換器１４が４段目であり、直列に接続した４つの単位変換器１１～１４が並んだ順に単位変換器１２が２段目であり、単位変換器１３が３段目である。

単位変換器１１～１４は同じ構成である。単位変換器１１～１４のそれぞれは、正レグＬＰと、負レグＬＮと、直流電源ＰＳと、電圧センサＳＶと、を備えている。
電圧センサＳＶは、直流電源ＰＳの電圧を検出し、検出値を制御装置２へ出力する。

複数の単位変換器１１～１４それぞれにおいて、多段変換器１の正側出力端子ＴＰ若しくは自身よりも正側の単位変換器と接続したレグを正レグＬＰとし、負側出力端子ＴＮ若しくは自身よりも負側の単位変換器と接続したレグを負レグＬＮとする。正レグＬＰと負レグＬＮとは直流電源ＰＳであるキャパシタと並列に接続している。

複数の単位変換器１１～１４それぞれにおいて、４つのアーム（２つの上アームＳ１、Ｓ３および２つの下アームＳ２、Ｓ４）それぞれは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（半導体電界効果トランジスタ：metal-oxide semiconductor field-effect transistor）などの半導体素子にダイオードを逆並列接続した半導体スイッチング素子、若しくは、ＭＯＳＦＥＴ（半導体電界効果トランジスタ：metal-oxide semiconductor field-effect transistor）を備える。

単位変換器１１～１４それぞれの正レグＬＰおよび負レグＬＮのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との半導体スイッチング素子はそれぞれ反転動作をし、上アームＳ１、Ｓ３の半導体スイッチング素子がオンしているときに下アームＳ２、Ｓ４の半導体スイッチング素子はオフ動作となる。ただし、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との短絡を防止するため、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との両方の半導体スイッチング素子をオフにするデットタイム期間を設けるときには、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との半導体スイッチング素子を同時にオフとなるようにデットタイム期間が設けられる。

多段変換器１の構成は図１に示したものに限定されるものではない。例えば、単位変換器の直流部には、キャパシタに替えて蓄電池等のエネルギー蓄積要素を接続してもよい。また単位変換器１１～１４の直流部を、整流器を介して交流電源および変圧器と接続してもよい。また、三組の多段変換器出力をスター結線、デルタ結線、又は、Ｖ結線とすることで三相出力とすることも可能である。

制御装置２は、変調率演算部２１と、位相シフト量生成部２２と、ゲート信号生成部２３と、を備えている。
本実施形態では、制御装置２は多段変換器１をワンパルス駆動にて動作させる。ワンパルス駆動では、単位変換器１１～１４の半導体スイッチング素子を出力電圧基本波周波数にて駆動する。ワンパルス駆動ではＰＷＭ駆動と比較しスイッチング周波数を抑制できるためスイッチングするときに発生する損失を低減することができ、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待できる。

制御装置２は、単位変換器１１～１４のレグＬＰ、ＬＮを、オンとオフとの時間幅が同一（Ｄｕｔｙ５０％）であるスイッチングパルス（ゲート信号）で駆動し、そのゲート信号の位相を各レグで調整することにより出力電圧を調整する。このとき位相調整量（位相シフト量）は、それぞれ、正側レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅の中心と、負側レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅の中心とが、出力電圧に対して進み遅れ同一位相量になるよう位相操作を行う。

変調率演算部２１は、単位変換器１１～１４の直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ＤＣと、電圧指令値Ｖ^＊とを用いて、変調率Ｍを演算する。変調率演算部２１にて演算された変調率Ｍは、位相シフト量生成部２２に入力される。変調率演算部２１は、例えば後述の（４）式を用いて変調率Ｍを演算する。

位相シフト量生成部２２は、入力された変調率Ｍに対応する、単位変換器１１～１４の各レグＬＰ、ＬＮの位相シフト量を出力する。正レグＬＰ、負レグＬＮは単位変換器１１～１４の段数分存在するため、進み遅れ位相操作量（位相シフト量）は変換器段数分必要となる。図１に示す例では単位変換器の段数が４段であるため、位相シフト量生成部２２は４つの位相シフト量α_１～α_４を出力する。

進み遅れ均等シフトした場合の位相シフト量α_ｎと多段変換器の出力電圧の基本波振幅の関係を次式に示す。ただし、Ｖ_ＤＣは単位変換器１１～１４それぞれの直流電源ＰＳの電圧値とし、各段の直流電源電圧は一定で全ての段で等しいと仮定する。なお、Ｎは多段変換器を構成する単位変換器の段数である。

また基本波ｖ_１は次式により定義される。下記（２）式において、ωは出力電圧角周波数である。
ｖ_１＝Ｖ_１ｃｏｓωｔ （２）
上記（１）式から、図１に示す４段構成の場合の基本波振幅量は下記（３）式で表される。

ここで、各段の直流電源電圧Ｖ_ＤＣの和と出力基本波振幅Ｖ_１との比を変調率Ｍとして下記（４）式の通り定義する。

図２は、変調率と位相シフト量との関係の一例を示す図である。なお、ここでは、位相シフト量α_１～α_４はα_１＜α_２＜α_３＜α_４であるものとしている。
上記（３）式および（４）式より、所望の変調率Ｍ（又は出力電圧）を得るための位相シフト量α_１～α_４の組み合わせは無数にあることが分かる。例えば、図２の変調率Ｍと位相シフト量α_１～α_４との関係は、変調率Ｍを制約条件として、それを満たす位相シフト量α_１～α_４の複数の組み合わせの中から高調波量が最小になる位相シフト量α_１～α_４を最適化アルゴリズムで抽出した値である。また、非線形連立方程式の解から位相シフト量α_１～α_４を算出することも可能である。なお、本実施形態では、位相シフト量α_１～α_４はゼロより大きく１８０°未満の範囲とする。

位相シフト量生成部２２は、上記（３）式および（４）式を用いて予め演算された位相シフト量α_１～α_４を利用して、例えば、変調率Ｍに対応する位相シフト量α_１～α_４のテーブルを備えていてもよい。

ゲート信号生成部２３は、位相シフト量生成部２２から位相シフト量α_１～α_４を受信し、４つの単位変換器１１～１４に供給される、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第１ゲート信号）Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４と、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第２ゲート信号）Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４とを生成する。本実施形態では、ゲート信号のオン時間とオフ時間とは等しく（Ｄｕｔｙ５０％であり）、それぞれ位相が１８０°の期間とする。

図３は、変調率が１のときと変調率が０．２のときとにおける、上アームのゲート信号と多段変換器の出力電圧との一例を示す図である。
ゲート信号生成部２３は、例えば負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第２ゲート信号）Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α_１～α_４の位相を遅らせて、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第１ゲート信号）Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α_１～α_４の位相を進ませる。

上記のように、ゲート信号生成部２３は、電圧指令の位相を基準として位相シフト量α_１～α_４の位相を調整して、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を４つ、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を４つ生成する。ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を反転して下アームＳ２のゲート信号を生成し、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を反転して下アームＳ４のゲート信号を生成する。

なお、本実施形態では、ゲート信号Ｓ_ｐα１は、正レグＬＰの上アームＳ１に供給するゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α_１の位相をシフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｐα２は、正レグＬＰの上アームＳ１に供給するゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α_２の位相をシフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｐα３は、正レグＬＰの上アームＳ１に供給するゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α_３の位相をシフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｐα４は、正レグＬＰの上アームＳ１に供給するゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α_４の位相をシフトした（進ませた）信号である。

また、ゲート信号Ｓ_ｎα１は、負レグＬＮの上アームＳ３に供給するゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α_１の位相をシフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｎα２は、負レグＬＮの上アームＳ３に供給するゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α_２の位相をシフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｎα３は、負レグＬＮの上アームＳ３に供給するゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α_３の位相をシフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓ_ｎα４は、負レグＬＮの上アームＳ３に供給するゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α_４の位相をシフトした（遅らせた）信号である。

ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器１１～１４へ生成したゲート信号を出力する。

なお、本実施形態では、ゲート信号生成部２３は、ゲート信号Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４を、単位変換器１１～１４のいずれの正レグＬＰに割り当ててもよく、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４を、単位変換器１１～１４のいずれの負レグＬＮに割り当ててもよい。

図３に示すように、変調率が１のときも変調率が０．２のときも、全ての単位変換器１１～１４のレグＬＰ、ＬＮがスイッチングしていることがわかる。また各段の単位変換器１１～１４をワンパルス駆動にて動作させても、多段変換器１の出力電圧の総和は疑似的にＰＷＭ変調のような波形となり、低次高調波の発生が抑制できる。

また、ゲート信号の位相シフト量を上記のように規定することで、図３に示すように、出力電圧ゼロのタイミングおよびその前後の時間領域にて、すべての単位変換器１１～１４のレグＬＰ、ＬＮの上アームＳ１、Ｓ３がオン、もしくは、すべての上アームＳ１、Ｓ３がオフ状態となる。

例えば、ワンパルス駆動を行う際に、デューティ比５０％のゲート信号のオフパルス幅中心およびオンパルス幅中心が電圧指令から遅れも進みもない場合（位相シフト量がゼロの場合）には、ゲート信号は電圧指令の位相が９０°および－９０°のタイミングにて切り替わることとなる。

これに対し、本実施形態では、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅の中心を電圧指令より遅らせ、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅の中心を電圧指令より進ませている。これにより、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号の消弧タイミングは、オフ幅中心より－９０°の地点となり、電圧指令の位相が－９０°に至る前にすべての負レグＬＮの上アームＳ３はターンオフする。また、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号の点弧タイミングは、オフパルス幅中心より＋９０°の地点となり、電圧指令の位相が９０°に至る前にすべての負レグＬＮの上アームＳ３はターンオンする。

一方、位相シフト量がゼロの場合には、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号の点弧タイミングは、オンパルス幅の中心より－９０°地点となる。これに対し、本実施形態では、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅中心を電圧指令の０°の位置よりも進めるため、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号は、電圧指令の位相が－９０°以降の地点ですべての正レグＬＰの上アームＳ１がターンオンする。また、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号の消弧タイミングは、オンパルス幅中心より＋９０°の地点となり、電圧指令の位相が９０°以降の地点ですべての正レグＬＰの上アームＳ１がターンオフする。

以上のことから電圧指令の位相が－９０°であるタイミングではすべての上アームＳ１、Ｓ３がターンオフした状態であり、電圧指令の位相が＋９０°であるタイミングではすべての上アームＳ、Ｓ３がターンオンした状態であり、多段変換器１の出力電圧がゼロとなるタイミングでは、すべての単位変換器１１～１４の出力電圧もゼロとなる。

出力電圧がゼロになるタイミングは、出力電圧の毎周期において－９０°と＋９０°との２回存在する。このタイミングにて、すべての単位変換器１１～１４のすべてのレグＬＰ、ＬＮのスイッチング状態が同一となるため、例えば、変調率が変化に応じてゲート信号を切替えたり、複数の単位変換器１１～１４間の正レグＬＰ内又は負レグＬＮ内でゲート信号を入れ替えたりすることが可能となる。すなわち、出力電圧がゼロとなるタイミングでは、全てのレグにてスイッチング状態が同一のため、ゲート信号が切り替わったとしても、前後でスイッチング状態が変化せず、出力電圧に影響なくゲート信号の入れ替えが可能となる。また、毎周期２回の入れ替えが可能となる。

図４は、変調率が１のときと変調率が０．２のときとにおける、上アームのゲート信号と多段変換器の出力電圧との他の例を示す図である。
この例では、ゲート信号生成部２３は、例えば負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第４ゲート信号）の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α_１～α_４の位相を進ませて、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第３ゲート信号）の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α_１～α_４の位相を遅らせている。

この場合も、ゲート信号生成部２３は、上記のように電圧指令の位相を基準として位相シフト量α_１～α_４の位相を調整して、４つの正レグＬＰの上アームＳ１のそれぞれのゲート信号（第３ゲート信号）Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４、および、４つの負レグＬＮの上アームＳ３それぞれのゲート信号（第４ゲート信号）Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４を生成する。ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を反転して下アームＳ２のゲート信号を生成し、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を反転して下アームＳ４のゲート信号を生成する。

ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器１１～１４へ生成したゲート信号を出力する。なお、位相シフト量α_１～α_４が共通している場合には、図３に示す場合と図４に示す場合とにおける多段変換器１の出力は同じになる。

図３に示す例と同様に図４に示す例においても、変調率が１のときも変調率が０．２のときも、全ての単位変換器１１～１４のレグＬＰ、ＬＮがスイッチングしていることがわかる。また各段の単位変換器１１～１４をワンパルス駆動にて動作させても、多段変換器１の出力電圧の総和は疑似的にＰＷＭ変調のような波形となり、低次高調波の発生が抑制できる。

また、ゲート信号の位相シフト量を上記のように規定することで、図４に示すように、出力電圧ゼロのタイミングおよびその前後の時間領域にて、すべての単位変換器１１～１４のレグＬＰ、ＬＮの上アームＳ１、Ｓ３がオン、もしくは、すべての上アームＳ１、Ｓ３がオフ状態となる。

電圧指令の位相が－９０°であるタイミングではすべての上アームＳ１、Ｓ３がターンオンした状態であり、電圧指令の位相が＋９０°であるタイミングではすべての上アームＳ、Ｓ３がターンオフした状態であり、多段変換器１の出力電圧がゼロとなるタイミングでは、すべての単位変換器１１～１４の出力電圧もゼロとなる。

出力電圧がゼロになるタイミングは、出力電圧の毎周期において－９０°と＋９０°との２回存在する。このタイミングにて、すべての単位変換器１１～１４のすべてのレグＬＰ、ＬＮのスイッチング状態が同一となるため、例えば、変調率が変化に応じてゲート信号を切替えたり、複数の単位変換器１１～１４間の正レグＬＰ内又は負レグＬＮ内でゲート信号を入れ替えたりすることが可能となる。すなわち、出力電圧がゼロとなるタイミングでは、全てのレグにてスイッチング状態が同一のため、ゲート信号が切り替わったとしても、前後でスイッチング状態が変化せず、損失の発生を回避するとともに出力電圧に影響なくゲート信号の入れ替えが可能となる。また、毎周期２回の入れ替えが可能となる。

上記のように、本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、出力電圧の大小にかかわらず全ての単位変換器を電圧出力に活用することができ、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能である。

次に、第２実施形態の多段変換器の制御装置について図面を参照して詳細に説明する。
なお、以下の複数の実施形態の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

図５は、第２実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。
本実施形態の制御装置２は、ゲート信号生成部２３が電圧調整部２４を備えている点が上述の第１実施形態と異なっている。

電圧調整部２４は、位相シフト量α_１～α_４と、複数の単位変換器１１～１４それぞれの直流電源電圧値と、多段変換器１の出力電流値とを用いて、複数の単位変換器１１～１４の直流電源電圧のばらつきが抑制されるように、各単位変換器１１～１４にゲート信号を割り当てる。

電圧調整部２４は、例えば、位相シフト量α_１～α_４（α_１＜α_２＜α_３＜α_４）に基づいたゲート信号のそれぞれを、複数の単位変換器１１～１４に順次供給されるように、周期的にゲート信号を入れ替えてもよい。

なお、多段変換器１の出力電流値は複数の単位変換器１１～１４それぞれの出力電流値と等しいため、電流センサ（図示せず）は、多段変換器１の出力経路および単位変換器１１～１４それぞれの出力経路の少なくとも１ヶ所に設けられればよい。少なくとも１つの電流センサの出力値が、電圧調整部２４に供給される。

以下、電圧調整部２４の動作の一例について説明する。
図６は、制御装置から出力されるゲート信号と、単位変換器それぞれの出力電圧と、多段変換器の出力電圧および出力電流との一例を示す図である。

ここでは、位相シフト量α_１～α_４は、α_１＜α_２＜α_３＜α_４（－α_４＜－α_３＜－α_２＜－α_１）であって、１段目の単位変換器１１の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα４、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα１により駆動し、２段目の単位変換器１２の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα３、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα２により駆動し、３段目の単位変換器１３の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα２、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα３により駆動し、４段目の単位変換器１４の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα１、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα４により駆動したときの例を示している。

複数の単位変換器１１～１４それぞれの出力電圧を比較すると、単位変換器１１～１４間で出力電圧の位相が異なっている。また、複数の単位変換器１１～１４それぞれが電圧を出力する時間幅を比較すると、単位変換器１１～１４間で電圧出力時間に差が生じている。

多段変換器１は、複数の単位変換器１１～１４の出力端子を直列接続して構成されるため、多段変換器１の出力電流は、すべての単位変換器１１～１４を通過することとなり、単位変換器１１～１４に共通の電流が流れる。

単位変換器１１～１４それぞれの出力有効電力は、単位変換器１１～１４それぞれの出力電圧と多段変換器１の出力電流との内積となる。そのため、単位変換器１１～１４それぞれの出力電圧位相および電圧出力時間幅が異なる場合、単位変換器１１～１４間で出力有効電力に差が生じることになる。その結果、単位変換器１１～１４間の直流電源ＰＳの電圧にバラつきが生じると、多段変換器１の出力電圧が歪む可能性がある。

そこで、本実施形態では、制御装置２の電圧調整部２４にて、単位変換器１１～１４それぞれの出力有効電力の推定値を演算し、毎周期若しくは所定周期毎に、単位変換器１１～１４のそれぞれへ与えるゲート信号を入れ替えることで、直流電源ＰＳの電圧バラつきを抑制している。

電圧調整部２４は、ゲート信号Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４、Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４の組み合わせに応じた、任意の単位変換器の出力有効電力の推定値を演算し、直流電源電圧が大きい単位変換器の出力有効電力が大きくなり、直流電源電圧が小さい単位変換器の出力有効電力が小さくなるように、ゲート信号Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４、Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４を割り当ててもよい。

以下に、任意の単位変換器について、正レグＬＰの上アームＳ１と負レグＬＮの上アームＳ３とを任意のゲート信号により駆動したときの、単位変換器の出力電圧の推定値について説明する。

図７は、正レグＬＰの上アームをα_Ｐの位相をシフトさせたゲート信号により駆動し、負レグ上アームをα_Ｎの位相をシフトさせたゲート信号により駆動したときの単位変換器の出力電圧の一例を示す図である。

単位変換器は、正レグＬＰの上アームＳ１のみがオンしているときには正の電圧を出力し、負レグＬＮの上アームＳ３のみがオンしているときには負の電圧を出力する。また、正レグＬＰと負レグＬＮとのスイッチング状態が同一のときには、単位変換器の出力電圧はゼロとなる。

ここで、多段変換器１の出力電圧指令Ｖ^＊の位相（０°の位置）に対する、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号がオンしている時間の中心位置をα_Ｐ、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号がオフしている時間の中心位置を－α_Ｎと定義したとき、この単位変換器の出力電圧ｖ_ohをフーリエ級数展開すると次式で表すことができる。ただし、Ｖ_ＤＣは単位変換器の直流電源電圧とする。なお、下記（５）式において、θは出力電圧指令Ｖ^＊の角度（角度瞬時値）であって、時間経過とともに変化する値である。すなわち、出力電圧ｖ_ohはθの関数である。

上記（５）式から基本波ｖ_ｏｈ１を求めると次式となる。

更に、上記（６）式から基本波実行値Ｖ_ｏｈ１と、多段変換器１の出力電圧に対する単位変換器の出力電圧の位相差Φ_ｏｈとを次のように表すことができる。

図８および図９は、単位変換器出力電圧と推定した基本波成分との一例を示す図である。
図８および図９では、単位変換器の出力電圧を実線で示し、単位変換器出力電圧の基本波成分相当を破線で示している。正レグＬＰおよび負レグＬＮに供給するゲート信号の位相シフト量を用いて、基本波成分の振幅と位相とを推定できることが確認できる。

すなわち、図８に示す例を上記（６）式に適用すると、単位変換器の出力電圧の基本波ｖ_ｏｈ１は、下記のように表される。

また、図９に示す例を上記（６）式に適用すると、単位変換器の出力電圧の基本波ｖ_ｏｈ１は、下記のように表される。

ここで、多段変換器１の出力電流ｉ_Ｏを下記（９）式にて定義する。ただし、（９）式において、Φ_ｉは出力電圧指令Ｖ^＊と出力電流ｉ_Ｏとの位相差とし、Ｉ_Ｏは多段変換器１の出力電流実行値とする。

複数の単位変換器１１～１４それぞれには、共通して多段変換器１の出力電流ｉ_Ｏが流れるため、単位変換器１１～１４の出力電圧基本波値と出力電流値との内積から、単位変換器１１～１４の出力有効電力Ｐ_ｏｈは次式で表すことができる。
Ｐ_ｏｈ＝Ｖ_ｏｈ１Ｉ_Ｏｃｏｓ（Φ_ｏｈ－Φ_ｉ） （１０）

以上のように、電圧調整部２４は、出力電流ｉ_Ｏと、正レグＬＰのゲート信号の位相シフト量と、負レグＬＮのゲート信号の位相シフト量と、を用いて、単位変換器１１～１４それぞれの出力有効電力Ｐ_ｏｈの推定値を演算することが可能である。

次に、単位変換器１１～１４の出力有効電力の推定値を用いた単位変換器間での直流電圧不平衡抑制法について説明する。
図１０は、図５に示す制御装置の電圧調整部の動作の一例を説明するフローチャートである。

単位変換器１１～１４それぞれの直流電源電圧Ｖ_ＤＣは、各単位変換器１１～１４の出力有効電力Ｐ_ｏｈのバラつきにより不平衡となる可能性がある。そこで、本実施形態では、電圧調整部２４は、多段変換器１を構成する単位変換器１１～１４それぞれの直流電源電圧Ｖ_ＤＣを検出する（ステップＳ１）。
続いて、電圧調整部２４は、検出した直流電源電圧Ｖ_ＤＣの平均値を演算する（ステップＳ２）。

次に、ｎ＝１とし（ステップＳ３）、電圧調整部２４は、例えば、単位変換器１１～１４の直流電源電圧Ｖ_ＤＣの平均値と、単位変換器１ｎの直流電源電圧Ｖ_ＤＣとの差が所定の閾値よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ４）。

電圧調整部２４は、単位変換器１１～１４の直流電源電圧Ｖ_ＤＣの平均値と直流電源電圧Ｖ_ＤＣとの差が所定の閾値よりも大きい単位変換器１ｎに対して、出力有効電力Ｐ_ｏｈが大きい正レグＬＰの上アームＳ１ゲート信号と負レグＬＮの上アームＳ３ゲート信号との組み合わせを割り当てる（ステップＳ５）。

また、電圧調整部２４は、単位変換器１１～１４の直流電源電圧Ｖ_ＤＣの平均値と直流電源電圧Ｖ_ＤＣとの差が所定の閾値よりも小さい単位変換器１ｎには、出力有効電力Ｐ_ｏｈが小さい正レグＬＰの上アームＳ１ゲート信号と負レグＬＮの上アームＳ３ゲート信号との組み合わせを割り当てる（ステップＳ６）。

電圧調整部２４は、ｎが多段変換器１の段数（＝Ｎ）であるか判断し（ステップＳ７）、ｎがＮよりも小さいときにはｎに１を加算し（ステップＳ８）、ｎ＝Ｎとなるまで上記ステップＳ４～Ｓ６を繰り返す。

上記のように、本実施形態では、出力有効電力Ｐ_ｏｈの推定値と、単位変換器１１～１４それぞれの直流電源電圧Ｖ_ＤＣとから、単位変換器１１～１４へ供給するゲート信号の割り当てを行う。

以下に、電圧調整部２４が単位変換器１１～１４間でゲート信号を入れ替えるタイミングについて説明する。
電圧調整部２４は、すべての単位変換器１１～１４にて上アームＳ１、Ｓ３のゲート信号の状態が一致するタイミング、例えば、図６に示す出力電圧の位相が－９０°および＋９０°付近にて、単位変換器１１～１４間でゲート信号の入れ替えを実施する。このタイミングで、単位変換器１１～１４のゲート信号を入れ替えることにより、多段変換器１の出力電圧やすべてのアームのスイッチング状態に影響することなく、直流電源電圧Ｖ_ＤＣの不平衡を抑制することが可能となる。

上記のように、本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、上述の第１実施形態と同様に、出力電圧の大小にかかわらず全ての単位変換器を電圧出力に活用することができ、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能である。

次に、第３実施形態の多段変換器の制御装置について図面を参照して詳細に説明する。
上述の第１実施形態では、制御装置２が、正レグ上アームスイッチング信号のオン時間の中心を電圧指令に対して進ませ、負レグ上アームスイッチング信号のオフ時間の中心を電圧指令に対して遅らせる変調について説明した。また、制御装置２が、正レグ上アームスイッチング信号のオン時間の中心を電圧指令対して遅らせ、負レグ上アームスイッチング信号のオフ時間の中心を電圧指令に対して進ませる変調について説明した。

図１１および図１２は、第３実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。なお、図１１は、変調率が１のとき、図１２は変調率が０．２のときの多段変換器の出力電圧等を示している。

図１１に示す例では、多段変換器１は４つの単位変換器１１～１４から構成され、制御装置２は、正レグＬＰを４つの上アームＳ１のゲート信号Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４により駆動し、負レグＬＮを４つの上アームＳ３のゲート信号Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４により駆動し得る。そのため、単位変換器１１～１４へ与える上アームスゲート信号の組み合わせとしては、段数の２乗通り存在することとなる。

本実施形態では、制御装置２は、同一単位変換器１１～１４において、正レグＬＰと負レグＬＮとに、位相シフト量α_１～α_４（α_１＜α_２＜α_３＜α_４）が遅れ進み量ともに同一量となるゲート信号を割り当てる。

図１１に、各単位変換器１１～１４に正レグと負レグで位相シフト量α_１～α_４（α_１＜α_２＜α_３＜α_４）が遅れ進みで同一のゲート信号を割り当てたときの、単位変換器１１～１４の出力電圧の一例を示している。

なお、ここでは、制御装置２は、単位変換器１１の正レグＬＰの上アームＳ１にゲート信号Ｓ_ｐα１、負レグＬＮの上アームＳ３にゲート信号Ｓ_ｎα１を割り当て、単位変換器１２の正レグＬＰの上アームＳ１にゲート信号Ｓ_ｐα２、負レグＬＮの上アームＳ３にゲート信号Ｓ_ｎα２を割り当て、単位変換器１３の正レグＬＰの上アームＳ１にゲート信号Ｓ_ｐα３、負レグＬＮの上アームＳ３にゲート信号Ｓ_ｎα３を割り当て、単位変換器１４の正レグＬＰの上アームＳ１にゲート信号Ｓ_ｐα４、負レグＬＮの上アームＳ３にゲート信号Ｓ_ｎα４を割り当てている。

この場合、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号オン時間幅中心と出力電圧指令の位相差と、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号オフ時間幅中心と出力電圧指令の位相差と、が正負対称となる。したがって、複数の単位変換器１１～１４それぞれの上アームＳ１、Ｓ３に同一の進み量および遅れ量のゲート信号を与えたとき、位相シフト量に応じて出力電圧幅が変化し出力電圧位相は変化しない。すなわち、単位変換器１１～１４の出力電圧位相は、多段変換器１の出力電圧位相と同一になる。このことにより、単位変換器１１～１４間で出力電圧位相に差が無いため、単位変換器の出力有効電力の推定値の演算を簡素にすることができる。

上記のように、同一の単位変換器１１～１４の正レグＬＰと負レグＬＮを、位相シフト量が正負で対象となるゲート信号により駆動すると、単位変換器１１～１４の出力電圧位相が等しくなり、出力電圧幅すなわち出力電圧基本波振幅が異なる状態となる。したがって、この制御方法を採用すると、単位変換器１１～１４それぞれの出力有効電力に差が生じ、それぞれの単位変換器１１～１４の直流電源電圧が不平衡となる。
そこで、以下に本実施形態の制御装置２により、単位変換器１１～１４間での直流電源電圧の不平衡を抑制する方法について説明する。

多段変換器１の出力電圧指令位相に対する、正レグＬＰの上アームＳ１を駆動するゲート信号のオンパルス幅の中心位置（α_Ｐ）と、負レグＬＮの上アームＳ３を駆動するゲート信号のオフパルス幅の中心位置（－α_Ｎ）と、単位変換器１１～１４出力電圧（基本波ｖ_ｏｈ１）との関係式は前述のとおり、（６）式で示される。

本実施形態では、正レグＬＰの上アームＳ１を駆動するゲート信号のオンパルス幅中心位置と、負レグＬＮの上アームＳ３を駆動するゲート信号のオフパルス幅中心位置とが出力電圧指令の位相（０°）に対して対象となるように、単位変換器１１～１４それぞれにゲート信号を割り当てるため、位相シフト量をα_ｎとすると（６）式は次の（１１）式ように変換することができる。

上記（１１）式によれば、位相シフト量の大きさに関わらず、多段変換器１の出力電圧と単位変換器１１～１４の出力電圧とは同位相となり、単位変換器１１～１４同士の出力電圧位相差も無くなる。

ここで、単位変換器１１～１４の出力有効電力について検討する。
単位変換器１１～１４の出力有効電力は上述の（１０）式で得られるが、単位変換器１１～１４の出力電圧位相が多段変換器１の出力電圧と同位相であるため、有効電力は電流振幅、位相および単位変換器出力基本波電圧、単位変換器の直流電圧のみで決定される。ここで、出力電流は複数の単位変換器１１～１４に共通して流れるため、単位変換器１１～１４の出力有効電力の大きさは、出力電圧基本波振幅（＝Ｖ_ｏｈ１）の大きさに比例する。

ここで、多段変換器１の出力電圧に対する出力電流位相差Φ_ｉが、－９０＜Φ_ｉ＜９０のとき、多段変換器１の力率は常に正となる。単位変換器１１～１４の出力電圧位相は段間で同位相であるため、出力電圧力率は等しくなる。このため、単位変換器１１～１４の出力有効電力は単位変換器１１～１４の出力基本波振幅に比例して大きくなる。

そこで、４段構成の多段変換器１を例に直流電圧不平衡抑制法について述べる。４段構成のため、位相シフト量は４つとなり、それぞれα_１～α_４とすると。ここでそれぞれの位相シフト量の余弦値の関係は次式とする。
ｃｏｓα_１＞ｃｏｓα_２＞ｃｏｓα_３＞ｃｏｓα_４ （１２）

このときの各位相シフト量を与えた単位変換器１１～１４の出力有効電力は、それぞれ以下となる。

（１３）～（１６）式のように、出力有効電力Ｐ_ｏｈ１～Ｐ_ｏｈ４は、位相シフト量α_１～α_４により相対的な大きさが決定される。位相シフト量α_１～α_４それぞれの余弦値の大きさの関係が、例えば（１２）式であるとすると、出力有効電力Ｐ_ｏｈ１～Ｐ_ｏｈ４の大きさの関係は以下となる。
Ｐ_ｏｈ１＞Ｐ_ｏｈ２＞Ｐ_ｏｈ３＞Ｐ_ｏｈ４ （１７）

ここで、多段変換器１を構成する単位変換器１１～１４の個々の直流電源電圧が以下（１８）式の通り不平衡状態であるとする。
Ｖ_ＤＣａ＞Ｖ_ＤＣｂ＞Ｖ_ＤＣｃ＞Ｖ_ＤＣｄ （１８）
この直流電源電圧を平衡化するときには、制御装置２の電圧調整部２４は、直流電源電圧が相対定期に大きい単位変換器１１～１４に出力有効電力が相対的に大きくなる位相シフト量を割り当て、直流電源電圧が相対的に小さい単位変換器には出力有効電力が相対的に小さい位相シフト量を割り当てる。

すなわち、上記の例では、制御装置２の電圧調整部２４は、位相シフト量α_１を直流電源電圧がＶ_ＤＣａの単位変換器へ、位相シフト量α_２を直流電源電圧がＶ_ＤＣｂの単位変換器へ、位相シフト量α_３を直流電源電圧がＶ_ＤＣｃの単位変換器へ、位相シフト量α_４を直流電源電圧がＶ_ＤＣｄの単位変換器へ割り当てる。

上記のように、直流電源電圧の相対的な大きさと、位相シフト量の余弦値とに基づいて、複数の単位変換器１１～１４へ与えるゲート信号を切り替えることで、出力電流検出値を用いずに直流電源電圧の不平衡を抑制することが可能となる。

また、出力電流位相Φ_ｉが－１８０＜Φ_ｉ＜－９０、９０＜Φ_ｉ＜１８０のときについて検討すると、出力有効電力の極性が負となるため、直流電源電圧が相対的に大きい単位変換器１１～１４に対して出力有効電力の絶対値が小さくなる位相シフト量を割り当て、直流電源電圧が相対的に小さい単位変換器１１～１４に対して出力有効電力の絶対値が大きくなる位相シフト量を割り当てることで、同様に出力電流検出値を用いずに直流電源電圧の不平衡抑制が可能となる。

上記のように、本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、上述の第１実施形態と同様に、出力電圧の大小にかかわらず全ての単位変換器を電圧出力に活用することができ、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能である。

次に、第４実施形態の多段変換器の制御装置について図面を参照して詳細に説明する。
上述の第３実施形態では、単位変換器１１～１４へ与える上アームＳ１、Ｓ３のゲート信号について、正レグＬＰのゲート信号の位相進め量と負レグＬＮのゲート信号の位相遅れ量との絶対値が等しくなるように、ゲート信号を割り当てることを説明した。この方法によれば、単位変換器１１～１４の出力電圧位相が同一になり単位変換器１１～１４の出力有効電力の推定が簡素化できる。一方で、単位変換器１１～１４の出力電圧基本波振幅の差が大きくなる可能性があった。

そこで、本実施形態では、制御装置２は、単位変換器１１～１４間で出力電圧基本波振幅のバラつきを低減するように、単位変換器１１～１４にゲート信号を割り当てるものとした。

本実施形態では、多段変換器の段数分の多段変換器出力電圧指令に対して、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅中心のシフト量を昇順に並べ、また、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅中心のシフト量を昇順に並べたとき、同じ順番になるシフト量を同一単位変換器に振り分ける。

たとえば、４段の多段変換器１において位相シフト量α_１～α_４であるとき、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅中心のシフト量を昇順にならべるとα_１＜α_２＜α_３＜α_４であり、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅中心のシフト量を昇順に並べると-α_４＜-α_３＜-α_２＜-α_１であったとき、１番目のα_１と-α_４、２番目のα_２と-α_３、３番目のα_３と-α_２、４番目のα_４と-α_１との４つの組み合わせを、それぞれ同一の単位変換器へ割り当てる。

例えば図６に、上記割り当てを行ったときの単位変換器１１～１４の出力電圧の一例を示している。すなわち、１段目の単位変換器１１の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα４、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα１により駆動し、２段目の単位変換器１２の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα３、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα２により駆動し、３段目の単位変換器１３の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα２、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα３により駆動し、４段目の単位変換器１４の正レグＬＰの上アームＳ１をゲート信号Ｓ_ｐα１、負レグＬＮの上アームＳ３をゲート信号Ｓ_ｎα４により駆動したときの例を示している。

図１３は、多段変換器の出力電圧の大きさを変えた場合の単位変換器出力電圧を示す図である。
図６および図１３に示す例は、いずれも、単位変換器１１～１４の出力電圧幅のバラつきが抑えられていることが確認できる。上記のように位相シフト量を割り当てることで、正レグＬＰで最もシフト量が小さいパルスと、負レグＬＮで最もシフト量が大きいパルス、正レグで２番目にシフト量が小さいパルスと、負レグで２番目にシフト量が大きいパルスというように、正側と負側とのシフト量を単位変換器１１～１４間で均一化することができる。

上記のように、本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、上述の第１実施形態と同様に、出力電圧の大小にかかわらず全ての単位変換器を電圧出力に活用することができ、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能である。

なお、単位変換器１１～１４へのゲート信号の割り当ては、上記第２実施形態乃至第４実施形態の方法に限定されるものではない。
例えば上述の第２実施形態では、電圧調整部２４が、任意のゲート信号により駆動したときの任意の単位変換器の出力有効電力の推定値を演算し、複数の単位変換器１１～１４の直流電源電圧の不平衡を抑制するように適切に分配する方法について説明した。

例えば、電圧調整部２４は、単位変換器１１～１４それぞれについて、一周期前に供給した任意のゲート信号による直流電源電圧の変化を演算し、例えば直流電源電圧の変化量が大きかった単位変換器と、直流電源電圧の変化量が小さかった単位変換器との間で、ゲート信号を入れ替えてもよい。このようにゲート信号を割り当てることにより、電圧調整部２４は、単位変換器１１～１４の出力有効電力を推定せずに直流電源電圧のバラツキを抑制することが可能である。

また、上述の複数の実施形態は組み合わせても構わない。例えば、上述の第２実施形態にて説明したゲート信号の割り当てを、第３実施形態および第４実施形態に適用しても構わない。例えば、電圧調整部２４にて、演算した出力有効電力の推定値が大きい順に正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれの位相シフト量を並べて、この順に直流電源電圧が高い単位変換器から順次ゲート信号を割り当ててもよい。このことにより、直流電源電圧のバラツキを抑制することが可能であり、上述の複数の実施形態と同様の効果を得ることができる。

また、例えば上述の第３実施形態および第４実施形態では、正レグＬＰおよび負レグＬＮに与えるゲート信号の組み合わせは、多段変換器１の段数個の種類があり、４段の多段変換器１においては４パターンとなる。そこで、すべての単位変換器１１～１４に段数分のゲート信号の組合せを経験させるよう、毎周期にゲート信号を入れ替えるように割り当てを行ってもよい。

例えば、電圧調整部２４は、単位変換器１１の正レグＬＰの上アームＳ１に、ゲート信号Ｓ_ｐα１、ゲート信号Ｓ_ｐα２、ゲート信号Ｓ_ｐα３、ゲート信号Ｓ_ｐα４、ゲート信号Ｓ_ｐα１…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１２の正レグＬＰの上アームＳ１に、ゲート信号Ｓ_ｐα２、ゲート信号Ｓ_ｐα３、ゲート信号Ｓ_ｐα４、ゲート信号Ｓ_ｐα１、ゲート信号Ｓ_ｐα２…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１３の正レグＬＰの上アームＳ１に、ゲート信号Ｓ_ｐα３、ゲート信号Ｓ_ｐα４、ゲート信号Ｓ_ｐα１、ゲート信号Ｓ_ｐα２、ゲート信号Ｓ_ｐα３…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１４の正レグＬＰの上アームＳ１に、ゲート信号Ｓ_ｐα４、ゲート信号Ｓ_ｐα１、ゲート信号Ｓ_ｐα２、ゲート信号Ｓ_ｐα３、ゲート信号Ｓ_ｐα４…の順ゲート信号を供給し、周期的にゲート信号を入れ替えてもよい。

また、電圧調整部２４は、単位変換器１１の負レグＬＮの上アームＳ３に、ゲート信号Ｓ_ｎα４、ゲート信号Ｓ_ｎα３、ゲート信号Ｓ_ｎα２、ゲート信号Ｓ_ｎα１、ゲート信号Ｓ_ｎα４…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１２の負レグＬＮの上アームＳ３に、ゲート信号Ｓ_ｎα３、ゲート信号Ｓ_ｎα２、ゲート信号Ｓ_ｎα１、ゲート信号Ｓ_ｎα４、ゲート信号Ｓ_ｎα３…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１３の負レグＬＮの上アームＳ３に、ゲート信号Ｓ_ｎα２、ゲート信号Ｓ_ｎα１、ゲート信号Ｓ_ｎα４、ゲート信号Ｓ_ｎα３、ゲート信号Ｓ_ｎα２…の順ゲート信号を供給し、単位変換器１４の負レグＬＮの上アームＳ３に、ゲート信号Ｓ_ｎα１、ゲート信号Ｓ_ｎα４、ゲート信号Ｓ_ｎα３、ゲート信号Ｓ_ｎα２、ゲート信号Ｓ_ｎα１…の順ゲート信号を供給し、周期的にゲート信号を入れ替えてもよい。

上記のようにゲート信号を所定の周期毎に所定の順で順次入れ替えることで、Ｎ段の多段変換器１を駆動するとき、Ｎ周期において、単位変換器１１～１Ｎに供給されるゲート信号の組み合わせが等しくなる（供給される順番が異なる）。そのため、段数分の周期経過後は単位変換器１１～１Ｎの直流電源電圧バラつきが抑制される。なお、この方式では、単位変換器１１～１Ｎに共通のゲート信号の組み合わせを経験させればよいため、直流電源電圧や出力電流の情報を必要とせず、直流電源電圧のバラツキを抑制することができる。
なお、いずれの場合にも、ゲート信号生成部２３は、多段変換器１の出力電圧がゼロとなるタイミングにおいて、複数の単位変換器１１～１４のゲート信号を切替えることにより、出力電圧に影響なくゲート信号の入れ替えが可能となる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…多段変換器、２…制御装置、１１～１４…単位変換器、２１…変調率演算部、２２…位相シフト量生成部、２３…ゲート信号生成部、２４…電圧調整部、１００…変圧器、２００…整流器、ＬＰ…正レグ、ＬＮ…負レグ、Ｓ１、Ｓ３…上アーム、Ｓ２、Ｓ４…下アーム、Ｓ_ｎα１～Ｓ_ｎα４、Ｓ_ｐα１～Ｓ_ｐα４…ゲート信号、α１～α４…位相シフト量、ＰＳ…直流電源、ＳＶ…電圧センサ、ＴＰ…正側出力端子、ＴＮ…負側出力端子。

Claims (9)

1. 直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、
   前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
   前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
   出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第１ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号とを生成し、前記第１ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第２ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
   前記位相シフト量はゼロより大きく１８０°未満である、多段変換器の制御装置。
2. 直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、
   前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
   前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
   出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第３ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第４ゲート信号とを生成し、前記第３ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第４ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
   前記位相シフト量はゼロより大きく１８０°未満である、多段変換器の制御装置。
3. 前記ゲート信号生成部は、所定の前記位相シフト量を適用したときの前記正レグの前記上アームを駆動する前記ゲート信号と、前記負レグの前記上アームを駆動する前記ゲート信号との点弧角度を用いて、前記単位変換器が出力する基本波電圧振幅の推定値を演算し、前記多段変換器の出力電流位相と前記基本波電圧振幅の推定値とから前記単位変換器の出力有効電力の推定値を演算し、複数の前記単位変換器の前記直流電源電圧と、前記出力有効電力の推定値とに基づいて、複数の前記単位変換器へ供給するゲート信号を入れ替える電圧調整部を備える請求項１又は請求項２記載の多段変換器の制御装置。
4. 複数の前記単位変換器それぞれにおいて、前記正レグの前記上アームを駆動するゲート信号と前記負レグの前記上アームを駆動するゲート信号との前記位相シフト量の絶対値が等しい、請求項１又は請求項２記載の多段変換器の制御装置。
5. 複数の前記単位変換器それぞれにおいて、前記正レグの前記上アームを駆動するゲート信号と前記負レグの前記上アームを駆動するゲート信号との前記位相ソフト量は、前記段数分の前記位相シフト量を昇順に並べたとき同じ順番となるもの同士である、請求項１又は請求項２記載の多段変換器の制御装置。
6. 前記ゲート信号生成部は、前記多段変換器の出力電圧がゼロとなるタイミングにおいて、複数の前記単位変換器のゲート信号を切替える、請求項４又は請求項５記載の多段変換器の制御装置。
7. 前記ゲート信号生成部は、一周期前の前記直流電源電圧の変化量に応じて、複数の前記単位変換器へ割り当てるゲート信号を切替える電圧調整部を備えている請求項６記載の多段変換器の制御装置。
8. 前記ゲート信号生成部は、所定の前記位相シフト量を適用したときの前記正レグの前記上アームを駆動するゲート信号と、前記負レグの前記上アームを駆動するゲート信号との点弧角度を用いて、前記単位変換器が出力する基本波電圧振幅の推定値を演算し、前記多段変換器の出力電流位相と前記基本波電圧振幅の推定値とから前記単位変換器の出力有効電力の推定値を演算し、複数の前記単位変換器の前記直流電源電圧と、前記出力有効電力の推定値とに基づいて、複数の前記単位変換器へ供給するゲート信号を切替える電圧調整部を備える請求項４又は請求項５記載の多段変換器の制御装置。
9. 前記ゲート信号生成部は、複数の前記単位変換器に割り当てるゲート信号を所定の周期毎に所定の順で順次入れ替えて、前記段数分の周期において複数の前記単位変換器に割り当てられるゲート信号の組み合わせを等しくする電圧調整部を備える請求項４又は請求項５記載の多段変換器の制御装置。

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