JP6704864B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、導通・不導通を制御できるパワーデバイスを用いて構成される電力変換装置、特にセルと称されるパワーデバイスを用いて構成される回路単位を複数使用することにより、正弦波に近い電圧波形を出力可能にする一般にＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と称される電力変換装置に関する。

電力系統において、パワーエレクトロニクス技術を用いた電力変換装置は直流送電や無効電力制御装置に加え、太陽光発電システム、風力発電システム、蓄電システムを電力系統に連系するためのＰＣＳ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）等への適用が拡大している。

特に大型の直流送電システムやＰＣＳを高効率の変換装置として構成するには、直流電圧を高くしたほうがよい。直流電圧（またはアーム電圧）を高くする技術を適用した電圧型自励変換装置のひとつにＭＭＣ型変換装置がある。

図１にＭＭＣ型変換装置の第１の形態例を示す。第１の形態例に係るＭＭＣ型変換装置１１０は交流系統側の変換用変圧器１００と、直流側の母線１０３、１０４間に配置され、パワーデバイスである複数のセル１０２を直列に接続することで、変換装置の主回路アーム１０５を構成し、複数アームによるグレーツ結線をして形成されたものである。

また、セル１０２の内部構成としては、図２や図３のような構成が代表的である。図２の構成をハーフブリッジ、図３の構成をフルブリッジと呼んでいる。いずれの場合にも、並列ダイオードを備えた複数のスイッチング素子として例えばＩＧＢＴと、１つのコンデンサ２０４を備えている。

図２のハーフブリッジ構成の場合、２つのＩＧＢＴ（２００、２０１）を直列接続し、直列回路の両端にコンデンサ２０４を接続している。また直列回路の接続点２１０と直列回路の一方端２１１を外部接続端子として、複数セル１０２を直列接続する。なお２つのＩＧＢＴ（２００、２０１）は、ＰＷＭ制御のために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＮして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＦＦし、変調波が小さいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＦＦして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＮするように開閉制御が行われる。この結果、変調波が大きいときはコンデンサ２０４を経由する回路を構成し、変調波が小さいときはコンデンサ２０４を経由しない回路を構成する。

図３のフルブリッジ構成の場合、ＩＧＢＴ（２００、２０１）による直列回路の他に、同じ構成の直列回路をＩＧＢＴ（２２０、２２１）により形成している。２２２、２２３はＩＧＢＴ（２２０、２２１）の並列ダイオードである。この場合には、２組の直列回路の夫々の接続点２１０と２１１を外部接続端子として、複数セル１０２を直列接続する。なおフルブリッジ構成の場合は、ＰＷＭ制御のために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときはＩＧＢＴ２００、２２１をＯＮしてＩＧＢＴ２０１、２２０をＯＦＦし、変調波が小さいときはＩＧＢＴ２００２２１をＯＦＦしてＩＧＢＴ２０１２２０をＯＮするように開閉制御が行われる。この結果、変調波が大きいときも小さいときもコンデンサ２０４を経由する回路を構成するが、電流の流れる方向が相違する。

図２のハーフブリッジセルは、端子２１１が低電位、端子２１０が高電位となる電圧のみ出力できる。これに対して、図３のフルブリッジセルでは端子２１１が低電位、端子２１０が高電位となる電圧に加え、端子２１０が低電位、端子２１１が高電位となる逆向きの電圧も発生させることができる。ただし、同じセル数から構成されるシステムの場合、フルブリッジセルを用いると使用デバイスの数が倍になる。なお、セルには図４、図５に示すように、あらかじめセルのなかでパワーデバイスを複数直列接続した構成にしているものも存在する。

ＭＭＣ型変換器の主回路構成もいくつかの種類がある。図１は変換用変圧器１００と上下のセルからなるアーム１０５、上下のアームリアクトル１０１で構成される主回路構成である。なお、アーム１０５におけるリアクトル１０１は、アーム間を巡回する電流を制御するために必要となる。

図４はＭＭＣ型変換装置の第２の形態例を示す図である。図４の形態では、変換用変圧器を三巻変圧器１００ａに変更し、変圧器の漏れリアクタンスによってアームリアクトル１０１と同等の働きをするように構成したものである。

図５はＭＭＣ型変換装置の第３の形態例を示す図である。図５の形態では、変換用変圧器を千鳥結線の変圧器１００ｂとし、その中性点１０４とアーム１０５を介した母線１０３間で直流電圧を作るものである。千鳥結線変圧器１００ｂを用いるものの、図１や図４の構成と比較して非常にシンプルな構成にすることができる。

図６はＭＭＣ型変換装置の第４の形態例を示す図である。図５の形態では、アーム１０５およびアームリアクトル１０１をΔ結線の形に構成するものである。この構成では、アーム１０５は必ず正負両方の電圧を出力する必要があるから、ブリッジは必ず図３に示すフルブリッジを適用する必要がある。この構成は、ＭＭＣタイプの無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）を構成するのに使用される。

なおＭＭＣ変換器について、非許文献１、非許文献２に詳しく解説されている。

電学論Ｂ、１２８巻７号、２００８年「モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」萩原誠・他 電学論Ｂ、１３２巻６号、２０１２年「ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ方式モジュラーマルチレベルコンバータのパワーフロー解析と直流コンデンサ電圧の制御」藤田英明・他

ＭＭＣ型変換装置において（ここでは便宜上、図５の構成で説明する）、各セル１０２の電圧の値がその平均値からくずれてしまうのは、必然である。なぜならＰＷＭ制御を行うために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときは各セル１０２の上側ＩＧＢＴをＯＮし、その逆では下側ＩＧＢＴをＯＦＦするＰＷＭ制御では、一定時間において、上側ＩＧＢＴのＯＮ時間が多いものと少ないものが生じるからである。

図９ａは、正弦波状の変調波Ｓと三角形状の搬送波Ｃを比較した状態を示しており、例えばセル１０２を９個直列接続して９セル３パルス方式としたものである。各セルは基準となる正弦波状の変調波Ｓと、自己セルに割り当てられた三角形状の搬送波Ｃ（例えばＣ５）を比較して、その大小関係に応じて上下ＩＧＢＴのＯＮ、ＯＦＦ時刻を決定しているが、一定時間において、上側ＩＧＢＴのＯＮ時間が多いものと少ないものが生じていることが明らかである。結果、各セル１０２の電圧の値がその平均値からくずれてしまう。

従来のＭＭＣ型変換装置においては、このようにして崩れるセルコンデンサ電圧のバランスを、セルに流れる電流の位相（電流の流れる向きの情報を持っている）と、当該のセルコンデンサ電圧の平均電圧に対する過不足との組合せによって、セルの上デバイスと下デバイスのどちらかを少しだけ長くＯＮさせるように各相の変調波に補正信号を加算することによって、実現している。

しかし、この方法では、変換器が連系される電力系統の電圧、電流が商用周波数のみの成分を含む「きれいな」電圧、電流の場合は問題ないが、電力系統の電圧、電流が高調波成分を多く含む「きたない」電圧、電流の状態にあると、セルに流れる電流の位相検出に誤差が生じて、背景技術で述べたセルコンデンサ電圧バランス制御が十分に機能せず、セルコンデンサ電圧バランスが崩れてしまう可能性がある。

以上のことから本発明においては、セルコンデンサ電圧不平衡を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明においては、「複数のスイッチング素子とコンデンサにより構成されたセルが複数個直列接続されてアームを形成するとともに各セルのスイッチング素子は、当該セルに割り当てられた搬送波とアームに共通に与えられた変調波との大小比較によりオンオフ制御される電力変換装置であって、
変調波の所定周期ごとに、前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番が変更されることを特徴とする電力変換装置。」としたものである。

なお，前記「複数のセルに割り当てられる搬送波の順番を変更する」ことを以下，キャリアローテーション」と称する。

上記手段を具備することにより、原理的に生じるセルコンデンサ電圧不平衡を抑制することができる。なぜなら、キャリアローテーションを行うことによって、あるＩＧＢＴから見ると、自分のＯＮを決めるためのキャリアがひとつずつ変更されていくことになるから、セルコンデンサ電圧のバランスの崩れが起こりにくくなる。

ＭＭＣ型変換装置の第１の形態例を示す図。 セル構成のひとつであるハーフブリッジ形態を示す図。 セル構成のひとつであるフルブリッジ形態を示す図。 ＭＭＣ型変換装置の第２の形態例を示す図。 ＭＭＣ型変換装置の第３の形態例を示す図。 ＭＭＣ型変換装置の第４の形態例を示す図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成例を示す図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す図。 キャリアローテーションの最初の周期における搬送波と変調波の関係を示す図。 キャリアローテーションの次の周期における搬送波と変調波の関係を示す図。 キャリアローテーションの最後の周期における搬送波と変調波の関係を示す図。 組ごとにキャリアローテーションを行う時の最初の周期における搬送波と変調波の関係を示す図。 組ごとにキャリアローテーションを行う時の次の周期における搬送波と変調波の関係を示す図。

以下本発明の実施例について詳細に説明する。

図７を用いて、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成例を説明する。

図７において上段には、図５で例示した電力変換装置の主回路構成を示している。各相のアーム１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃは、直列接続された複数のセル１０２で構成されている。ａ相アーム１０５ａは、上側から１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎのｎ個のセル１０２が直列接続されて構成されている。またセル１０２（１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎ）ごとにゲートパルス発生器ＧＰＧ（ＧＰＧａ１、ＧＰＧａ２、・・・ＧＰＧａｎ）が設けられており、後述するゲートパルス制御装置３０が与えるゲート光信号３０７ａ（３０７ａ１、３０７ａ２、・・・３０７ａｎ）に応じて、図２、図３に例示したセル１０２ａ（１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎ）内のスイッチング素子が点弧されている。なおここではａ相アーム１０５ａについて説明することとし、他の相のアーム１０５ｂ、１０５ｃはａ相アーム１０５ａと同じ構成とされているのでその説明を割愛する。

図７の下段には、電力変換装置のゲートパルス制御装置３０の構成例を示している。ゲートパルス制御装置３０は、変調波発生器３０２、搬送波位相計算器３０３、ゲートパルス計算機３０８、光信号変換器３０９などにより構成されている。

このうち、変調波発生器３０２には、図示せぬ上位計算部における速度制御、電圧制御、電流制御などの各種制御演算の結果として、いくつかの御指令値３０１が生成され、変調波発生器３０２に入力されている。変調波発生器３０２では、制御指令値３０１に演算を施し、三相の変調波Ｓ（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を出力する。図５で例示した電力変換装置の主回路構成は、３相アーム１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃにより形成されているので、各相についての三相の変調波Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが生成される。

図９ａにはａ相の変調波Ｓａを例示しているが、変調波Ｓａは例えば正弦波であり、他の相の変調波Ｓｂ、Ｓｃはａ相の変調波Ｓａに対してそれぞれ１２０度、２４０度の位相差を有する正弦波とされているが、図９ａには図示していない。

搬送波位相計算器３０３は、変調波発生器３０２が与えるタイミング信号Ｓ１を入力し、セルの数と同じだけの搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を出力する。その際、変調波の零点において、搬送波をクロスさせたいことから、変調波発生器３０２から変調波の信号をタイミング信号Ｓ１として受け取っている。なお図７では、図示の都合上、搬送波位相計算器３０３は、ａ相の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を出力する部分のみを詳細に記載しているが、搬送波位相計算器３０３は同様にｂ相、Ｃ相の搬送波Ｃｂ（Ｃｂ１、Ｃｂ２・・・Ｃｂｎ）、Ｃｃ（Ｃｃ１、Ｃｃ２・・・Ｃｃｎ）も生成している。

図９ａにはａ相の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を例示している。搬送波Ｃａは、その大きさが１と０（図９ａ）、あるいは１と−１の間で変化する三角波であり、例えばタイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ１についてのレベル０の三角波Ｃａ１を生成開始する。この三角波Ｃａ１は正弦波である変調波Ｓａの１周期の期間で３個の三角波を生じる３倍周期の信号である。セル１０２ａ２についての三角波Ｃａ２もまた三角波Ｃａ１と同じ周期の信号であるが、三角波Ｃａ１に対してΔｔ時間相当位相をずらした点からレベル０の三角波として生成開始される。以降同様にして、同じ位相遅れ間隔で三角波が生成開始され、セル１０２ａｎについての三角波Ｃａｎは三角波Ｃａ１に対して（ｎー１）Δｔ時間相当位相をずらした点からレベル０の三角波として生成される。なお図９ａでは、ａ相についての一連の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）は、ｎ＝９として例示している。

変調波発生器３０２から出力される変調波Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃと、搬送波位相計算器３０３が与える搬送波Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃは、ゲートパルス計算器３０８に入力され、ゲートタイミング信号３０６ａ、３０６ｂ、３０６ｃを得る。図７ではゲートタイミング信号３０６ａについて、３０６１、３０６２・・・３０６ｎを詳細に示しているが、３０６ｂ、３０６ｃも同様に構成されている。なおゲートタイミング信号３０６ａ（３０６ａ１、３０６ａ２・・・３０６ａｎ）について、図９ａで例示説明すると、変調波Ｓａが搬送波Ｃａ１よりも大きいタイミングで、セル１０２ａ１についての図２のハーフブリッジ構成の上側ＩＧＢＴ２００をＯＮして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＦＦし、変調波Ｓａが小さいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＦＦして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＮするようにタイミング決定されている。この関係は、他のセルでも同様に行われる。例えばセル１０２ａ２について、変調波Ｓａと搬送波Ｃａ２の比較によりＩＧＢＴのタイミングが決定され、ル１０２ａｎについて、変調波Ｓａと搬送波Ｃａｎの比較によりＩＧＢＴのタイミング決定されている。

光信号変換器３０９は、セル毎のゲート光信号３０７（３０７ａ、３０７ｂ、３０７ｃ）を出力する。ゲート光信号３０７はセル毎のゲートパルス発生器（ＧＰＧ）に渡されて、各セルの上ＩＧＢＴ、下ＩＧＢＴ用のゲート信号を発生させ、変換器を運転する。

本発明においては、上記のように構成された電力変換装置のゲートパルス制御装置３０において、各セル用の搬送波位相を一定周期毎に変更していくことことにしたものである。なお，前述のように，各セル用の搬送波位相を一定周期毎に変更することを、キャリアローテーションと称している。

キャリアローテーションについて、図９ａ、図９ｂ、図９ｃを用いて説明する。図９ａについては、既に説明したように、変調波発生器３０２が与えるタイミング信号Ｓ１を入力し、セルの数と同じだけの搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａ９）を出力する状況を説明しているが、この場合に基準とした搬送波は例えばＣａ１である。タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ１についてのレベル０の三角波Ｃａ１を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ２・・・１０２ａ９については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ２・・・Ｃａ９を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９である。

これに対し、キャリアローテーションでは、一定周経過後には、図９ｂに示すように搬送波Ｃａの順番が変更される。この場合に基準とした搬送波は例えばＣａ９である。タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ９についてのレベル０の三角波Ｃａ９を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ１・・・１０２ａ８については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ１・・・Ｃａ８を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ９→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８である。

基準とされる搬送波は、一定周経過後に順次変更され、図９ｃは最終的に基準とした搬送波が例えばＣａ２となった状態を示している。このとき、タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ２についてのレベル０の三角波Ｃａ２を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ１、１０２ａ３、・・・１０２ａ９については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ１、Ｃａ３、・・・Ｃａ９を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９→Ｃａ１である。なおこの次の一定周経過後の状態では、図９ａに戻り、以後順次繰り返し実行される。

９個のセルで構成し、毎周期にタイミング信号Ｓ１を生成することにした例を示す実施例１の場合に、１０周期目に最初の状態に戻ることになる。上記の例ではこの９周期内に最初に点弧されるセルは、順次隣接するセルとされた例を示しているが、次回に最初に点弧されるセルは隣接関係にある必要はない。９周期内のどこかで先頭位置に立てばよい。またこの順次変更処理は、他のアームにおいても同様に実行されるが、９周期内のどこかで先頭位置に立つようにされていればよい。

以上説明したキャリアローテーションの実行により、電圧波形が「きたない」系統でもセルコンデンサ電圧の平衡を保つことができる。特に、従来のセルコンデンサ電圧バランス制御とともに使用することでその効果が顕著である、
なお、システム全体の構成としては、図７ではなく、図８のようにゲートパルス変換器の信号を光ケーブルのパラレル構成ではなく、シリアルケーブルとして、変換器の盤内もしくは隣盤でシリアルパラレル変換器をもつことで、構成をシンプルにすることもできる。

また、ＭＭＣ型変換装置としては、今回は便宜上図５のものを説明に使用したが、図１、図４、図６でも同様に使用できる。

実施例１のキャリアローテーションにおいては、搬送波の位相を、ひとつひとつをずらしているが、これは必ずしもひとつひとつをずらしていく必要性はない。

図１０ａと図１０ｂに示すように、例えば３つの組みを作って（セル数の約数である必要がある）、３つの組み毎に位相をローテーションさせるものであってもよい。図１０ａでは、三角波Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を第１の組ＣＡ１とし、同様に三角波Ｃａ４、Ｃａ５、Ｃａ６を第２の組ＣＡ２とし、三角波Ｃａ７、Ｃａ８、Ｃａ９を第３の組ＣＡ３としている。そのうえで、最初の周期ではタイミング信号Ｓ１を入力した時点で第１の組ＣＡ１に対応するセル１０２ａ１、１０２ａ２、１０２ａ３、についてのレベル０の三角波Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ１→Ｃａ２→・・・→Ｃａ９である。

次の周期では、図１０ｂに示すようにタイミング信号Ｓ１を入力した時点で第３の組ＣＡ３に対応するセル１０２ａ７、１０２ａ８、１０２ａ９についてのレベル０の三角波Ｃａ７、Ｃａ８、Ｃａ９を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６である。

次の周期では、タイミング信号Ｓ１を入力した時点で第２の組ＣＡ２に対応するセル１０２ａ４、１０２ａ５、１０２ａ６についてのレベル０の三角波Ｃａ４、Ｃａ５、Ｃａ６を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９である。

実施例２のキャリアローテーションの効果としては、実施例１のものと比べてやや劣るが、制御装置の演算量が少なくなり、制御装置に対する負担が軽くなるという利点がある。その他の点は実施例１と同じである。

３０：ゲートパルス制御装置
１００、１００ａ、１００ｂ：変換用変圧器
１０２：セル
１０３、１０４：直流側の母線
１０５：アーム
１１０：ＭＭＣ型変換装置
２００、２０１、２２０、２２１：ＩＧＢＴ
２０４：コンデンサ
２１０、２１１：端子
３０２変調波発生器
３０３：搬送波位相計算器
３０６：ゲートタイミング信号
３０７：ゲート光信号
３０８ゲートパルス計算機
３０９：光信号変換器
３０１：御指令値
ＧＰＧ：ゲートパルス発生器
Ｓ、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ：変調波
Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ：搬送波

Claims (4)

1. コンデンサにスイッチング素子の直列回路が並列接続されて構成されたセルが複数個直列接続されてアームを形成し、アームの一方端が交流の１相に接続される交流接続端とされ、アームの他端が直流の１極に接続される直流接続端とされるとともに、各セルのスイッチング素子は、当該セルに割り当てられた搬送波とアームに共通に与えられた変調波との大小比較によりオンオフ制御される電力変換装置であって、
   前記直列回路を形成する２つのスイッチング素子のオン時間が相違するようにされ、かつ前記変調波の所定周期ごとに、前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番が変更されることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、セル数がｎであるとき、前記変調波の最初の周期では第１のセル、第２のセル・・・第ｎのセルの順番であり、前記変調波の次の所定周期では第ｎのセル、第１のセル、第２のセル・・・第ｎ−１のセルの順番であり、前記変調波のｎ−１番目の所定周期では第ｎ−１のセル、第ｎのセル、第１のセル・・・第ｎ−２のセルの順番とされることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、複数のセルによりセルの組をｍ組形成しておき、前記変調波の最初の周期では第１のセルの組、第２のセルの組・・・第ｍのセルの組の順番であり、前記変調波の次の所定周期では第ｍのセルの組、第１のセルの組、・・・第ｍ−１のセルの組の順番であり、前記変調波のｍ−１番目の所定周期では第ｍ−１のセルの組、第ｍのセルの組、・・・第１のセルの組の順番とされ、各組内のセルの搬送波の順番は固定であることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、セル数がｎであるとき、ｎ回の前記所定周期のいずれかにおいて、複数のセルの全てが最初の順番となるようにされていることを特徴とする電力変換装置。

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