JP2004254355A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】平滑コンデンサを必要十分に小さくし、小形で安価な電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源１と、この直流電源１に第１の平滑コンデンサ２を介して接続されたインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子３、４の近傍に配置された第２の平滑コンデンサ９とで電力変換装置を構成し、この第２の平滑コンデンサ９の静電容量を前記第１の平滑コンデンサ１の静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下とする。低周波リプルは第１の平滑コンデンサ２で、高周波リプルは第２の平滑コンデンサ９で吸収するように分担させる。
【選択図】 図１
【解決手段】直流電源１と、この直流電源１に第１の平滑コンデンサ２を介して接続されたインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子３、４の近傍に配置された第２の平滑コンデンサ９とで電力変換装置を構成し、この第２の平滑コンデンサ９の静電容量を前記第１の平滑コンデンサ１の静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下とする。低周波リプルは第１の平滑コンデンサ２で、高周波リプルは第２の平滑コンデンサ９で吸収するように分担させる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置に係わり、特に改良されら平滑コンデンサを有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置は、例えば特許文献１の特に図５に示されているように、直流電源から平滑コンデンサを介して半導体スイッチング素子をブリッジ接続したインバータにより直流を交流に変換するように構成している。平滑コンデンサからインバータに給電する回路にはインダクタンスがあるが、このインダクタンスによるスイッチング時のサージ電圧を吸収するために、半導体スイッチング素子と並列にスナバコンデンサが設けられている。
【０００３】
平滑コンデンサには電解コンデンサ、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサが使用され、一方スナバコンデンサには、特性的に高周波までインピーダンスが低く周波数特性の良いフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサが使用されるのが普通である。また、スナバコンデンサの静電容量は数μＦ以下に選定するのが一般的である。
【０００４】
以上のような従来の電力変換器では、半導体スイッチング素子がオン／オフすることによって平滑コンデンサにはリプル電流が流れる。このリプル電流には、いろいろな周波数成分が含まれているが、従来のスナバコンデンサでは静電容量が数μＦ以下と小さいため、このリプル電流をほとんど吸収することができなかった。
【０００５】
従って、このリプル電流は平滑コンデンサによって吸収することになるが、このために平滑コンデンサが必要以上に大きくなることがあった。
【０００６】
例えば、平滑コンデンサに電解コンデンサを使用した場合、一般的に静電容量は大きくできるが、フィムルコンデンサなどに比べて単位静電容量当りの許容リプル電流が小さいため、リプル電流吸収のための電源平滑機能を満たすには必要以上の静電容量になり、静電容量としては過剰であった。また、電解コンデンサは周波数特性も劣るので、スナバコンデンサが必須となることが多かった。
【０００７】
このため、特許文献１に記載されているように平滑コンデンサとしてフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサを使用することが考えられる。しかしながら、この場合は、単位静電容量当りの許容リプル電流は大きくできるが、単位体積当りの静電容量が小さいので、必要な静電容量を確保するために大形になってしまい、結果的に許容リプル電流としては過剰となる。これにより、周波数特性の良いフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサなどを使用した場合でも、物理的なサイズが大きくなり、この結果導体のインダクタンスを小さくすることができず、スナバコンデンサが必要になることが多かった。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１９７７５３号公報（第１−６頁、図１、図５）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来は平滑コンデンサとして使用するコンデンサの特性を十分に活かすことができず、スナバコンデンサも必要となって、電力変換装置として必要以上に大形，高価になっていた。また、平滑コンデンサにセラミックコンデンサのみを用いる場合でも、その容量を大きくとる必要があり、やはり電力変換装置として必要以上に大形、高価になっていた。
【００１０】
従って、本発明は、平滑コンデンサを必要十分に小さくし、小形で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の発明は、直流電源と、この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続されたインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１２】
また、本発明の第２の発明は、直流電源と、この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続された降圧チョッパと、この降圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１３】
また、本発明の第３の発明は、直流電源と、この直流電源に昇圧チョッパを介して接続された第１の平滑コンデンサと、前記昇圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１４】
更に、本発明の第４の発明は、直流電源と、この直流電源に共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びリアクトルを介して接続された第１の平滑コンデンサと、前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側ダイオードの近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１５】
本発明によれば、第２の平滑コンデンサに高周波リプル電流を吸収させ、第１の平滑コンデンサに低周波リプル電流を吸収させるようにするので、平滑コンデンサを必要十分に小さくし、小形で安価な電力変換装置を提供することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下に本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を図１乃至図３を参照して説明する。図１は本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路構成図である。
【００１７】
直流電源１は第１の平滑コンデンサ２を介してインバータ用にブリッジ接続された半導体スイッチング素子３及び４に直流電力を供給し、この半導体スイッチング素子３及び４をオン／オフ制御することにより、直流を交流に変換している。尚、図１では簡単のため、インバータの１相分だけを図示している。
【００１８】
直流線路にはインダクタンスが必ず存在するが、直流電源側の正側、負側の等価インダクタンスを夫々リアクトル５、６とし、インバータ側の正側、負側の等価インダクタンスを夫々リアクトル７、８とする。また、インバータには半導体スイッチング素子３及び４の直列回路に並列に第２の平滑コンデンサ９が接続されている。
【００１９】
ここで、第２の平滑コンデンサ９の静電容量は、第１の平滑コンデンサ２の静電容量よりも小さく選定する。また、第２の平滑コンデンサ９の高周波インピーダンスは、第１の平滑コンデンサ２の高周波インピーダンスよりも小さく選定する。これは、例えば、第２の平滑コンデンサ９には静電容量１０μＦ以上のフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサを使用し、第１の平滑コンデンサ２にはアルミ電解コンデンサを用いることで実現できる。
【００２０】
以下に図１に示した本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の動作及び効果について、図２及び図３を参照しながら説明する。
【００２１】
図２は、図１で示した回路をインバータから流出するリプル電流を解析するために変形した等価回路である。リプル電流を模擬する周波数ｆの電流源４０は、第２の平滑コンデンサ９に流れ込む電流ｉ０、第１の平滑コンデンサ２に流れ込む電流ｉ１、及び直流電源１に流れ込む電流ｉ２の３個の電流ループを形成する。ここで、リアクトル５ａはリアクトル５とリアクトル６のインダクタンス分の和、抵抗５ｂはリアクトル５とリアクトル６の持つ抵抗分の和、またリアクトル７ａはリアクトル７とリアクトル８のインダクタンス分の和、抵抗７ｂはリアクトル７とリアクトル８の持つ抵抗分の和である。
【００２２】
今、第１の平滑コンデンサ２のキャパシタンスをＣ１、第２の平滑コンデンサ９のキャパシタンスをＣ０、リアクトル５ａ、７ａのインダクタンスを夫々Ｌ１、Ｌ０、抵抗５ｂ、７ｂの抵抗値を夫々ｒ１、ｒ０とし、これに図３下部に示した各数値を入れて各周波数成分に対する各電流の総電流との比を図示すると図３に示すようになる。ただしここで総電流ｉは、以下の式で与えられる。
【００２３】
ｉ＝ｉ０＋ｉ１＋ｉ２ ・・・（１）
この計算例を示した図３から判るように、リプル電流の高周波成分は第２の平滑コンデンサ９に流れ、リプル電流の低周波成分は第１の平滑コンデンサ２で吸収される。
【００２４】
本発明によれば、第２の平滑コンデンサ９に主に高周波成分を吸収させることで、このコンデンサの物理的なサイズも小さくでき、第２の平滑コンデンサ９を半導体スイッチング素子の直近に配置することができるので、従来のスナバコンデンサが不要になる。
【００２５】
また、リプル電流の高周波成分と低周波成分を別個のコンデンサで吸収させることにより、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流が過剰とならないので、小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００２６】
なお、導体のインダクタンスに相当するリアクトル７，８の代りに実際のリアクトルを用いると、コンデンサの特性に合わせて吸収させる周波数成分の分担を変えることもできる。
【００２７】
（第２の実施の形態）
図４は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第２の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第２の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、直流電源１として蓄電池１ａを用いている点と、第１の平滑コンデンサ２が省略されている点である。
【００２８】
一般に、交流電源からダイオードブリッジ回路やサイリスタブリッジ回路を用いて直流電源を作った場合、交流電源系統を含んだ等価インピーダンスが特定できないことがあり、また、その動作原理上からリプル電流の吸収に制約がある。
【００２９】
しかしながら、直流電源として蓄電池を採用すれば、蓄電池はリプル電流の低周波成分を吸収することができ、蓄電池が第１の平滑コンデンサの役目を果すことが可能となる。
【００３０】
このように本発明によれば、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流が過剰とならない構成とすることが可能となるので、小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３１】
（第３の実施の形態）
図５は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第３の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第３の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、第１の平滑コンデンサとして、電気２重層コンデンサ２ａを用いている点である。
【００３２】
第１の平滑コンデンサに電気２重層コンデンサ２ａのような極めて静電容量の大きいコンデンサを採用すると、より低周波成分のリプル電流を第１の平滑コンデンサに吸収させることができる。これは、低周波の運転が頻繁に行なわれる応用ではメリットがある。尚、市内走行の電気自動車などの応用では、短時間定格の運転のみで良いので、直流電源１を省略し、電気２重層コンデンサ２ａを充電しながら使用することも可能である。この場合は電気２重層コンデンサ２ａが直流電源１を兼ねることになる。
【００３３】
このように、第１の平滑コンデンサに電気２重層コンデンサ２ａのような極めて静電容量の大きいコンデンサを採用しても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３４】
（第４の実施の形態）
図６は本発明の第４の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第４の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第４の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、リアクトル５及びリアクトル６と第１の平滑コンデンサ２の間に第３の平滑コンデンサ１０が挿入されている点と、第１の平滑コンデンサ２と第３の平滑コンデンサ１０の間の正側及び負側の直流線路にリアクトル１１及び１２を夫々挿入した点である。
【００３５】
各平滑コンデンサの静電容量は、第２の平滑コンデンサ９、第１の平滑コンデンサ２、第３の平滑コンデンサ１０の順で大きくし、第２の平滑コンデンサ９の高周波インピーダンスを第１の平滑コンデンサ２及び第３の平滑コンデンサ１０の高周波インピーダンスよりも小さくする。これは、例えば、第２の平滑コンデンサ９としてフィムルコンデンサまたはセラミックコンデンサ、第１の平滑コンデンサ２としてアルミ電解コンデンサ、第３の平滑コンデンサ１０として電気二重層などの超大容量コンデンサを用いることにより実現できる。
【００３６】
このように、第３のコンデンサ１０を追加しても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３７】
なお、直流電源１を蓄電池としても良い。また、同様の考え方で、第４、第５と平滑コンデンサを更に追加しても良い。
【００３８】
（第５の実施の形態）
図７は本発明の第５の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第５の実施の形態の各部について、図６の第４の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第５の実施の形態が、第４の実施の形態と異なる点は、直流電源１を燃料電池１３に代えた点、また、第１のコンデンサ２、リアクトル１１及び１２を除去した点、更に、第３の平滑コンデンサ１０と燃料電池１３との間に逆電流防止用のダイオード１４、及びこのダイオード１４に直列にリアクトル１５を追加した点である。
【００３９】
燃料電池１５の許容リプル電流が小さい場合には、第３の平滑コンデンサ１０に電気二重層などの超大容量コンデンサを用いることにより、燃料電池が吸収するリプル電流を小さくすることができる。
【００４０】
このように、燃料電池１３を直流電源１として用いても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４１】
（第６の実施の形態）
図８は本発明の第６の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１に線路のインダクタンスに相当するリアクトル５、６を介して第１の平滑コンデンサ２ｂが接続され、この第１の平滑コンデンサ２ｂの出力は、線路のインダクタンスに相当するリアクトル１６、１７を介し、半導体スイッチング素子１８、フリーホイルダイオード１９及び平滑リアクトル２０で構成される降圧チョッパに接続されている。半導体スイッチング素子１８の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｂが半導体スイッチング素子１８とフリーホイルダイオード１９の直列回路に並列に接続されている。
【００４２】
図８の構成における降圧チョッパの動作は、「パワーエレクトロニクス回路」（電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、オーム社）の第７章「直流変換回路」などに解説されているように、半導体スイッチング素子１８の通電率を制御することにより所望の直流電圧を得るようにしている。
【００４３】
このように降圧チョッパにおいても、本発明による平滑コンデンサの分担の考え方を適用することにより、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４４】
尚、直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００４５】
（第７の実施の形態）
図９は本発明の第７の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１の出力は平滑リアクトル２１、半導体スイッチング素子２２及びフライバックダイオード２３で構成される昇圧チョッパに接続されている。昇圧チョッパの出力は、線路のインダクタンスに相当するリアクトル２４及び２５を介して第１の平滑コンデンサ２ｃに給電される。昇圧チョッパの半導体スイッチング素子２２の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｃが半導体スイッチング素子２２とフライバックダイオード２３が形成する直列回路に並列に接続されている。
【００４６】
図９の構成における昇圧チョッパの動作は、前述の「パワーエレクトロニクス回路」（電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、オーム社）の第７章「直流変換回路」などに解説されているように、半導体スイッチング素子２３の通電率を制御することにより所望の直流電圧を得るようにしている。
【００４７】
このように昇圧チョッパにおいても、本発明による平滑コンデンサの分担の考え方を適用することにより、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４８】
尚この場合も直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００４９】
（第８の実施の形態）
図１０は本発明の第８の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１の出力はリアクトル５を介して、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０に接続されている。共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力は平滑リアクトル２４を介して第１の平滑コンデンサ２ｄに給電される。共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力側のダイオード２９の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｄが接続されている。
【００５０】
前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、直流入力を直列接続された共振コンデンサ２６及び２７、並びに直列接続された半導体スイッチング素子３及び４で受け、直列接続された共振コンデンサ２６及び２７の中点、及び直列接続された半導体スイッチング素子３及び４の中点から変圧器２８の１次巻線に交流電力を供給する。変圧器２８の２次巻線から得られる交流をダイオード２９で整流した直流出力が共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力である。尚、図１０ではダイオード２９として半波整流回路を使用したが、全波整流回路も使用できる。
【００５１】
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作は以下の通りである。
【００５２】
半導体スイッチング素子３及び４を交互にオンオフさせると、共振コンデンサ２６及び２７と変圧器２８の漏れインダクタンスが共振することにより、変圧器２８の１次側にパルス状の共振電流が流入する。この共振電流は、高周波成分を多く含んでいるが、その高周波成分はそのまま変圧器２８の２次側に現れる。
【００５３】
この第８の実施の形態においても、第２の平滑コンデンサ９ｄで上記高周波成分を吸収させるようにすれば、全体の平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００５４】
尚、直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００５５】
更に、以上の本発明による実施の形態１乃至８は、各々を組合せることによっても電力変換装置を構成することができる。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によれば、低周波リプル電流を第１の平滑コンデンサで、高周波リプル電流を第２の平滑コンデンサで吸収するようにしたので、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流を過剰にすることなく、小形で安価な電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路構成図。
【図２】リプル電流解析のための等価回路。
【図３】各電流の周波数成分の計算例。
【図４】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態を示す回路構成図。
【図５】本発明による電力変換装置の第３の実施の形態を示す回路構成図。
【図６】本発明による電力変換装置の第４の実施の形態を示す回路構成図。
【図７】本発明による電力変換装置の第５の実施の形態を示す回路構成図。
【図８】本発明による電力変換装置の第６の実施の形態を示す回路構成図。
【図９】本発明による電力変換装置の第７の実施の形態を示す回路構成図。
【図１０】本発明による電力変換装置の第８の実施の形態を示す回路構成図。
【符号の説明】
１…直流電源
１ａ…蓄電池
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ…第１の平滑コンデンサ
３、４…半導体スイッチング素子
５、６、７、８…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
５ａ、７ａ…リアクトルのインダクタンス分
７ａ、７ｂ…リアクトルの抵抗分
９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ…第２の平滑コンデンサ
１０…第３の平滑コンデンサ
１１、１２…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
１３…燃料電池
１４…ダイオード
１５、１６、１７…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
１８…半導体スイッチング素子
１９…ダイオード
２０、２１…平滑リアクトル
２２…半導体スイッチング素子
２３…ダイオード
２４、２５…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
２６、２７…共振コンデンサ
２８…変圧器
２９…ダイオード
３０…共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
４０…電流源
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置に係わり、特に改良されら平滑コンデンサを有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置は、例えば特許文献１の特に図５に示されているように、直流電源から平滑コンデンサを介して半導体スイッチング素子をブリッジ接続したインバータにより直流を交流に変換するように構成している。平滑コンデンサからインバータに給電する回路にはインダクタンスがあるが、このインダクタンスによるスイッチング時のサージ電圧を吸収するために、半導体スイッチング素子と並列にスナバコンデンサが設けられている。
【０００３】
平滑コンデンサには電解コンデンサ、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサが使用され、一方スナバコンデンサには、特性的に高周波までインピーダンスが低く周波数特性の良いフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサが使用されるのが普通である。また、スナバコンデンサの静電容量は数μＦ以下に選定するのが一般的である。
【０００４】
以上のような従来の電力変換器では、半導体スイッチング素子がオン／オフすることによって平滑コンデンサにはリプル電流が流れる。このリプル電流には、いろいろな周波数成分が含まれているが、従来のスナバコンデンサでは静電容量が数μＦ以下と小さいため、このリプル電流をほとんど吸収することができなかった。
【０００５】
従って、このリプル電流は平滑コンデンサによって吸収することになるが、このために平滑コンデンサが必要以上に大きくなることがあった。
【０００６】
例えば、平滑コンデンサに電解コンデンサを使用した場合、一般的に静電容量は大きくできるが、フィムルコンデンサなどに比べて単位静電容量当りの許容リプル電流が小さいため、リプル電流吸収のための電源平滑機能を満たすには必要以上の静電容量になり、静電容量としては過剰であった。また、電解コンデンサは周波数特性も劣るので、スナバコンデンサが必須となることが多かった。
【０００７】
このため、特許文献１に記載されているように平滑コンデンサとしてフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサを使用することが考えられる。しかしながら、この場合は、単位静電容量当りの許容リプル電流は大きくできるが、単位体積当りの静電容量が小さいので、必要な静電容量を確保するために大形になってしまい、結果的に許容リプル電流としては過剰となる。これにより、周波数特性の良いフィルムコンデンサあるいはセラミックコンデンサなどを使用した場合でも、物理的なサイズが大きくなり、この結果導体のインダクタンスを小さくすることができず、スナバコンデンサが必要になることが多かった。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１９７７５３号公報（第１−６頁、図１、図５）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来は平滑コンデンサとして使用するコンデンサの特性を十分に活かすことができず、スナバコンデンサも必要となって、電力変換装置として必要以上に大形，高価になっていた。また、平滑コンデンサにセラミックコンデンサのみを用いる場合でも、その容量を大きくとる必要があり、やはり電力変換装置として必要以上に大形、高価になっていた。
【００１０】
従って、本発明は、平滑コンデンサを必要十分に小さくし、小形で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の発明は、直流電源と、この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続されたインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１２】
また、本発明の第２の発明は、直流電源と、この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続された降圧チョッパと、この降圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１３】
また、本発明の第３の発明は、直流電源と、この直流電源に昇圧チョッパを介して接続された第１の平滑コンデンサと、前記昇圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１４】
更に、本発明の第４の発明は、直流電源と、この直流電源に共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びリアクトルを介して接続された第１の平滑コンデンサと、前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側ダイオードの近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴としている。
【００１５】
本発明によれば、第２の平滑コンデンサに高周波リプル電流を吸収させ、第１の平滑コンデンサに低周波リプル電流を吸収させるようにするので、平滑コンデンサを必要十分に小さくし、小形で安価な電力変換装置を提供することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下に本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を図１乃至図３を参照して説明する。図１は本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路構成図である。
【００１７】
直流電源１は第１の平滑コンデンサ２を介してインバータ用にブリッジ接続された半導体スイッチング素子３及び４に直流電力を供給し、この半導体スイッチング素子３及び４をオン／オフ制御することにより、直流を交流に変換している。尚、図１では簡単のため、インバータの１相分だけを図示している。
【００１８】
直流線路にはインダクタンスが必ず存在するが、直流電源側の正側、負側の等価インダクタンスを夫々リアクトル５、６とし、インバータ側の正側、負側の等価インダクタンスを夫々リアクトル７、８とする。また、インバータには半導体スイッチング素子３及び４の直列回路に並列に第２の平滑コンデンサ９が接続されている。
【００１９】
ここで、第２の平滑コンデンサ９の静電容量は、第１の平滑コンデンサ２の静電容量よりも小さく選定する。また、第２の平滑コンデンサ９の高周波インピーダンスは、第１の平滑コンデンサ２の高周波インピーダンスよりも小さく選定する。これは、例えば、第２の平滑コンデンサ９には静電容量１０μＦ以上のフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサを使用し、第１の平滑コンデンサ２にはアルミ電解コンデンサを用いることで実現できる。
【００２０】
以下に図１に示した本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の動作及び効果について、図２及び図３を参照しながら説明する。
【００２１】
図２は、図１で示した回路をインバータから流出するリプル電流を解析するために変形した等価回路である。リプル電流を模擬する周波数ｆの電流源４０は、第２の平滑コンデンサ９に流れ込む電流ｉ０、第１の平滑コンデンサ２に流れ込む電流ｉ１、及び直流電源１に流れ込む電流ｉ２の３個の電流ループを形成する。ここで、リアクトル５ａはリアクトル５とリアクトル６のインダクタンス分の和、抵抗５ｂはリアクトル５とリアクトル６の持つ抵抗分の和、またリアクトル７ａはリアクトル７とリアクトル８のインダクタンス分の和、抵抗７ｂはリアクトル７とリアクトル８の持つ抵抗分の和である。
【００２２】
今、第１の平滑コンデンサ２のキャパシタンスをＣ１、第２の平滑コンデンサ９のキャパシタンスをＣ０、リアクトル５ａ、７ａのインダクタンスを夫々Ｌ１、Ｌ０、抵抗５ｂ、７ｂの抵抗値を夫々ｒ１、ｒ０とし、これに図３下部に示した各数値を入れて各周波数成分に対する各電流の総電流との比を図示すると図３に示すようになる。ただしここで総電流ｉは、以下の式で与えられる。
【００２３】
ｉ＝ｉ０＋ｉ１＋ｉ２ ・・・（１）
この計算例を示した図３から判るように、リプル電流の高周波成分は第２の平滑コンデンサ９に流れ、リプル電流の低周波成分は第１の平滑コンデンサ２で吸収される。
【００２４】
本発明によれば、第２の平滑コンデンサ９に主に高周波成分を吸収させることで、このコンデンサの物理的なサイズも小さくでき、第２の平滑コンデンサ９を半導体スイッチング素子の直近に配置することができるので、従来のスナバコンデンサが不要になる。
【００２５】
また、リプル電流の高周波成分と低周波成分を別個のコンデンサで吸収させることにより、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流が過剰とならないので、小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００２６】
なお、導体のインダクタンスに相当するリアクトル７，８の代りに実際のリアクトルを用いると、コンデンサの特性に合わせて吸収させる周波数成分の分担を変えることもできる。
【００２７】
（第２の実施の形態）
図４は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第２の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第２の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、直流電源１として蓄電池１ａを用いている点と、第１の平滑コンデンサ２が省略されている点である。
【００２８】
一般に、交流電源からダイオードブリッジ回路やサイリスタブリッジ回路を用いて直流電源を作った場合、交流電源系統を含んだ等価インピーダンスが特定できないことがあり、また、その動作原理上からリプル電流の吸収に制約がある。
【００２９】
しかしながら、直流電源として蓄電池を採用すれば、蓄電池はリプル電流の低周波成分を吸収することができ、蓄電池が第１の平滑コンデンサの役目を果すことが可能となる。
【００３０】
このように本発明によれば、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流が過剰とならない構成とすることが可能となるので、小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３１】
（第３の実施の形態）
図５は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第３の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第３の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、第１の平滑コンデンサとして、電気２重層コンデンサ２ａを用いている点である。
【００３２】
第１の平滑コンデンサに電気２重層コンデンサ２ａのような極めて静電容量の大きいコンデンサを採用すると、より低周波成分のリプル電流を第１の平滑コンデンサに吸収させることができる。これは、低周波の運転が頻繁に行なわれる応用ではメリットがある。尚、市内走行の電気自動車などの応用では、短時間定格の運転のみで良いので、直流電源１を省略し、電気２重層コンデンサ２ａを充電しながら使用することも可能である。この場合は電気２重層コンデンサ２ａが直流電源１を兼ねることになる。
【００３３】
このように、第１の平滑コンデンサに電気２重層コンデンサ２ａのような極めて静電容量の大きいコンデンサを採用しても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３４】
（第４の実施の形態）
図６は本発明の第４の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第４の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第４の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、リアクトル５及びリアクトル６と第１の平滑コンデンサ２の間に第３の平滑コンデンサ１０が挿入されている点と、第１の平滑コンデンサ２と第３の平滑コンデンサ１０の間の正側及び負側の直流線路にリアクトル１１及び１２を夫々挿入した点である。
【００３５】
各平滑コンデンサの静電容量は、第２の平滑コンデンサ９、第１の平滑コンデンサ２、第３の平滑コンデンサ１０の順で大きくし、第２の平滑コンデンサ９の高周波インピーダンスを第１の平滑コンデンサ２及び第３の平滑コンデンサ１０の高周波インピーダンスよりも小さくする。これは、例えば、第２の平滑コンデンサ９としてフィムルコンデンサまたはセラミックコンデンサ、第１の平滑コンデンサ２としてアルミ電解コンデンサ、第３の平滑コンデンサ１０として電気二重層などの超大容量コンデンサを用いることにより実現できる。
【００３６】
このように、第３のコンデンサ１０を追加しても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００３７】
なお、直流電源１を蓄電池としても良い。また、同様の考え方で、第４、第５と平滑コンデンサを更に追加しても良い。
【００３８】
（第５の実施の形態）
図７は本発明の第５の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。この第５の実施の形態の各部について、図６の第４の実施の形態に係る電力変換装置の各部と同一の部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この第５の実施の形態が、第４の実施の形態と異なる点は、直流電源１を燃料電池１３に代えた点、また、第１のコンデンサ２、リアクトル１１及び１２を除去した点、更に、第３の平滑コンデンサ１０と燃料電池１３との間に逆電流防止用のダイオード１４、及びこのダイオード１４に直列にリアクトル１５を追加した点である。
【００３９】
燃料電池１５の許容リプル電流が小さい場合には、第３の平滑コンデンサ１０に電気二重層などの超大容量コンデンサを用いることにより、燃料電池が吸収するリプル電流を小さくすることができる。
【００４０】
このように、燃料電池１３を直流電源１として用いても、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４１】
（第６の実施の形態）
図８は本発明の第６の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１に線路のインダクタンスに相当するリアクトル５、６を介して第１の平滑コンデンサ２ｂが接続され、この第１の平滑コンデンサ２ｂの出力は、線路のインダクタンスに相当するリアクトル１６、１７を介し、半導体スイッチング素子１８、フリーホイルダイオード１９及び平滑リアクトル２０で構成される降圧チョッパに接続されている。半導体スイッチング素子１８の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｂが半導体スイッチング素子１８とフリーホイルダイオード１９の直列回路に並列に接続されている。
【００４２】
図８の構成における降圧チョッパの動作は、「パワーエレクトロニクス回路」（電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、オーム社）の第７章「直流変換回路」などに解説されているように、半導体スイッチング素子１８の通電率を制御することにより所望の直流電圧を得るようにしている。
【００４３】
このように降圧チョッパにおいても、本発明による平滑コンデンサの分担の考え方を適用することにより、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４４】
尚、直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００４５】
（第７の実施の形態）
図９は本発明の第７の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１の出力は平滑リアクトル２１、半導体スイッチング素子２２及びフライバックダイオード２３で構成される昇圧チョッパに接続されている。昇圧チョッパの出力は、線路のインダクタンスに相当するリアクトル２４及び２５を介して第１の平滑コンデンサ２ｃに給電される。昇圧チョッパの半導体スイッチング素子２２の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｃが半導体スイッチング素子２２とフライバックダイオード２３が形成する直列回路に並列に接続されている。
【００４６】
図９の構成における昇圧チョッパの動作は、前述の「パワーエレクトロニクス回路」（電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、オーム社）の第７章「直流変換回路」などに解説されているように、半導体スイッチング素子２３の通電率を制御することにより所望の直流電圧を得るようにしている。
【００４７】
このように昇圧チョッパにおいても、本発明による平滑コンデンサの分担の考え方を適用することにより、平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００４８】
尚この場合も直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００４９】
（第８の実施の形態）
図１０は本発明の第８の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成図である。直流電源１の出力はリアクトル５を介して、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０に接続されている。共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力は平滑リアクトル２４を介して第１の平滑コンデンサ２ｄに給電される。共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力側のダイオード２９の近傍には、第２の平滑コンデンサ９ｄが接続されている。
【００５０】
前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、直流入力を直列接続された共振コンデンサ２６及び２７、並びに直列接続された半導体スイッチング素子３及び４で受け、直列接続された共振コンデンサ２６及び２７の中点、及び直列接続された半導体スイッチング素子３及び４の中点から変圧器２８の１次巻線に交流電力を供給する。変圧器２８の２次巻線から得られる交流をダイオード２９で整流した直流出力が共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力である。尚、図１０ではダイオード２９として半波整流回路を使用したが、全波整流回路も使用できる。
【００５１】
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の動作は以下の通りである。
【００５２】
半導体スイッチング素子３及び４を交互にオンオフさせると、共振コンデンサ２６及び２７と変圧器２８の漏れインダクタンスが共振することにより、変圧器２８の１次側にパルス状の共振電流が流入する。この共振電流は、高周波成分を多く含んでいるが、その高周波成分はそのまま変圧器２８の２次側に現れる。
【００５３】
この第８の実施の形態においても、第２の平滑コンデンサ９ｄで上記高周波成分を吸収させるようにすれば、全体の平滑コンデンサを必要十分に小さくした小形で安価な電力変換装置を提供することができる。
【００５４】
尚、直流電源１は蓄電池１ａでも良い。
【００５５】
更に、以上の本発明による実施の形態１乃至８は、各々を組合せることによっても電力変換装置を構成することができる。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によれば、低周波リプル電流を第１の平滑コンデンサで、高周波リプル電流を第２の平滑コンデンサで吸収するようにしたので、平滑コンデンサの静電容量と許容リプル電流を過剰にすることなく、小形で安価な電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路構成図。
【図２】リプル電流解析のための等価回路。
【図３】各電流の周波数成分の計算例。
【図４】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態を示す回路構成図。
【図５】本発明による電力変換装置の第３の実施の形態を示す回路構成図。
【図６】本発明による電力変換装置の第４の実施の形態を示す回路構成図。
【図７】本発明による電力変換装置の第５の実施の形態を示す回路構成図。
【図８】本発明による電力変換装置の第６の実施の形態を示す回路構成図。
【図９】本発明による電力変換装置の第７の実施の形態を示す回路構成図。
【図１０】本発明による電力変換装置の第８の実施の形態を示す回路構成図。
【符号の説明】
１…直流電源
１ａ…蓄電池
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ…第１の平滑コンデンサ
３、４…半導体スイッチング素子
５、６、７、８…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
５ａ、７ａ…リアクトルのインダクタンス分
７ａ、７ｂ…リアクトルの抵抗分
９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ…第２の平滑コンデンサ
１０…第３の平滑コンデンサ
１１、１２…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
１３…燃料電池
１４…ダイオード
１５、１６、１７…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
１８…半導体スイッチング素子
１９…ダイオード
２０、２１…平滑リアクトル
２２…半導体スイッチング素子
２３…ダイオード
２４、２５…導体のインダクタンスに相当するリアクトル
２６、２７…共振コンデンサ
２８…変圧器
２９…ダイオード
３０…共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
４０…電流源
Claims (9)
- 直流電源と、
この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続されたインバータと、
このインバータを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、
この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記直流電源を蓄電池としたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- 前記第１の平滑コンデンサを電気二重層コンデンサとしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 前記直流電源と前記第１の平滑コンデンサの間には第３の平滑コンデンサが接続され、
前記第３の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも大きくし、且つ前記第３の平滑コンデンサの高周波インピーダンスを前記第２の平滑コンデンサよりも大きくしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 - 前記直流電源を燃料電池としたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- 直流電源と、
この直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続された降圧チョッパと、
この降圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、
この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴とする電力変換装置。 - 直流電源と、
この直流電源に昇圧チョッパを介して接続された第１の平滑コンデンサと、
前記昇圧チョッパを構成する半導体スイッチング素子の近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、
この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴とする電力変換装置。 - 直流電源と、
この直流電源に共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びリアクトルを介して接続された第１の平滑コンデンサと、
前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側ダイオードの近傍に配置された第２の平滑コンデンサを備え、
この第２の平滑コンデンサの静電容量を前記第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ高周波インピーダンスを同等以下としたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記直流電源を蓄電池としたことを特徴とする請求項６乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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|---|---|
| JP (1) | JP2004254355A (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005341664A (ja) * | 2004-05-25 | 2005-12-08 | Nissan Motor Co Ltd | インバータ装置、およびそれを用いた駆動システム |
| EP2012418A2 (en) | 2007-07-06 | 2009-01-07 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| JP2009038961A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-02-19 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2009060691A (ja) * | 2007-08-30 | 2009-03-19 | Murata Mfg Co Ltd | インバータ装置及びその設計方法 |
| JP2010252535A (ja) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| WO2012098632A1 (ja) * | 2011-01-17 | 2012-07-26 | 三菱電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2013018820A1 (ja) * | 2011-08-02 | 2013-02-07 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置、および電気自動車 |
| DE102015107676A1 (de) * | 2015-05-15 | 2016-11-17 | Avl Trimerics Gmbh | Hochvoltantriebssystem |
| JP2017042040A (ja) * | 2016-10-14 | 2017-02-23 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN106787649A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-05-31 | 上能电气股份有限公司 | 一种抑制逆变器直流母线电容纹波电流的方法及装置 |
| CN107070268A (zh) * | 2016-02-10 | 2017-08-18 | 株式会社日立制作所 | 电力转换机装置 |
| CN107771412A (zh) * | 2015-06-04 | 2018-03-06 | 高周波热錬株式会社 | 用于感应加热的电源设备 |
| JP6317516B1 (ja) * | 2017-11-01 | 2018-04-25 | 高周波熱錬株式会社 | 直流平滑回路、インバータ、及び電源装置 |
-
2003
- 2003-02-18 JP JP2003039194A patent/JP2004254355A/ja active Pending
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4539173B2 (ja) * | 2004-05-25 | 2010-09-08 | 日産自動車株式会社 | インバータ装置、およびそれを用いた駆動システム |
| JP2005341664A (ja) * | 2004-05-25 | 2005-12-08 | Nissan Motor Co Ltd | インバータ装置、およびそれを用いた駆動システム |
| EP2012418A2 (en) | 2007-07-06 | 2009-01-07 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| JP2009038961A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-02-19 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| US8107269B2 (en) | 2007-07-06 | 2012-01-31 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| EP2012418A3 (en) * | 2007-07-06 | 2012-08-29 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| JP2009060691A (ja) * | 2007-08-30 | 2009-03-19 | Murata Mfg Co Ltd | インバータ装置及びその設計方法 |
| JP2010252535A (ja) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| US8737104B2 (en) | 2011-01-17 | 2014-05-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Switching power supply device |
| WO2012098632A1 (ja) * | 2011-01-17 | 2012-07-26 | 三菱電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5052705B2 (ja) * | 2011-01-17 | 2012-10-17 | 三菱電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2013018820A1 (ja) * | 2011-08-02 | 2013-02-07 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置、および電気自動車 |
| DE102015107676A1 (de) * | 2015-05-15 | 2016-11-17 | Avl Trimerics Gmbh | Hochvoltantriebssystem |
| CN107771412A (zh) * | 2015-06-04 | 2018-03-06 | 高周波热錬株式会社 | 用于感应加热的电源设备 |
| CN107070268A (zh) * | 2016-02-10 | 2017-08-18 | 株式会社日立制作所 | 电力转换机装置 |
| JP2017042040A (ja) * | 2016-10-14 | 2017-02-23 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN106787649A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-05-31 | 上能电气股份有限公司 | 一种抑制逆变器直流母线电容纹波电流的方法及装置 |
| JP6317516B1 (ja) * | 2017-11-01 | 2018-04-25 | 高周波熱錬株式会社 | 直流平滑回路、インバータ、及び電源装置 |
| TWI642267B (zh) * | 2017-11-01 | 2018-11-21 | 日商高周波熱錬股份有限公司 | 直流平滑電路、反向器及電源裝置 |
| WO2019087655A1 (en) | 2017-11-01 | 2019-05-09 | Neturen Co., Ltd. | Smoothing circuit, inverter, and power supply apparatus |
| JP2019088045A (ja) * | 2017-11-01 | 2019-06-06 | 高周波熱錬株式会社 | 直流平滑回路、インバータ、及び電源装置 |
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