JP2013236453A

JP2013236453A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2013236453A
Application number: JP2012106868A
Authority: JP
Inventors: Tetsuo Hirata; 哲郎平田; Satoshi Kamiya; 聡史上谷
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2012-05-08
Filing date: 2012-05-08
Publication date: 2013-11-21

Abstract

【課題】平滑用のアルミ電解コンデンサに発生するノーマルモードノイズを容易に低減することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】入力交流電圧を全波整流するブリッジ整流器１４と、ブリッジ整流器１４の整流電圧を平滑するアルミ電解コンデンサ１８を備える。アルミ電解コンデンサ１８の両端電圧が一対の入力端２０の間に印加され、入力端２０からスイッチング電流が流出するＤＣ−ＤＣコンバータ２６を備える。一対の入力端２０の間に接続された相間コンデンサ２８を備える。相間コンデンサ２８のインピーダンスは、入力交流電圧の周波数の２倍の周波数facにおいてアルミ電解コンデンサ１８よりも大きく、スイッチング周波数fswにおいてアルミ電解コンデンサ１８よりも小さい。入力端２０とアルミ電解コンデンサ１８との接続点に挿入され、スイッチング電流の通過を抑制する抑制インダクタを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力交流電圧を整流平滑するブリッジ整流器及びアルミ電解コンデンサを備えたスイッチング電源装置に関する。

従来から、４つのダイオードで入力交流電圧を全波整流するブリッジ整流器と、ブリッジ整流器が出力する整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサ両端の直流電圧が入力され、主スイッチング素子のスイッチング動作により、所定の直流電圧である出力電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置がある。平滑コンデンサは、所定の出力保持時間（スイッチング電源装置の運転中に入力が遮断されたとき、出力電圧を保持する時間）を確保するため、大容量のアルミ電解コンデンサが使用されることが多い。

この種のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に開示されているように、ブリッジ整流器と、アルミ電解コンデンサ等の有極性の平滑コンデンサと、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータと、入力電源とブリッジ整流器との間に設けられ、ノーマルモードノイズを低減可能なノイズフィルタ回路とを備えたスイッチング電源装置があった。このスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ内に主スイッチング素子のスイッチング周波数を連続的に変化させるスイッチング周波数可変回路を設けることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータから入力電源の側に漏れ出る雑音端子電圧を低減することができるものである。

また、特許文献２に開示されているように、ブリッジ整流器と、２つのアルミ電解コンデンサ等の有極性の平滑コンデンサ及びインダクタ（ラインフィルタ）で構成された平滑回路と、極性反転型のＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置があった。このスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のチョークコイルと並列に、電流不連続期間に発生する共振振動を抑制する所定のダンパ回路を設けることによって、雑音端子電圧を低減することができるものである。

また、特許文献３の第三実施形態に開示されているように、ブリッジ整流器（全波整流回路）と、アルミ電解コンデンサ等の有極性の平滑コンデンサと、ＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング回路）と、ブリッジ整流器と平滑コンデンサとの間に設けられ、ノーマルモードノイズを低減可能なノイズフィルタ回路とを備えたスイッチング電源装置があった。このスイッチング電源装置は、ブリッジ整流器と平滑コンデンサとの間に、逆回復時間が１μsec以下のダイオードを順電流を流す方向に直列に挿入することによって、逆回復時間の長いブリッジ整流器のリカバリ電流によって発生するノイズを低減させ、入力電源の側に漏れ出るのを抑えることができるものである。

特開２００２−３４５７９８号公報特開２００７−２３６１２８号公報特開２００１−２７５３５８号公報

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置の場合、平滑用のアルミ電解コンデンサに流れる高周波電流成分を十分に吸収できず、アルミ電解コンデンサに発生するノーマルモードノイズを減衰させるためにノイズフィルタ回路が大型になるという問題がある。

平滑用のアルミ電解コンデンサに流れる電流は、入力電源から流れ込む低周波電流成分と、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端から流出する高周波電流成分とがある。低周波電流成分は、入力交流電圧が正方向および負方向に高くなったタイミングで流れる平滑コンデンサを充電する電流であり、例えば、商用周波50Hzの2倍の周波数の電流である。高周波電流成分は、入力電圧を断続する主スイッチング素子に流れるスイッチング電流であり、近年はスイッチング周波数が100k〜1MHzの間に設定されることが多い。

一般に、アルミ電解コンデンサは、外形が小型でも大きい容量が得られるので100Hzのような低周波のインピーダンスは小さくしやすいが、直列抵抗（電解液等の抵抗分）が大きいので100k〜1MHzの高周波のインピーダンスを小さくするのは難しい。従って、アルミ電解コンデンサにスイッチング電流が流れることにより、直流抵抗に大きな高周波電圧（ノーマルモードノイズ）が発生する。従って、ノーマルモードノイズを減衰させるため、上記のノイズフィルタ回路が大型化したりコストアップしたりする問題があった。

特許文献２のスイッチング電源装置は、平滑回路を２つのアルミ電解コンデンサとインダクタとで構成してあるので、特許文献１のスイッチング電源装置の問題を軽減させる効果があるが、何れの電解コンデンサにも上記の直流抵抗があるので、軽減の効果が十分とは言えない。また、２つのアルミ電解コンデンサのインピーダンスの大小関係について考慮されておらず、例えば、２つのアルミ電解コンデンサに流れる電流成分（低周波電流成分、高周波電流成分）のバランスが悪いと、一方のアルミ電解コンデンサが短時間のうちにドライアップし、短寿命になる可能性がある。

また、特許文献３のスイッチング電源装置の場合も、出力保持時間を確保する等の目的で平滑用のアルミ電解コンデンサを使用すると、特許文献１と同様の問題が発生する。

この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、平滑用のアルミ電解コンデンサに発生するノーマルモードノイズを容易に低減することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

この発明は、入力交流電圧を全波整流するブリッジ整流器と、前記ブリッジ整流器が出力する整流電圧を平滑するアルミ電解コンデンサと、前記アルミ電解コンデンサの両端電圧が一対の入力端の間に印加され、主スイッチング素子のスイッチング動作より、前記入力端からスイッチング電流が流出するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記一対の入力端の間に接続され、前記入力交流電圧の周波数の２倍の周波数における自己のインピーダンスが前記アルミ電解コンデンサよりも大きく、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数における自己のインピーダンスが前記アルミ電解コンデンサよりも小さい相間コンデンサと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力端と前記アルミ電解コンデンサとの接続点に挿入され、前記スイッチング電流の通過を抑制する抑制インダクタとを備えるスイッチング電源装置である。

前記相間コンデンサとして、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサが好適である。また、前記ブリッジ整流器の出力と前記アルミ電解コンデンサとの間に、前記ブリッジ整流器よりも逆回復時間が短い直列ダイオードが、順電流を流す向きに挿入されていてもよい。

この発明のスイッチング電源装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータから流出するスイッチング電流が低インピーダンスの相間コンデンサに多く流れるようになり、ノーマルモードノイズを容易に低減することができる。

また、低周波における相間コンデンサの低周波のインピーダンスが相対的に大きいので、抑制インダクタに流れる低周波の電流が小さくなり、抑制インダクタとして、飽和電流の小さい小型外形のインダクタ素子を使用することができる。同様の理由で、入力投入時に抑制インダクタを通じて相間コンデンサを急速充電する突入電流のエネルギーが小さくなり、抑制インダクタに大きな発熱が生じたり巻線の絶縁皮膜が溶けてレアショートしたりする等の問題を容易に回避することができる。

この発明のスイッチング電源装置の第一実施形態を示す回路図である。この実施形態のアルミ電解コンデンサ及び相間コンデンサのインピーダンス特性を示す両対数グラフである。この実施形態の抑制インダクタのインダクタンス特性を示すグラフである。この発明のスイッチング電源装置の第二実施形態を示す回路図である。この発明のスイッチング電源装置のその他の実施形態を示す回路図である。この発明のスイッチング電源装置のさらにその他の実施形態を示す回路図である。

以下、この発明のスイッチング電源装置の第一実施形態について、図１〜図３に基づいて説明する。第一実施形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、入力電源１２が接続されるブリッジ整流器１４を備えている。ブリッジ整流器１４は、４つのダイオード１６で構成され、入力電源１２の入力交流電圧を全波整流して出力する。ここでは、入力電源１２は商用交流電源であり、50Hz又は60Hzの正弦波状の交流電圧を出力する。ダイオード１６は、入力電源１２のラインに雷サージ等のサージ電圧が発生することを考慮し、ここではサージ耐量の高い一般シリコンダイオードが選択されている。

ブリッジ整流器１４の出力には、整流電圧を平滑して直流電圧を出力する平滑用のアルミ電解コンデンサ１８が接続されている。アルミ電解コンデンサ１８は、後述するＤＣ−ＤＣコンバータ２６の出力保持時間を一定以上に確保するため、例えば、数十μ〜数百μＦ程度の大きな容量を有している。

アルミ電解コンデンサ１８の両端には、その平滑電圧が一対の入力端２０の間に印加され、一対の出力端２２の間に接続された負荷２４に直流の出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ２６が接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２６は、内部の図示しない主スイッチング素子がスイッチングすることによって電力変換を行う。その際、入力端２０からブリッジ整流器１４に向けて、主スイッチング素子のスイッチング電流が流出する。主スイッチング素子のスイッチング周波数fswは、例えば100k〜500kHzである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の一対の入力端２０の間には、相間コンデンサ２８が接続されている。相間コンデンサ２８は、図２に示すように、入力交流電圧の周波数の２倍の周波数facにおいて、自己のインピーダンスZ28(ac)がアルミ電解コンデンサのインピーダンスZ18(ac)よりも大きい。すなわち、facのような低周波においては、各コンデンサのインピーダンスがほぼ容量によって定まるので、相間コンデンサ２８として、アルミ電解コンデンサ１８の容量よりも小さいコンデンサ素子を選択する。また、相間コンデンサ２８は、主スイッチング素子のスイッチング周波数fswにおいて、自己のインピーダンスZ28(sw)がアルミ電解コンデンサZ18(sw)よりも小さい。すなわち、fswのような高周波の場合、アルミ電解コンデンサ１８のインピーダンスZ18(sw)がほぼ直流抵抗で定まるので、相間コンデンサ２８は、アルミ電解コンデンサ１８よりも直流抵抗が十分に小さく、ある程度の容量を有するコンデンサ素子を選択する。

従って、相間コンデンサ１８は、例えば、数百ｎ〜数μＦ程度のセラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサが好適である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力端２０とアルミ電解コンデンサ１８との接続点には、抑制インダクタ３０が挿入されている。抑制インダクタ３０は、周波数fswにおいて十分なインピーダンスを有し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力端２０から流出する（又は流入する）スイッチング電流が通過するのを抑制する働きをする。

次に、スイッチング電源装置１０の動作について、図１に基づいて説明する。ここで、負荷２４に流れる出力電流Ioは一定とする。

入力交流電圧が投入されて定常運転を行っているとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力端２０から流出する電流は、周波数fswのスイッチング電流がアルミ電解コンデンサ１８及び相間コンデンサ２８に分流した電流I28(sw)，I18(sw)と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の出力電流Ioに対応する一定の入力電流Iinである。抑制インダクタ３０は、スイッチング電流が通過するのを抑制するので、スイッチング電流の多くが相間コンデンサ２８の側に流れ、「電流I18(sw)＜＜電流I28(sw)」となる。相間コンデンサ２８は、図２を用いて説明したように、周波数fswにおけるインピーダンスZ28(sw)が小さいので、大きい電流I28(sw)が流れても高周波電圧（ノーマルモードノイズ）の発生が小さく抑えられる。また、アルミ電解コンデンサ１８には電流I18(sw)がほとんど流れないので、直流抵抗が大きくても高周波電圧（ノーマルモードノイズ）がほとんど発生しない。従って、スイッチング電流に起因するノーマルモードノイズが大幅に低減される。

一方、ブリッジ整流器１４が出力する電流は、アルミ電解コンデンサ１８及び相間コンデンサ２８を充電する低い周波数facの電流I18(ac)，I28(ac)と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の出力電流Ioに対応する一定の入力電流Iinである。抑制インダクタ３０は、周波数facにおけるインピーダンスが小さく、ほとんど電流I28(ac)を抑制しない。従って、電流I28(ac)は、相間コンデンサ２８の容量によって定まり、上記のように相間コンデンサ２８の容量がアルミ電解コンデンサ１８の容量よりも小さいので、「電流I28(ac)＜＜電流I18(ac)」となる。

以上説明したように、第一実施形態のスイッチング電源装置１０によれば、スイッチング電流が低インピーダンスの相間コンデンサ２８に多く流れるようになり、ノーマルモードノイズを容易に低減することができる。また、入力電源１２とブリッジ整流器１６との間にノーマルモード用のノイズフィルタ回路を設ける場合に、小型で安価な構成でも十分にノーマルモードノイズを減衰させることができる。

また、相間コンデンサ２８の容量をアルミ電解コンデンサ１８の容量よりも小さく、低い周波数facにおける相間コンデンサ２８のインピーダンスZ28(ac)の方が十分に大きくなっているので、抑制インダクタ３０に流れる周波数facの電流I28(ac)が非常に小さい。従って、抑制インダクタ３０は、ほぼ入力電流Iinが流れたときに飽和しなければよいことになるので、図３から分かるように、飽和電流Isatが小さい小型外形のインダクタ素子を使用することができる。また、同様の理由で、入力投入時に抑制インダクタ３０を通じて相間コンデンサ１８を急速充電する突入電流Irush2のエネルギーが小さくなるので、抑制インダクタ３０に大きな発熱が生じたりしたり巻線の絶縁皮膜が溶けてレアショートしたりする等の問題を容易に回避することができる。また、突入電流Irush2が流れたとき、抑制インダクタ３０が一時的に飽和したとしても、回路動作上、特に問題は発生しない。

また、相間コンデンサ２８として入手性の良い一般的なセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを使用することができるので、相間コンデンサ２８を小型で安価に構成することができる。なお、アルミ電解コンデンサ１８は平滑用のコンデンサであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の出力保持時間を一定以上に確保できる大きな容量にする点に留意する。

次に、この発明のスイッチング電源装置の第二実施形態について、図４に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。

第二実施形態のスイッチング電源装置３２は、ブリッジ整流器１４の出力とアルミ電解コンデンサ１８との間に、ブリッジ整流器１４よりも逆回復時間が短い直列ダイオード３４が設けられ、順電流を流す向きに（アノードをブリッジ整流器１４側にして）挿入されている。その他の構成は、スイッチング電源装置１０と同じである。

上記のように、ブリッジ整流器１４のダイオード１６は、一般シリコンダイオードが使用されており、逆回復時間が相対的に長い。それに対して、新たに設けた直列ダイオード３４は、逆回復時間が相対的に短いファストリカバリダイオード等である。高速ダイオード３４は、ブリッジ整流器１４の何れのダイオード１６に対しても直列に位置して一緒に導通するので、各ダイオード１６の逆回復時間中のリカバリ電流が、高速ダイオード３４の高速リカバリ動作によって、小さく制限される。従って、ブリッジ整流器１４のリカバリ動作に起因するノーマルモードノイズの発生が抑えられる。

以上説明したように、第二実施形態のスイッチング電源装置３２によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の作用効果を得ることができ、さらに、ブリッジ整流器１４からのノイズの発生も抑えられるので、例えば、入力電源１２とブリッジ整流器１６との間にノーマルモード用のノイズフィルタ回路を設ける場合に、小型で安価な構成でも十分にノーマルモードノイズを減衰させることができ、場合によってはノイズフィルタ回路を省略することも可能になる。

なお、この発明は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図５に示すように、アルミ電解コンデンサ１８が複数のコンデンサ１８ａ，１８ｂで構成され、相間コンデンサ２８が複数のコンデンサ２８ａ，２８ｂで構成されていてもよい。その場合、コンデンサ１８ａ，１８ｂの合成インピーダンスと、コンデンサ２８ａ，２８ｂの合成インピーダンスとの間に、図２で説明した所定の大小関係が成立していることが条件となる。また、抑制インダクタ３０として、図５に示すように、同極性に結合した２つの巻線を有するコモンモードインダクタのリケージインダクタを利用することも可能である。

また、直列ダイオード３４は、ブリッジ整流器１４の出力とアルミ電解コンデンサ１８との間に順電流を流す向きに挿入されていればよく、図６（ａ）に示すように、アルミ電解コンデンサ１８の負極端子の側に設けても同様の作用効果を得ることができる。また、図６（ｂ）に示すように、アルミ電解コンデンサ１８の正極端子の側と負極端子の側の双方に直列ダイオード３４を設けた場合も同様の作用効果を得ることができ、さらに、雷サージ等のサージ電圧が入力電源１２を通じて入力されたとき、１つ当たりの直列ダイオード３４に加わるサージ電圧が半減するので、スイッチング電源装置全体のサージ耐量を向上させることができる。

１０，３２スイッチング電源装置
１４ブリッジ整流器
１８，１８ａ，１８ｂアルミ電解コンデンサ
２０入力端
２６ＤＣ−ＤＣコンバータ
２８，２８ａ，２８ｂ相間コンデンサ
３０抑制インダクタ
３４直列ダイオード

Claims

入力交流電圧を全波整流するブリッジ整流器と、
前記ブリッジ整流器が出力する整流電圧を平滑するアルミ電解コンデンサと、
前記アルミ電解コンデンサの両端電圧が一対の入力端の間に印加され、主スイッチング素子のスイッチング動作より、前記入力端からスイッチング電流が流出するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記一対の入力端の間に接続され、前記入力交流電圧の周波数の２倍の周波数における自己のインピーダンスが前記アルミ電解コンデンサよりも大きく、前記主スイッチング素子のスイッチング周波数における自己のインピーダンスが前記アルミ電解コンデンサよりも小さい相間コンデンサと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力端と前記アルミ電解コンデンサとの接続点に挿入され、前記スイッチング電流の通過を抑制する抑制インダクタとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記相間コンデンサは、セラミックコンデンサ又はフィルムコンデンサである請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記ブリッジ整流器の出力と前記アルミ電解コンデンサとの間に、前記ブリッジ整流器よりも逆回復時間が短い直列ダイオードが、順電流を流す向きに挿入された請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。