JP5935469B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、回路構成の簡略化を図りながら半導体スイッチング素子での損失を低減した電力変換装置に関する。

インダクタと半導体スイッチング素子（以下、スイッチ素子と略す）を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを主体とする電力変換装置においては、スイッチ素子に加わる電圧が零（０）とき、或いはインダクタに流れる電流が零（０）のときにスイッチングすることで、スイッチ素子での損失を大きく低減する、いわゆるソフトスイッチング技術が多用されている。特に電力変換装置内で還流する電流を零（０）とする回路を設けることで、効率的なゼロ電流スイッチングを実現することが注目されている（例えば特許文献1を参照）

図２は特許文献1に紹介されている従来の電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）で、ブリッジ接続された４個のスイッチ素子（例えばＩＧＢＴ）Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４によって直流Ｖsを交流に変換するインバータが構成されている。そしてこの交流は絶縁トランスＴを介して電圧変換された後、整流回路をなすダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４を介して整流されて取り出され、更にフィルタリアクトルＬoおよびフィルタコンデンサＣoからなる出力フィルタを介して平滑化されて負荷Ｒoに供給される。尚、図中Ｌlkは、絶縁トランスＴの漏れインダクタンスを示している。

基本的には上述した如く構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路の正極端にコンデンサＣcを介してカソードを接続し、アノードを前記整流回路の負極端に接続した第１のダイオードＤh、およびこの第１のダイオードＤhのカソードにアノードを接続すると共にカソードを前記フィルタコンデンサＣoの正極側に接続した第２のダイオードＤcとが、該ＤＣ−ＤＣコンバータに付加されて還流電流を零（０）とするための回路（還流電流抑制回路部）である。

このような還流電流抑制回路部を備えた電力変換装置によれば、例えば図３(ａ)に示すようにスイッチ素子Ｓ１,Ｓ２を導通（オン）させてインバータから正電圧を出力している状態［モード１］においてスイッチ素子Ｓ１を遮断（オフ）すると、該スイッチ素子Ｓ１の遮断直後には、図３(ｂ)に示すようにフィルタリアクトルＬoが電流源となって略一定の電流Ｉ1を流し続ける。するとこの電流Ｉ1によって前記絶縁トランスＴの一次側に電流Ｉ2（還流電流Ｉp）が誘起され、この電流Ｉ2によって前記スイッチ素子Ｓ１に並列接続されたコンデンサＣ１が充電されると共に、ターンオフ状態にあるスイッチ素子Ｓ３に並列接続されたコンデンサＣ３が放電される［モード２］。そしてこれらのコンデンサＣ１,Ｃ３の充放電に伴って前記スイッチ素子Ｓ１のエミッタ電圧が次第に低下する。この結果、スイッチ素子Ｓ１のゼロ電圧スイッチングが成立し、そのターンオフ損失が低減する［ソフトスイッチング］。

また前記スイッチ素子Ｓ１の遮断後の上述した電流Ｉ2によって前記コンデンサＣ１の充電電圧が直流電圧Ｖsに達すると、スイッチ素子Ｓ３のコレクタ・エミッタ間に加わる電圧が零（０）となって該スイッチ素子Ｓ３に逆並列接続されているダイオードｄ３が導通する。すると前記絶縁トランスＴの漏れインダクタンスＬlkに蓄積されたエネルギにより、図３(ｃ)に示すように上記ダイオードｄ３、絶縁トランスＴおよびスイッチ素子Ｓ２を含む前記絶縁トランスＴの一次側の回路部に還流電流Ｉpが流れる［モード３］。この還流電流Ｉpが零（０）となった時点で前記スイッチ素子Ｓ２を遮断することでゼロ電流スイッチングが実現される。

また上記モード３においては、前記絶縁トランスＴの漏れインダクタンスＬlkに蓄積されたエネルギによって該絶縁トランスＴの二次側に誘起される還流電流Ｉp1と、前記フィルタリアクトルＬoが電流源となって該フィルタリアクトルＬoから負荷Ｒo、ダイオードＤh、そしてコンデンサＣcを経由する回路部に流れる電流Ｉp2とが生じる。このとき、整流用のダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４の出力端にはコンデンサＣcに蓄えられた電圧が印加され、前記漏れインダクタンスＬlkからの還流電流Ｉp1を打ち消すように作用する。従ってコンデンサＣcに蓄えられたエネルギが前記漏れインダクタンスＬlkに蓄えられるエネルギよりも大きくなるように設定しておけば、上述した還流電流Ｉp1を零（０）にすることが可能となる。

米国特許第５８８６８８４号公報

上記構成の電力変換装置においては、確かに全てのスイッチ素子Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４をゼロ電圧・ゼロ電流でスイッチングすることが可能となる。しかしながら整流用のダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４の逆回復時におけるサージ電圧対策として、例えば各ダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４にそれぞれスナバ回路を付け加えると、前述した還流電流抑制回路部を含めてその回路構成が徒に複雑化すると言う問題がある。しかもスイッチングに伴ってダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４の出力が断続するので、例えばＣＲ型の単純な構成のスナバ回路を用いた場合、該スナバ回路を構成するコンデンサ（スナバコンデンサ）に蓄えられたエネルギの全てがスイッチングの都度、放電されるので、スナバ損失が非常に大きくなることが懸念される。

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、還流電流の抑制機能を備えると共に整流回路に対するスナバ機能を備え、半導体スイッチング素子での損失を最低限に抑制することのできる簡単な回路構成を採用した電力変換装置を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子を断続させて直流を高周波数の交流に変換するインバータと、このインバータから絶縁トランスを介して出力される交流を直流に変換する整流回路と、この整流回路の出力を平滑化するフィルタ回路とを備えたものであって、特に前記フィルタ回路を、
前記整流回路の正極端と負極端との間にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
前記整流回路の正極端に第１のコンデンサを介してアノードを接続すると共に、前記整流回路の負極端に第２のコンデンサを介してカソードを接続した第１のダイオードと、
この第１のダイオードのアノードにカソードを接続すると共にアノードを前記整流回路の負極端に接続した第２のダイオードと、
前記第１のダイオードのカソードと前記フィルタコンデンサの正極側との間に接続されたインピーダンス素子と、
を備えた構成としたことを特徴としている。

ちなみに前記第１のダイオードを介して直列接続された前記第１および第２のコンデンサは、前記第１のダイオードにより電流方向が規制されて前記整流回路のサージ電圧エネルギを分圧して蓄積すると共に、前記第２のダイオードを介して前記フィルタリアクトルから流れ込む電流にて前記絶縁トランス側から前記第１のコンデンサに流入する還流電流を打ち消すスナバ回路部をなす。

また前記インピーダンス素子は、前記フィルタコンデンサの出力電圧にて第２のコンデンサの充電電圧をクランプすると共に、前記整流回路を構成する整流ダイオードの逆回復時に前記第２のコンデンサに蓄積されたサージ電圧エネルギを前記フィルタコンデンサに放電する役割を担う電圧クランプ回路部をなす。

上記構成の電力変換装置によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとを主体として構成されて整流回路の出力を平滑するフィルタ回路に組み込まれた還流電流抑制回路が、前記整流回路に対する電圧クランプ形のスナバ回路として機能するので、整流回路を構成する複数の整流ダイオードのそれぞれにスナバ回路を付加する必要がない。従って全体的な回路構成の簡素化を図りながら、そのスイッチ損失を低く抑えることができる。

またスナバコンデンサとしての前記第１のコンデンサがフィルタ回路の出力電圧により電圧クランプされているので、該第１のコンデンサに蓄えられたエネルギがスイッチングに伴って完全放電されることがなく、従ってスナバ損失を小さく抑えることができる。更には上記スナバ回路の一部が前記絶縁トランス側からの還流電流のリセット回路として作用するので、スナバ回路として作用しながら還流電流抑制効果を奏することができる。

換言すれば出力電圧にてクランプされる上述した構成のスナバ回路自体が還流電流抑制作用を呈するので、インバータを構成する半導体スイッチング素子をゼロ電圧・ゼロ電流でスイッチングするための回路（還流電流抑制回路部）と、整流回路に対するスナバ回路とを共通化することができる。従って回路構成が徒に複雑化することがなく、低損失であることと相俟って種々のＤＣ−ＤＣコンバータに組み込むのに好適である。

本発明の一実施形態に係る電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の概略構成図。 従来の電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の一例を示す構成図。 図２に示す電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）のゼロ電流スイッチング動作を説明するための等価回路図。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係る電力変換装置について説明する。
図１は電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータ１の概略構成を示す図であり、１１は直流を高周波数の交流に変換するインバータ、１２は電圧変換用の絶縁トランスＴ、１３は絶縁トランス１２から出力された交流を直流に変換する整流回路、そして１４は整流回路１３の出力を平滑するフィルタ回路である。

ちなみにインバータ１１は、例えばブリッジ接続された４個のＩＧＢＴからなる半導体スイッチング素子（以下、スイッチ素子と略す）Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４からなり、また整流回路１３は、例えばブリッジ接続された４個のダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４からなる。しかしインバータ１１および整流回路１３については、図１に例示するブリッジ型のものに限られるものではなく、従来より種々提唱されている回路方式のものを適宜採用可能である。

さて本発明に係る電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）１に組み込まれるフィルタ回路１４は、基本的には前記整流回路１３の出力端に接続されたフィルタリアクトルＬoおよびフィルタコンデンサ（出力コンデンサ）Ｃo2を主体として構成される。尚、前記整流回路１３の正極端にフィルタリアクトルＬoを介して接続されたフィルタコンデンサＣo2は、前記整流回路１３の負極端側を基準電位として設けられた大容量タイプのものからなる。

これらのフィルタリアクトルＬoおよびフィルタコンデンサＣo2に加えて前記フィルタ回路１４は、前記整流回路１３の正極端に接続された第１のコンデンサＣc1にアノードを接続した第１のダイオードＤc1、この第１のダイオードＤc1のカソードと前記整流回路３の負極端との間に接続された第２のコンデンサＣo2からなる直列回路を備える。更に前記フィルタ回路１４は、前記第１のダイオードＤc1のアノードにカソードを接続すると共にアノードを前記整流回路１３の負極端に接続した第２のダイオードＤh1と、前記第１のダイオードＤc1のカソードと前記フィルタコンデンサＣo2の正極側との間に接続されたインピーダンス素子Ｚoとを備える。

ちなみに前記第１のコンデンサＣc1は、図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおける還流電流抑制用のコンデンサＣcに相当するものであり、また前記第２のダイオードＤh1は、図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいてフィルタリアクトルＬoからの還流電流パスを形成する第１のダイオードＤhに相当するものである。

しかして前述した第１のコンデンサＣc1、第１のダイオードＤc1および第２のコンデンサＣo1からなる直列回路は、第１および第２のコンデンサＣc1,Ｃo1の容量比にて前記整流回路１３の出力電圧を分圧してその電流エネルギを蓄積する役割を担う。また前記インピーダンス素子Ｚoは、前記フィルタコンデンサＣo2の端子電圧（出力電圧）にて前記第１のダイオードＤc1のカソード、ひいては前記第２のコンデンサＣo1の端子電圧をプルアップし、前記第１のコンデンサＣc1の充電電圧を電圧クランプする役割を担う。

即ち、第１のダイオードＤc1を介して前記第１のコンデンサＣc1に直列接続された前記第２のコンデンサＣo1は、等価的には前記フィルタコンデンサＣo2に並列接続されており、該フィルタコンデンサＣo2と共に図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおけるフィルタコンデンサＣcとしての役割を担っている。同時にこの第２のコンデンサＣo1は、前記フィルタコンデンサＣo2の出力電圧にて充電されることで前記第１のコンデンサＣc1に流れ込む電流（サージ電圧エネルギ）に対するクランプ電圧を設定する役割を担っている。

このように構成されたフィルタ回路を備えた電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）１によれば、インバータ１１におけるスイッチ素子Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４のスイッチング動作に伴って発生する還流電流を、特に前記絶縁トランスＴの漏れインダクタンスＬlkに起因して絶縁トランス１２の二次側に流れる還流電流Ｉp1を前記第１のコンデンサＣc1に蓄積したエネルギにより打ち消すことができる。従って前述した図２に示す従来装置と同様にゼロ電流スイッチングを実現しながら、その還流電流Ｉp1を零（０）にすることが可能となる。

しかもスイッチング動作に伴って前記整流回路３のダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４の逆回復時に発生するサージ電圧エネルギについては、該整流回路１３の出力端に接続した前述した直列回路の第１および第２のコンデンサＣc1,Ｃo1に分圧されて流れ込んで吸収される。従って還流電流抑制回路部の一部をなす、前記第１および第２のコンデンサＣc1,Ｃo1と前記第１のダイオードＤc1とからなる直列回路は、前記整流回路１３に対するスナバ回路部として機能する。またこのスナバ回路自体は前述したように該フィルタ回路１４の出力電圧（フィルタコンデンサＣo2の端子電圧）にてクランプされて電圧クランプ形のスナバ回路を形成している。そして整流回路１３を構成するダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４の逆回復時には、第１のコンデンサＣc1に充電されたサージ電圧エネルギは前記インピーダンス素子Ｚoを介して前記フィルタコンデンサＣo2に放電される。

従って上述した回路構成のスナバ回路（還流電流抑制回路部）によれば、整流回路１３を構成するダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４のそれぞれに充放電型のスナバ回路、いわゆるＣＲ型のスナバ回路を付加する場合のように、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギの全てがスイッチングの都度、放電されるような不具合がない。換言すれば前述した如く直列回路（スナバ回路）を形成した第１および第２のコンデンサＣc1,Ｃo1に流れ込んだサージ電圧エネルギを、電圧源として機能するフィルタコンデンサＣo2に転送することができるので、そのスナバ損失を大幅に低減することができる。

しかも上述した回路構成は、インバータ１１に対する還流電流抑制回路部に前記整流回路１３に対するスナバ回路機能を持たせたものであり、従来のようにインバータ１１に対する還流電流抑制回路に加えて整流ダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４に対するスナバ回路を個々に設ける必要がないので、その回路構成が徒に複雑化することがない。特に第１のコンデンサＣc1、第１ダイオードＤc1および第２のコンデンサＣo1からなる直列回路を前記整流回路１３の出力端に接続し、この直列回路に対して還流電流の通路を形成する第２のダイオードＤh1、および第２のコンデンサＣo1に出力コンデンサＣo2の電圧を加えるインピーダンス素子Ｚoを設けるだけなので、その回路構成が非常に簡単である。

従って簡易な構成でありながら、インバータ１１に対する還流電流抑制機能と整流ダイオードに発生するサージ電圧に対するスナバ機能とを備え、スイッチング損失およびスナバ損失の小さいＤＣ−ＤＣコンバータ（電力変換装置）を実現することができる。故に、各種産業用インバータや無停電電源装置用インバータ等に適用して多大なる効果を奏することができる。

尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えばインピーダンス素子Ｚoについては、第２のコンデンサＣo1とフィルタコンデンサＣo2との間の短絡を防止する抵抗であっても良いが、抵抗に代えてインダクタを用いたり、抵抗とインダクタとを併用することも可能である。また整流回路１３についてはハーフブリッジ構成のものであっても良く、インバータ１１については、ゼロ電流スイッチング機能を備えていることが望ましいが、従来より種々提唱されている回路方式のものを適宜採用可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１ 電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）
１１ インバータ
１２,Ｔ 絶縁トランス
１３ 整流回路
１４ フィルタ回路
Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４ 半導体スイッチング素子（スイッチ素子；ＩＧＢＴ）
Ｄ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４ 整流用ダイオード
Ｌo フィルタリアクトル
Ｃo2 フィルタコンデンサ（出力コンデンサ）
Ｃc1 第１のコンデンサ
Ｃo1 第２のコンデンサ
Ｄc1 第１のダイオード
Ｄh1 第２のダイオード（還流電流のパス用）
Ｚo インピーダンス素子

Claims (2)

1. 半導体スイッチング素子を断続させて直流を交流に変換するインバータと、このインバータから絶縁トランスを介して出力される交流を直流に変換する整流回路と、この整流回路の出力を平滑化するフィルタ回路とを備え、
   前記フィルタ回路は、前記整流回路の正極端と負極端との間にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
   前記整流回路の正極端に第１のコンデンサを介してアノードを接続すると共に、前記整流回路の負極端に第２のコンデンサを介してカソードを接続した第１のダイオードと、
   前記第１のダイオードのアノードにカソードを接続すると共にアノードを前記整流回路の負極端に接続した第２のダイオードと、
   前記第１のダイオードのカソードと前記フィルタコンデンサの正極側との間に接続されたインピーダンス素子と、
   を具備した電力変換装置であって、
   前記第１のダイオードを介して直列接続された前記第１および第２のコンデンサは、前記第１のダイオードにより電流方向が規制されて前記整流回路のサージ電圧エネルギを分圧して蓄積すると共に、前記第２のダイオードを介して前記フィルタリアクトルから流れ込む電流にて前記絶縁トランス側から前記第１のコンデンサに流入する還流電流を打ち消すスナバ回路部をなすことを特徴とする電力変換装置。
2. 半導体スイッチング素子を断続させて直流を交流に変換するインバータと、このインバータから絶縁トランスを介して出力される交流を直流に変換する整流回路と、この整流回路の出力を平滑化するフィルタ回路とを備え、
   前記フィルタ回路は、前記整流回路の正極端と負極端との間にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
   前記整流回路の正極端に第１のコンデンサを介してアノードを接続すると共に、前記整流回路の負極端に第２のコンデンサを介してカソードを接続した第１のダイオードと、
   前記第１のダイオードのアノードにカソードを接続すると共にアノードを前記整流回路の負極端に接続した第２のダイオードと、
   前記第１のダイオードのカソードと前記フィルタコンデンサの正極側との間に接続されたインピーダンス素子と、
   を具備した電力変換装置であって、
   前記インピーダンス素子は、前記フィルタコンデンサの出力電圧にて第２のコンデンサの充電電圧をクランプすると共に、前記整流回路を構成する整流ダイオードの逆回復時に前記第２のコンデンサに蓄積されたサージ電圧エネルギを前記フィルタコンデンサに放電する役割を担う電圧クランプ回路部をなすことを特徴とする電力変換装置。

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