KR101270326B1 - 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터 - Google Patents

센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터 Download PDF

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부경대학교 산학협력단
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Abstract

본 발명에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터는 입력 전압부, 제1 스위치 및 제 2 스위치, 센터-탭 트랜스포머, 제3 다이오드, 제1 스너버 인덕터 및 제1 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제3 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 플러스 단자와 상기 제1 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제1 스너버 커패시터의 일단은 상기 제1 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 일단 사이에 연결되어 있는 제1 스위치 회생 스너버 회로부, 제4 다이오드, 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제4 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자와 상기 센터-탭 커패시터 및 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제2 스너버 커패시터의 일단은 상기 제2 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 타단 사이에 연결되어 있는 제2 스위치 회생 스너버 회로부, 일단은 상기 제1 스너버 인덕터와 상기 제1 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있으며, 타단은 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있는 환류 다이오드, 일단은 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 센터-탭에 연결되어 있으며, 타단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자 및 상기 제4 다이오드와 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있는 센터-탭 커패시터, 그리고, 상기 센터-탭 트랜스포머의 2차 측에 각각 연결되어 있는 정류 다이오드 및 출력 필터부를 포함한다.

Description

센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터{TWO-SWITCH FLYBACK CONVERTER WITH CENTER-TAP CAPACITOR}
본 발명은 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 구성이 간단하며, 분리된 다중 출력을 다룰 수 있고, 트랜스포머 권선비를 선택함으로써 듀티비를 최적화하는데 용이한 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
플라이백 컨버터는 분리된 DC-DC 전력 컨버터에서 널리 사용되는 인기 있는 컨버터다. 이 컨버터는 구성이 간단하고 분리된 다중 출력을 다룰 수 있을 뿐만 아니라, 트랜스포머 권선비를 선택함으로써 듀티비를 최적화하는데 용이하므로 전원 설계자들에게 선호되고 있다.
그런데, 단일 스위치 플라이백 컨버터 구성의 경우 입력 전압, 트랜스포머 전압 및 누설 인덕턴스에 의한 턴-오프 전압 스파이크의 합에 의해 스위치에 전압 스트레스가 가해지며, 이는 고 입력 전압과 경 부하 조건에서 특히 더 심각하다는 것이 알려졌다(문헌 Chung, T.J., Moon, G.W., and Youn, M.J. (2004), 'Analysis and design of a single-stage single-switch bi-flyback ac/dc converter', International Journal of Electeonics, 91, 25-40. 및 Zhao, Q., Lee, F.C., and Tsai, F. (2002), 'Voltage and current stress reduction in single-stage power factor correction AC/DC converters with bulk capacitor voltage feedback', IEEE Trans. Power Electron., 17, 477-484. 참조).
이러한 문제점을 개선하기 위해 도 1과 같이 제1스위치(
Figure 112012012920641-pat00001
)에 제2스위치(
Figure 112012012920641-pat00002
)를 추가함으로써 두 스위치가 받는 전압 스트레스가 입력 전압에 클램프되도록 하는 두 스위치 플라이백 컨버터가 제안되었다.
도 1은 종래 기술인 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로도이다.
그러나 이러한 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터의 시비율은 두 스위치 포워드 컨버터의 단점과 마찬가지로 50% 이상이 될 수 없으며(문헌 Gu et al. 2004, Wei et al. 2005 Gu, Y., Gu, X., Hang, L., Lu, Z., and Qian, Z. (2004), 'Improved wide range dual switch flyback dc/dc converters', in Proc. IEEE-APEC’04, 654-658. 및 Wei, Y., Wu, X., Gu, Y., and Ma, H. (2005), 'Wide range dual switch forward-flyback converter with symmetrical RCD clamp', in Proc. IEEE-PESC’05, 420-424. 참조), 트랜스포머(T)의 리셋 전압은 도 1의 두 다이오드 D3 및 D4 에 의해 입력 전압 이상이 될 수 없다. 특히, 트랜스포머(T) 1 차측에서 본 출력 전압이 입력 전압보다 크면, 누설 인덕턴스와 자화 인덕턴스의 에너지가 대부분 입력으로 되돌려 진다.
이러한 단점 때문에 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터는 역률 개선회로로 사용될 수 없다는 문제점이 있었다(문헌 Siu, K.W., and Lee, Y.S. (2000), 'A novel high-efficiency flyback power-factor-correction circuit with regenerative clamping and soft switching', IEEE Trans. Circuits Syst. I, 47, 350-356. 및 Zhao, J., and Dai, F. (2008) ' Soft-switching two-switch flyback converter ', in Proc. IEEE-ICIEA’08, 250-254. 참조).
따라서 본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 상기의 문제점을 해결하여 시비율이 50% 이상 구현이 가능할 뿐만 아니라, 트랜스포머의 1차측에서 본 출력전압이 입력 전압보다 클 때도 자화 인덕터 에너지가 트랜스포머 2차측으로 전달이 가능한 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터를 제공하는 것이다.
상기의 과제 해결을 위한 본 발명에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터는 입력 전압부, 제1 스위치 및 제 2 스위치, 센터-탭 트랜스포머, 제3 다이오드, 제1 스너버 인덕터 및 제1 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제3 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 플러스 단자와 상기 제1 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제1 스너버 커패시터의 일단은 상기 제1 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 일단 사이에 연결되어 있는 제1 스위치 회생 스너버 회로부, 제4 다이오드, 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제4 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자와 상기 센터-탭 커패시터 및 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제2 스너버 커패시터의 일단은 상기 제2 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 타단 사이에 연결되어 있는 제2 스위치 회생 스너버 회로부, 일단은 상기 제1 스너버 인덕터와 상기 제1 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있으며, 타단은 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있는 환류 다이오드, 일단은 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 센터-탭에 연결되어 있으며, 타단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자 및 상기 제4 다이오드와 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있는 센터-탭 커패시터, 그리고, 상기 센터-탭 트랜스포머의 2차 측에 각각 연결되어 있는 정류 다이오드 및 출력 필터부를 포함한다.
상기 센터-탭 커패시터는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 교류적으로 병렬로 연결되도록 하여 상기 제1 스위치의 양단 전압과 상기 제2 스위치의 양단 전압을 균등하게 만들 수 있다.
상기 제1 스위치 회생 스너버 회로부는 상기 제1 스위치가 턴-오프 시 상기 센터-탭 트랜스포머에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 상기 환류 다이오드를 통해 상기 제1 스너버 커패시터에 흡수시켜 상기 제1 스위치의 턴-오프 전압을 제한하고 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 제1 스너버 커패시터에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 상기 제1 스위치가 턴-온일 때 상기 제3 다이오드, 상기 제1 스너버 인덕터 및 제1 스너버 커패시터로 형성되는 공진 회로를 통해 상기 제1 스너버 커패시터의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 상기 제1 스위치가 턴-오프 될 때 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 센터-탭 커패시터의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생되게 할 수 있다.
상기 제2 스위치 회생 스너버 회로부는 상기 제2 스위치가 턴-오프 시 상기 센터-탭 트랜스포머에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 상기 환류 다이오드를 통해 상기 제2 스너버 커패시터에 흡수시켜 상기 제2 스위치의 턴-오프 전압을 제한하고 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 제2 스너버 커패시터에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 상기 제2 스위치가 턴-온일 때 상기 제4 다이오드, 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터로 형성되는 공진 회로를 통해 상기 제2 스너버 커패시터의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 상기 제2 스위치가 턴-오프 될 때 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생되게 할 수 있다.
상기 환류 다이오드는 상기 제1 스위치 및 제2 스위치가 턴-온 시 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 형성되는 전류가 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 제1 스너버 커패시터와 상기 제2 스너버 커패시터로 흘러가는 통로를 제공하여 상기 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 저장된 에너지가 상기 제1 스너버 커패시터와 상기 제2 스너버 커패시터에 흡수되도록 할 수 있다.
상기 센터-탭 트랜스포머는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-온 시에 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 에너지를 흡수하며, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 권선비에 의한 전압 변환과 함께 흡수된 에너지를 2차 측으로 전달하여 상기 정류 다이오드를 통해 출력 필터부로 보낼 수 있다.
상기 정류 다이오드는 상기 센터-탭 트랜스포머로부터 오는 전류를 상기 출력 필터부로 반파 정류시키며, 상기 출력 필터부는 상기 정류 다이오드를 통해 오는 전류를 필터링하여 직류 출력 전압을 출력 부하 저항에 제공할 수 있다.
이상과 같이 본 발명에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 의하면, 시비율이 50% 이상 구현이 가능할 뿐만 아니라, 트랜스포머의 1차측에서 본 출력전압이 입력 전압보다 클 때도 자화 인덕터 에너지가 트랜스포머 2차측으로 전달이 가능한 유리한 효과가 있다.
또한 본 발명에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 의하면, 두 스위치의 턴-오프 시간 차이에 의해 두 스위치에 각각 걸리는 전압의 불균형이 발생하는 경우 이를 강제적으로 균등하게 해 줌으로써 전압 스트레스를 최소화시켜 스위치의 동작 및 수명 신뢰도를 향상시킬 수 있는 유리한 효과가 있다.
도 1 및 도 2는 각각 종래 기술인 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로도 및 에너지 반환 동작 모드 상태도,
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로도,
도 4 내지 8 및 도 10 내지 도 13은 각각 정상 상태에서 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 동작 모드 1 내지 9의 상태도,
도 9는 도 8에 도시된 동작 모드 5의 등가회로도,
도 14의 (a) 및 (b)는 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 시비율(D)의 크기에 따른 전압 및 전류 동작 파형도들,
도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 제 1 및 제 2 스위치 전압의 파형도,
도 16은 도 3에 도시된 본 발명의 한 실시예에서 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로 구성도,
도 17은 제1스위치(
Figure 112012012920641-pat00003
)보다 제2스위치(
Figure 112012012920641-pat00004
)가 빨리 턴-오프될 때 도 5 및 도 6에 도시된 동작 모드 2 및 3에 대응되는 도 16에 도시된 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 동작 모드 상태도, 그리고,
도 18은 도 15에 대응되는 도 16에 도시된 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 제 1 및 제 2 스위치 전압의 파형도이다.
기타 실시예의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예를 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예는 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이지, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.
명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다. 본 명세서에서 기술하는 실시예는 본 발명의 회로도, 상태도 및 파형도를 참고하여 설명할 것이다.
이하에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
먼저 종래 기술에 대한 본 발명의 기술적 특징의 비교 설명의 편의를 위해 상술한 종래 기술인 도 1의 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터의 구성 및 동작 특징을 먼저 설명한다.
도 1에 도시된 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터는 연속 전류 동작 모드에서 출력 전압(nVO)은 다음 식 (1)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00005
(1)
여기서, n 은 트랜스포머(T)의 권선비, D 는 시비율, Vi는 입력 전압이다. 플라이백 컨버터의 효율이 1이라 가정하면, 불연속 도통 모드에서 두 스위치 플라이백 컨버터 출력 전력(PO) 및 L1의 피크 전류(Ip)는 각각 다음 식 (2) 및 (3)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00006
(2)
Figure 112012012920641-pat00007
(3)
여기서, L1 = 트랜스포머 1차측 자화 인덕턴스, Ip = L1 의 피크 전류, fs = 스위칭 주파수, Ro = 부하 저항, D = 시비율, 그리고
Figure 112012012920641-pat00008
= 스위칭 주기이다.
식 (2) 와 (3)으로부터, 불연속 전류 동작 모드에서 출력 전압(Vo)은 다음 식 (4)와 같다.
Figure 112012012920641-pat00009
(4)
도 1에서 두 스위치(S1, S2)는 이상적으로 동작될 때, 동시에 턴-온 및 동시에 턴-오프 된다. 그러나 실제로 두 스위치(S1, S2)가 동작하는 턴-온 및 턴-오프 순간은 스위치 특성의 차이나 구동 회로의 파라미터의 차이로 인해 다르다. 플라이백 트랜스포머(T)의 동작은 두 권선 결합 인덕터로 잘 설명될 수 있다. 두 스위치 (S1, S2 )가 도통일 때, 1차 회로에서 인덕터에 공급된 에너지는 두 스위치가 턴-오프이고 1차 측에서 본 2차 측 전압 nVo 가 입력전압 Vi 보다 작을 때 2차측 으로 전달된다.
하지만, 1차측에서 본 2차측 전압(nVo)이 입력전압(Vi) 보다 클 때 도 2와 같이 에너지가 입력 전원으로 반환된다. 도 2는 종래 기술인 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터의 에너지 반환 동작 모드 상태도이다.
즉 정상 상태에서, 자화 에너지가 2차 측 출력으로 전달되기 위해서 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터에서 1차측에서 본 2차측 전압(nVo)은 입력전압(Vi)보다 작아야 한다.
따라서, 식 (1) 과 (4)로부터, 도 1의 종래 기술인 기존의 두 스위치 플라이백 컨버터는 상술한 [발명의 배경이 되는 기술]에서 언급한 바와 같이 다음의 식 (5-1) 및 (5-2)와 같이 계산된 동작 한계를 가지는 문제점이 있다.
Figure 112012012920641-pat00010
(연속 동작모드에 대해) (5-1)
Figure 112012012920641-pat00011
(불연속 동작모드에 대해) (5-2)
이하에서는 이러한 종래 기술이 갖는 문제점을 개선하기 위해 도출된 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터를 도 3 내지 도 18을 참조하여 상세히 설명한다.
먼저, 도 3를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터를 그 회로 구성을 중심으로 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로도이다.
본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터는 입력 전압부(100), 제1 스위치 회생 스너버 회로부(200), 제 2 스위치 회생 스터버 회로부(300), 환류 다이오드(400), 센터-탭 커패시터(500), 센터-탭 트랜스포머(600, T), 정류 다이오드(700), 출력 필터부(800) 및 두 스위치(S1, S2)를 포함한다.
입력 전압부(100)는 정류기의 출력 또는 연료 전지나 태양광 발전에서 발생하는 직류 전압을 외부로부터 공급한다.
제1 스위치 회생 스너버 회로부(200)는 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00012
), 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00013
), 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00014
)로 구성되며, 그 일단은 입력 전압부(100)의 플러스(+) 전원 단자와 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00015
)의 일단 사이의 노드(node)에 전기적으로 연결되어 있으며, 타단은 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00016
)의 타단과 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차 측 일단 사이의 노드에 연결되어 있다.
제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00017
), 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00018
), 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00019
)는 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00020
)-제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00021
)-제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00022
) 순으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성한다. 구체적으로 제 3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00023
)의 일단은 입력 전압부(100)의 플러스(+) 단자와 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00024
)의 일단 사이의 노드(node)에 전기적으로 연결되어 있으며, 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00025
)의 일단은 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00026
)의 타단과 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차측 일단 사이의 노드에 전기적으로 연결되어 있다. 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00027
)와 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00028
) 사이의 노드는 환류 다이오드(400)의 일단(Cathode)에 연결되어 있다.
제1 스위치 회생 스너버 회로부(200)는 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00029
)가 턴-오프 시 센터-탭 트랜스포머(600)에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 환류 다이오드(400)를 통해 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00030
)에 흡수시켜 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00031
)의 턴-오프 전압을 제한하며, 영전압 스위칭이 가능하게 한다.
제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00032
)에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00033
)가 턴-온일 때 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00034
)-제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00035
)-제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00036
)로 형성되는 공진 회로를 통해 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00037
)의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00038
)가 턴-오프 될 때, 영 전압 스위칭이 가능하게 하며 센터-탭 트랜스포머(600)의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생되게 된다.
제2 스위치 회생 스너버 회로부(300)는 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00039
), 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00040
) 및 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00041
)로 구성되며, 그 일단은 입력 전압부(100)의 마이너스(-) 단자와 센터-탭 커패시터(500) 및 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00042
)의 일단 사이의 노드(node)에 연결되어 있으며, 타단은 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00043
)의 타단과 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차 측 타단 사이의 노드에 연결되어 있다.
제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00044
), 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00045
), 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00046
)로 구성되며, 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00047
)-제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00048
)-제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00049
) 순으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성한다. 구체적으로 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00050
)의 일단은 입력 전압부(100)의 마이너스(-) 단자와 센터-탭 커패시터(500) 및 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00051
)의 일단 사이의 노드(node)에 전기적으로 연결되어 있으며, 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00052
)의 일단은 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00053
)의 타단과 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차 측 타단 사이의 노드에 전기적으로 연결되어 있다. 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00054
)와 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00055
) 사이의 노드는 환류 다이오드(400)의 타단(Anode)에 연결되어 있다.
제2 스위치 회생 스너버 회로부(300)는 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00056
)가 턴-오프 시, 센터-탭 트랜스포머(600)에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 환류 다이오드(400)를 통해 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00057
)에 흡수시켜 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00058
)의 턴-오프 전압을 제한하며, 영전압 스위칭이 가능하게 한다.
제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00059
)에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00060
)가 턴-온일 때 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00061
)-제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00062
)-제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00063
)로 형성되는 공진회로를 통해 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00064
)의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00065
)가 턴-오프 될 때, 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 센터-탭 트랜스포머(600)의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생된다.
환류 다이오드(400)는 그 일단(Cathode)은 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00066
) 및 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00067
) 사이의 노드에 연결되어 있으며, 타단(Anode)은 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00068
) 및 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00069
) 사이의 노드에 연결되어 있다.
환류 다이오드(400)는 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00070
) 및 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00071
)가 턴-온 시 센터-탭 트랜스포머(600)의 기생 인덕터에 전류가 형성되는데, 이 기생 인덕터 전류가 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00072
) 및 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00073
)가 턴-오프 시에 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00074
)와 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00075
)로 흘러가는 통로(Path)를 제공하여 센터-탭 트랜스포머(600)의 기생 인덕터에 저장된 에너지가 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00076
)와 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00077
)에 충전되도록 한다.
센터-탭 커패시터(500)는 일단은 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차 측 센터-탭에 연결되어 있으며, 타단은 입력 전압(100)의 마이너스 (?) 단자 및 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00078
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00079
) 일단 사이의 노드에 연결되어 있다. 센터-탭 커패시터(500)의 값은 통상적으로 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00080
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00081
)의 출력 커패시턴스에 비해 통상적으로 수십 배 이상의 매우 큰 값인 1 nF 이상이고, 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00082
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00083
)가 턴-오프 시에 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00084
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00085
)가 교류적으로 병렬로 연결되게 하여 제1 스위치 양단 전압(
Figure 112012012920641-pat00086
)과 제2 스위치 양단 전압(
Figure 112012012920641-pat00087
)이 균등하게 되도록 하는 역할을 한다.
센터-탭 트랜스포머(600)는 1차 측 권선의 중앙 부분에 탭을 내어 센터-탭 커패시터(500)의 일단을 연결하고, 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00088
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00089
)가 턴-온 시에 기생 인덕터에 에너지를 흡수하며, 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00090
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00091
)가 턴-오프 시에 권선비에 의한 전압 변환과 함께 흡수된 에너지를 2차 측으로 전달하여 정류 다이오드(700)를 통해 출력 필터부(800)로 보낸다. 센터-탭 트랜스포머(600)의 1차측 일단은 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00092
)와 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00093
) 사이의 노드에 연결되고, 타단은 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00094
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00095
) 사이의 노드에 연결되며, 센터-탭은 센터-탭 커패시터(500)의 일단에 연결된다. 센터-탭 트랜스포머(600)의 2차측 일단은 정류 다이오드(700)의 일단(Cathode)에 연결되고, 타단은 출력 필터부(800)의 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00096
)와 출력 부하저항(
Figure 112012012920641-pat00097
) 사이의 노드에 연결되어 있다.
정류 다이오드(700)는 센터-탭 트랜스포머(600)와 출력 필터부(800) 사이에연결되어 센터-탭 트랜스포머(600)로부터 오는 전류를 출력 필터부(800)로 반파 정류시킨다. 정류 다이오드(700)의 일단(Anode)은 센터-탭 트랜스포머(600)의 일단에, 타단(Cathode)은 출력 필터부(800)의 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00098
)와 출력 부하저항(
Figure 112012012920641-pat00099
) 사이의 노드에 연결되어 있다.
출력 필터부(800)는 병렬로 연결된 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00100
)와 출력 부하저항(
Figure 112012012920641-pat00101
)로 구성되며, 정류 다이오드(700)를 통해 오는 전류를 필터링하여 직류 출력 전압(
Figure 112012012920641-pat00102
)을 출력 부하 저항(
Figure 112012012920641-pat00103
)에 제공한다. 출력 필터부(800)의 일단은 정류 다이오드(700)의 일단(Cathode)에, 타단은 센터-탭 트랜스포머(600)의 일단에 연결되어 있다.
이하에서는 도 4 내지 도 15를 참조하여 상술한 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터를 그 동작 특성을 중심으로 상세히 설명한다.
도 4 내지 8 및 도 10 내지 도 13은 각각 정상 상태에서 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 동작 모드 1 내지 9의 상태도, 도 9는 도 8에 도시된 동작 모드 5의 등가회로도, 도 14의 (a) 및 (b)는 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 시비율(D)의 크기에 따른 전압 및 전류 동작 파형도들, 그리고, 도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 제 1 및 제 2 스위치 전압의 파형도이다.
설명에 앞서 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 각 동작 모드의 등가회로에서 센터-탭 커패시터(500)는 정상상태에서 입력 전압의 반에 해당하는 전압(
Figure 112012012920641-pat00104
)이 충전되어 있고 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00105
)의 출력 커패시턴스(
Figure 112012012920641-pat00106
)과 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00107
)의 출력 커패시턴스(
Figure 112012012920641-pat00108
)에 비해 매우 큰 용량을 가지고 있으므로 등가적으로 입력 전압 반에 해당하는 전압원(
Figure 112012012920641-pat00109
)으로 나타내었음을 밝혀둔다. 또한 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00110
)와 출력 부하저항(
Figure 112012012920641-pat00111
)로 구성된 출력 필터부(800)는 리플 전압을 무시할 수 있으므로 직류 출력 전압(
Figure 112012012920641-pat00112
)으로 등가적으로 나타내었음을 밝혀 둔다.
한편, 각 동작 모드는 다음의 1) 내지 6)의 가정하에 설명됨을 밝혀둔다.
1) 모든 스위칭 요소는 이상적이다.
2) 인덕터
Figure 112012012920641-pat00113
과
Figure 112012012920641-pat00114
는 동일하다(
Figure 112012012920641-pat00115
).
3) 커패시터
Figure 112012012920641-pat00116
과
Figure 112012012920641-pat00117
는 동일하다(
Figure 112012012920641-pat00118
).
4) 스위치 출력 커패시터는 동일하다(
Figure 112012012920641-pat00119
)
5) 출력 전압 리플은 무시될 수 있다.
6) 컨버터는 불연속 모드에서 동작한다.
본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 정상 상태 각 동작 모드 1 내지 9는 다음과 같다.
모드 1 (
Figure 112012012920641-pat00120
): 시간
Figure 112012012920641-pat00121
에서, 전력 컨버터의 시비율 D에 따라 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00122
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00123
)는 영(O) 전류에서 동시에 턴-온 된다. 센터-탭 트랜스포머(600, 도 3 참조)의 1차 측은 입력 전압에 의해 클램프된다. 제1 스위치 전류(
Figure 112012012920641-pat00124
)와 제2 스위치 전류(
Figure 112012012920641-pat00125
)는 인가된 입력 전압(
Figure 112012012920641-pat00126
)에 의해 센터-탭 트랜스포머(600)의 자화 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00127
)와 누설 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00128
)를 통해 선형적으로 증가한다. 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00129
)에 충전된 에너지는 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00130
)와 공진하면서 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00131
)를 통해 방전된다. 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00132
)에 충전된 에너지는 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00133
)와 공진하면서 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00134
)를 통해 방전된다.
Figure 112012012920641-pat00135
로 가정하면, 공진 인덕터 전류(iLs) 및 공진 커패시터 전압(Vcs)에 대한 방정식은 각각 다음 식(6-1) 및 (6-2)로 표현 된다
Figure 112012012920641-pat00136
(6-1)
Figure 112012012920641-pat00137
(6-2)
여기서,
Figure 112012012920641-pat00138
는 공진 각 주파수,
Figure 112012012920641-pat00139
는 특성 임피이던스이며, t=0에서 공진 커패시터 전압(Vcs(t0))는 다음 식 (7)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00140
(7)
여기서 fs는 스위칭 주파수이다.
한편, 피크 커패시터 전압 (
Figure 112012012920641-pat00141
)는 다음 식 (8)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00142
(8)
여기서, Zk는 모드 5 등가회로의 특성 임피이던스이고 Ip는 자화 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00143
)의 피크 전류로 다음 식 (9-1) 및 (9-2)와 같다
Figure 112012012920641-pat00144
(9-1)
Figure 112012012920641-pat00145
(9-2)
Figure 112012012920641-pat00146
에서, 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00147
)와 제4 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00148
)는 턴-오프되고,
Figure 112012012920641-pat00149
이며, 공진 커패시터 전압(Vcs(t1))는 다음 식 (10)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00150
(10)
반면에 제1 스위치 전류(
Figure 112012012920641-pat00151
) 및 제2 스위치 전류(
Figure 112012012920641-pat00152
)는 다음 식 (11)과 같이 센터-탭 트랜스포머 1차 전류와 공진 인덕터 전류로부터 유도될 수 있다.
Figure 112012012920641-pat00153
(11)
기존의 컨버터 전류에 비해 각 스위치 전류(is)는 공진 인덕터 전류만큼 증가한다.
모드 2 (
Figure 112012012920641-pat00154
): 이 모드에서 센터-탭 트랜스포머(600)의 자화 인덕턴스(
Figure 112012012920641-pat00155
)와 누설 인덕턴스(
Figure 112012012920641-pat00156
)는 입력 전압 (
Figure 112012012920641-pat00157
)에 의해 선형적으로 충전된다.
Figure 112012012920641-pat00158
에서, 트랜스포머 1차 피크 전류(Ip)는 상기 식 (9-2)에 의해 주어질 수 있다.
모드 3 (
Figure 112012012920641-pat00159
): 시비율 D에 따라,
Figure 112012012920641-pat00160
에서, 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00161
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00162
)는 영전압 소프트 스위칭으로 동시에 턴-오프된다. 센터-탭 트랜스포머의 자화 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00163
)에 흐르는 전류는 제1 스위치 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00164
) 와 제2 스위치 출력 커패시터 (
Figure 112012012920641-pat00165
)를 충전한다. 제1 스위치의 양단 전압(
Figure 112012012920641-pat00166
)과 제2 스위치 양단 전압(
Figure 112012012920641-pat00167
)은 센터-탭 커패시터 등가 전압(
Figure 112012012920641-pat00168
)에 의해 병렬로 연결되어 강제로 균등하게 된다. 능동 스위치 양단에 걸리는 전압(Vs(t))은 다음 식 (12)와 같다.
Figure 112012012920641-pat00169
(12)
한편,
Figure 112012012920641-pat00170
에서,
Figure 112012012920641-pat00171
=
Figure 112012012920641-pat00172
이다.
따라서, t3에서 능동 스위치 양단에 걸리는 전압(Vs(t3))은 다음 식(13)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00173
(13)
모드 4 (
Figure 112012012920641-pat00174
):
Figure 112012012920641-pat00175
에서, 제1 스위치 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00176
)와 제2 스위치 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00177
)는 환류 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00178
)가 도통하기 시작하는 전압까지 충전된다. 트랜스포머 자화 전류는 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00179
,
Figure 112012012920641-pat00180
)를 충전하기 위하여
Figure 112012012920641-pat00181
를 통해 흐르고, 동시에 병렬로 연결된 스위치 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00182
및
Figure 112012012920641-pat00183
)를 통해 흐른다. 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00184
)의 전압은
Figure 112012012920641-pat00185
에서
Figure 112012012920641-pat00186
으로 선형적으로 변한다.
Figure 112012012920641-pat00187
라 가정하면, 능동 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00188
)과
Figure 112012012920641-pat00189
의 충전 전압(
Figure 112012012920641-pat00190
)은 각각 다음 식 (14-1) 및 (14-2)와 같다.
Figure 112012012920641-pat00191
(14-1)
Figure 112012012920641-pat00192
. (14-2)
모드 5 (
Figure 112012012920641-pat00193
):
Figure 112012012920641-pat00194
에서,
Figure 112012012920641-pat00195
는
Figure 112012012920641-pat00196
와 같고, 출력 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00197
)는 도통하기 시작한다. 출력 다이오드 전류(
Figure 112012012920641-pat00198
)는 증가하기 시작하고 누설 인덕터 전류(
Figure 112012012920641-pat00199
)는 감소하기 시작한다. 도 9 모드 5의 등가회로에서, 누설 인덕터 전류(
Figure 112012012920641-pat00200
)와 스너버 커패시터 전압(
Figure 112012012920641-pat00201
) 방정식은 다음 식 (15-1) 및 (15-2)과 같이 각각 표현될 수 있다.
Figure 112012012920641-pat00202
(15-1)
Figure 112012012920641-pat00203
(15-2)
여기서
Figure 112012012920641-pat00204
이다.
Figure 112012012920641-pat00205
에서,
Figure 112012012920641-pat00206
는 0으로 떨어지고, 피크 커패시터 전압(Vp)은 상술한 식 (8)에 의해 주어진다
식 (4) 와 (9)를 식 (8)에 대입하면 다음 식 (16)이 얻어진다.
Figure 112012012920641-pat00207
(16)
제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00208
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00209
)의 최대 오프 상태 전압은 다음 식 (17)과 같다.
Figure 112012012920641-pat00210
(17)
최대 전압 스트레스는 적당한 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00211
)를 선택함으로써 원하는 범위 안에 제한할 수 있다.
모드 6 (
Figure 112012012920641-pat00212
):
Figure 112012012920641-pat00213
에서,
Figure 112012012920641-pat00214
는 0으로 떨어진다. 센터-탭 트랜스포머 1차 전압은 (
Figure 112012012920641-pat00215
)이다. 남아있는 자화 전류는 출력으로 흐른다. 피크 커패시터 전압(
Figure 112012012920641-pat00216
)이
Figure 112012012920641-pat00217
보다 클 때, 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00218
)와 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00219
)는 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00220
), 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00221
), 누설 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00222
), 1차측에 반영된 출력 전압(
Figure 112012012920641-pat00223
), 입력 전압(
Figure 112012012920641-pat00224
), 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00225
) 및 제4다이오드(
Figure 112012012920641-pat00226
)를 통해 방전한다.
식 (8)와 (9)로부터, 모드 6은
Figure 112012012920641-pat00227
조건을 만족할 때만 존재한다. 이 기간 동안에 초기 조건
Figure 112012012920641-pat00228
와
Figure 112012012920641-pat00229
을 사용하면, 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00230
)를 통해 흐르는 회생 전류(iLs)와 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00231
)의 전압은 다음 식 (18-1) 및 (18-2)와 같다.
Figure 112012012920641-pat00232
(18-1)
Figure 112012012920641-pat00233
(18-2)
여기서
Figure 112012012920641-pat00234
and
Figure 112012012920641-pat00235
이며,
Figure 112012012920641-pat00236
조건에 대해서는 모드 6은 발생하지 않는다.
모드 7 (
Figure 112012012920641-pat00237
):
Figure 112012012920641-pat00238
에서, 회생 전류는 0으로 떨어진다. 모드 7 동안에 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00239
)의 전압은 다음 식 (19)와 같이 주어진다.
Figure 112012012920641-pat00240
(19)
남아있는 모든 자화 전류는 출력으로 흐른다. 제1 스위치 양단 전압(Vs1)과 제2 스위치 양단 전압(Vs2)은 다음 식 (20)과 같이 주어진다.
Figure 112012012920641-pat00241
. (20)
모드 8 (
Figure 112012012920641-pat00242
):
Figure 112012012920641-pat00243
에서, 출력 다이오드 전류(
Figure 112012012920641-pat00244
)는 0으로 떨어진다. 제1 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00245
)과 제2 스너버 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00246
)는 제3 다이오드(
Figure 112012012920641-pat00247
), 제4다이오드(
Figure 112012012920641-pat00248
), 제1 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00249
), 제2 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00250
), 자화 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00251
), 누설 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00252
) 및 입력 전원(
Figure 112012012920641-pat00253
)로 구성되는 회생 루프를 통해 방전된다. 초기 조건
Figure 112012012920641-pat00254
을 사용하면, 스너버 인덕터 전류(
Figure 112012012920641-pat00255
)와 스너버 커패시터 전압(
Figure 112012012920641-pat00256
)은 다음식 (21-1) 및 (21-2)와 같이 주어진다.
Figure 112012012920641-pat00257
(21-1)
Figure 112012012920641-pat00258
(21-2)
여기서
Figure 112012012920641-pat00259
이고
Figure 112012012920641-pat00260
이다.
Figure 112012012920641-pat00261
에서, 스너버 커패시터의 전압(Vcs(t8))은 다음 식 (22)와 같이 주어진다.
Figure 112012012920641-pat00262
(22)
한편, 제1 및 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00263
)은 스너버 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00264
)와 스위치 출력 커패시터(
Figure 112012012920641-pat00265
) 사이의 공진으로 인해 오실레이션을 하면서 스너버 커패시터의 전압 (
Figure 112012012920641-pat00266
)을 따른다.
모드 9 (
Figure 112012012920641-pat00267
):
Figure 112012012920641-pat00268
에서, 스너버 인덕터 전류(
Figure 112012012920641-pat00269
)는 0으로 떨어진다. 스위치 양단 전압(
Figure 112012012920641-pat00270
)는 트랜스포머 인덕터(
Figure 112012012920641-pat00271
)와 스위치 출력 커패시턴스(
Figure 112012012920641-pat00272
)의 공진으로 인해
Figure 112012012920641-pat00273
주위에서 오실레이션 한다. 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00274
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00275
)는
Figure 112012012920641-pat00276
에서 동시에 턴-온 되어 다음 스위칭 사이클을 시작하게 된다.
본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터(500)를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터의 제1 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00277
)과 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00278
)의 전압 파형을 도 15에 나타내었다. 도 6의 모드 3 직전에 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00279
)와 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00280
)가 턴-오프 시간의 차이에 의해 제1 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00281
)과 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00282
)은 짧은 순간 전압 불균형이 발생할 수 있다. 이 때 두 스위치 모두 턴-오프 되는 모드 3 이후에 센터-탭 커패시터(500,
Figure 112012012920641-pat00283
)가 제1 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00284
)과 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00285
)를 병렬로 연결해 줌으로써 발생된 전압 불균형은 해소되고 균등화 된다. 두 스위치의 최대 전압은 도 8의 모드 5의 마지막 순간에 발생하므로, 이 경우 제1 스위치 최대 전압(
Figure 112012012920641-pat00286
)이 제2 스위치 최대 전압(
Figure 112012012920641-pat00287
)과 같게 되어 스위치의 전압 스트레스가 최소화되어 신뢰도가 향상됨을 확인할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터(500)를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터 비교하여 센터-탭 커패시터(500)를 가지지 않는 두 스위치 플라이백 컨버터의 경우를 도 16 내지 도 18을 참조하여 설명한다.
도 16은 도 3에 도시된 본 발명의 한 실시예에서 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 회로 구성도, 도 17은 제1스위치(
Figure 112012012920641-pat00288
)보다 제2스위치(
Figure 112012012920641-pat00289
)가 빨리 턴-오프될 때 도 5 및 도 6에 도시된 동작 모드 2 및 3에 대응되는 도 16에 도시된 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 동작 모드 상태도, 그리고, 도 18은 도 15에 대응되는 도 16에 도시된 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터의 제 1 및 제 2 스위치 전압의 파형도이다.
두 스위치 플라이백 컨버터는 동작 시 두 스위치(s1, s2)의 특성이 다르고, 두 스위치(s1, s2) 구동 회로의 파라미터가 다르기 때문에 이상적인 경우처럼 동시에 턴-온 및 턴-오프 되지 못한다. 특히, 두 스위치가 동시에 턴-오프 되지 않는다는 것은 두 스위치의 전압 분담 면에서 심각한 문제점을 발생시킨다.
도 17은 두 스위치(s1, s2)가 동시에 턴-오프 되지 못할 때 일시적으로 나타나는 등가회로이다. 도 17에서 알 수 있는 바와 같이 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터는 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00290
)은 턴-온 상태이고, 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00291
)는 턴-오프 상태이므로 제1 스위치 전압 (
Figure 112012012920641-pat00292
)은 0이고 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00293
)는 자화 전류에 의해 충전되어 상승하게 된다.
따라서, 제1 스위치 전압 (
Figure 112012012920641-pat00294
)과 제2 스위치 전압(
Figure 112012012920641-pat00295
)의 불균형이 일시적으로 발생한다. 이렇게 발생한 전압 불균형은 도 17에서와 같이
Figure 112012012920641-pat00296
와
Figure 112012012920641-pat00297
가 직렬로 연결되어 같은 전류가 흐르기 때문에 전혀 개선되지 않는다.
그러므로, 도 15에 도시된 본 발명과 달리 센터-탭 커패시터가 제거된 두 스위치 플라이백 컨버터는 도 18에 도시된 바와 같이 두 스위치(s1, s2)의 턴-오프 시간 차이에 의한 전압 불균형 파형이 나타나게 된다.
이 때 제1 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00298
)과 제2 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00299
)의 합은 다음 식 (23)의 관계가 성립된다.
Figure 112012012920641-pat00300
(23)
정상동작 상태에서
Figure 112012012920641-pat00301
는 일정한 값을 가지므로, 제1 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00302
)이 작아지면 제2 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00303
)이 커져 전압 스트레스가 상승하여 제2 스위치(
Figure 112012012920641-pat00304
)의 신뢰도가 감소한다. 반대로, 제1 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00305
)이 커지면 제2 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00306
) 스트레스는 감소하지만 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00307
)의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00308
) 상승으로 제1 스위치(
Figure 112012012920641-pat00309
)의 신뢰도가 감소하게 된다.
두 스위치(s1, s2)의 신뢰도 향상을 위해서는 제1 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00310
)과 제2 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00311
)은 균등한 것이 바람직한데 본원 발명의 한 실시예에 따른 센터-탭 커패시터(500)가 상술한 바와 같이 특정 동작 모드에서 제1 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00312
)과 제2 스위치의 최대 전압 (
Figure 112012012920641-pat00313
)을 상호 균등하게 하여 두 스위치(s1, s2)의 신뢰도를 향상시켜 줌을 알 수 있다.
이상과 같이 본 발명에 따른 센터-탭 커패시터(500)를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터에 의하면, 시비율이 50% 이상 구현이 가능할 뿐만 아니라, 트랜스포머(600)의 1차 측에서 본 출력 전압이 입력 전압보다 클 때도 자화 인덕터 에너지가 트랜스포머 2차 측으로 전달이 가능한 유리한 효과가 있다.
또한 센터-탭 커패시터(500,
Figure 112012012920641-pat00314
)가 두 스위치(s1, s2) 간의 턴-오프 시간 차이에 의해 두 스위치(s1, s2) 에 각각 걸리는 전압(Vs1, Vs2)의 불균형이 발생하는 경우 이를 강제적으로 균등하게 해 줌으로써 전압 스트레스를 최소화시켜 스위치의 동작 및 수명 신뢰도를 향상시킬 수 있는 유리한 효과가 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것이 아니고, 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또는 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
100 : 입력 전압부 200 : 제1 스위치 회생 스너버 회로부
300 : 제2 스위치 회생 스너버 회로부
400 : 환류 다이오드 500 : 센터-탭 커패시터
600 : 센터-탭 트랜스포머 700 : 정류 다이오드
800 : 출력 필터부

Claims (7)

  1. 입력 전압부,
    제1 스위치 및 제 2 스위치,
    센터-탭 트랜스포머,
    제3 다이오드, 제1 스너버 인덕터 및 제1 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제3 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 플러스 단자와 상기 제1 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제1 스너버 커패시터의 일단은 상기 제1 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 일단 사이에 연결되어 있는 제1 스위치 회생 스너버 회로부,
    제4 다이오드, 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터가 순차적으로 직렬 연결되어 공진 회로를 형성하며, 상기 제4 다이오드의 일단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자와 상기 센터-탭 커패시터 및 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있으며, 상기 제2 스너버 커패시터의 일단은 상기 제2 스위치의 타단과 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 타단 사이에 연결되어 있는 제2 스위치 회생 스너버 회로부,
    일단은 상기 제1 스너버 인덕터와 상기 제1 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있으며, 타단은 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터 사이에 연결되어 있는 환류 다이오드,
    일단은 상기 센터-탭 트랜스포머의 1차 측 센터-탭에 연결되어 있으며, 타단은 상기 입력 전압부의 마이너스 단자 및 상기 제4 다이오드와 상기 제2 스위치의 일단 사이에 연결되어 있는 센터-탭 커패시터, 그리고,
    상기 센터-탭 트랜스포머의 2차 측에 각각 연결되어 있는 정류 다이오드 및 출력 필터부
    를 포함하는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  2. 제1항에서,
    상기 센터-탭 커패시터는
    상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 교류적으로 병렬로 연결되도록 하여 상기 제1 스위치의 양단 전압과 상기 제2 스위치의 양단 전압을 균등하게 만드는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  3. 제1항에서,
    상기 제1 스위치 회생 스너버 회로부는
    상기 제1 스위치가 턴-오프 시 상기 센터-탭 트랜스포머에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 상기 환류 다이오드를 통해 상기 제1 스너버 커패시터에 흡수시켜 상기 제1 스위치의 턴-오프 전압을 제한하고 영 전압 스위칭이 가능하게 하며,
    상기 제1 스너버 커패시터에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 상기 제1 스위치가 턴-온일 때 상기 제3 다이오드, 상기 제1 스너버 인덕터 및 제1 스너버 커패시터로 형성되는 공진 회로를 통해 상기 제1 스너버 커패시터의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 상기 제1 스위치가 턴-오프 될 때 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 센터-탭 커패시터의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생되게 하는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  4. 제3항에서,
    상기 제2 스위치 회생 스너버 회로부는
    상기 제2 스위치가 턴-오프 시 상기 센터-탭 트랜스포머에 존재하는 기생 인덕터에 의한 전압 스파이크 에너지를 상기 환류 다이오드를 통해 상기 제2 스너버 커패시터에 흡수시켜 상기 제2 스위치의 턴-오프 전압을 제한하고 영 전압 스위칭이 가능하게 하며,
    상기 제2 스너버 커패시터에 흡수된 기생 인덕터 에너지는 상기 제2 스위치가 턴-온일 때 상기 제4 다이오드, 제2 스너버 인덕터 및 제2 스너버 커패시터로 형성되는 공진 회로를 통해 상기 제2 스너버 커패시터의 전압의 극성을 반전시키고, 다시 상기 제2 스위치가 턴-오프 될 때 영 전압 스위칭이 가능하게 하며, 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 축적된 에너지가 많을 경우 출력이나 입력 전원으로 에너지가 회생되게 하는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  5. 제 4항에서,
    상기 환류 다이오드는
    상기 제1 스위치 및 제2 스위치가 턴-온 시 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 형성되는 전류가 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 제1 스너버 커패시터와 상기 제2 스너버 커패시터로 흘러가는 통로를 제공하여 상기 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 저장된 에너지가 상기 제1 스너버 커패시터와 상기 제2 스너버 커패시터에 흡수되도록 하는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  6. 제 5항에서,
    상기 센터-탭 트랜스포머는
    상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-온 시에 상기 센터-탭 트랜스포머의 기생 인덕터에 에너지를 흡수하며, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 턴-오프 시에 권선비에 의한 전압 변환과 함께 흡수된 에너지를 2차 측으로 전달하여 상기 정류 다이오드를 통해 출력 필터부로 보내는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
  7. 제 6항에서,
    상기 정류 다이오드는 상기 센터-탭 트랜스포머로부터 오는 전류를 상기 출력 필터부로 반파 정류시키며,
    상기 출력 필터부는 상기 정류 다이오드를 통해 오는 전류를 필터링하여 직류 출력 전압을 출력 부하 저항에 제공하는
    센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터.
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