JPH0678535A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH0678535A JPH0678535A JP4247413A JP24741392A JPH0678535A JP H0678535 A JPH0678535 A JP H0678535A JP 4247413 A JP4247413 A JP 4247413A JP 24741392 A JP24741392 A JP 24741392A JP H0678535 A JPH0678535 A JP H0678535A
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Abstract
約化し、かつ交流入力電流の波形を正弦化すること。 【構成】 交流電源の電圧eacを受け、これを整流して
直流電源とし、この直流電源の出力を一旦インバータス
イッチINVによって交流電圧に変換し、この交流電圧
をトランスTによって入,出力間を絶縁するとともに変
圧し、この出力を整流回路によって再度直流電圧に変換
する装置において、前記装置からの再度の直流電圧をリ
アクタLdcとチョッパスイッチQ5 よりなる直列回路に
入力するとともに、チョッパスイッチQ5 と並列にダイ
オードD2 とコンデンサCdcの直列回路を設け、前記コ
ンデンサの直流電圧を装置の出力とする直流電源装置。
Description
した直流電圧に変換する直流電源装置に関する。
ス,平滑フィルタ等からなるDC−DCコンバータは、
商用周波数で使われるトランス,リアクタ等からなる電
源に較べて大幅に小形,軽量になることから直流電源装
置として普及してきた。このDC−DCコンバータは商
用電力を直流電力に変換する整流装置としても使われ、
装置の小形化,軽量化に寄与している。商用交流電源か
ら受電して使うこれらの電源には新たな機能を付加する
ことが求められている。すなわち、商用電力系統の高調
波電流公害を抑制するために電源の交流入力電流の波形
を正弦波化することが求められている。図8は従来から
使われているDC−DCコンバータを使った整流電源装
置の1例である。eacは交流電源で一般に商用電源が使
われる。SW1 ,SW2 は機械的なスイッチである。S
W2 を開いた状態でSW1 を閉じると交流電源eacの電
圧が整流回路RD1 で整流されて抵抗RS,リアクタL
in,ダイオードD1 を介して電解コンデンサCinを充電
する。電解コンデンサCinに流れる初期充電突入電流は
抵抗RSによって制限される。電解コンデンサCinの充
電が終了した後、スイッチSW2 を閉じ、以後は整流さ
れた電流はスイッチSW2 を流れる。半導体スイッチQ
1 〜Q4 (以下、インバータスイッチという)をブリッ
ジ回路に組んだインバータINVは電解コンデンサCin
の電圧を高周波交流電圧に変換し、さらにトランスTに
よって入力とは絶縁した交流電圧とし、整流回路RD2
で整流し、リアクタLdc,コンデンサCdcからなる平滑
フィルタで平滑して出力電圧VAとして負荷RLに加え
られる。リアクタLin,半導体スイッチQc (以下、チ
ョッパスイッチという),ダイオードD1 およびコンデ
ンサCinで昇圧チョッパ回路を構成している。チョッパ
スイッチQc は高周波のスイッチングをさせ、かつ、オ
ン時間とオフ時間の比率を変えて入力電圧の昇圧比を制
御する。チョッパが昇圧機能をもつので入力の交流電源
eacを整流した電圧がコンデンサCinの電圧より低くて
も電流を流せる。入力電流iacの波形を正弦波になるよ
うに制御し、かつ、電流iacと電圧eacの位相差をゼロ
に制御すると、入力力率が1となり、電流の成分は基本
波のみで高調波成分は含まれなくなる。チョッパ回路の
出力は電解コンデンサCinによって平滑された直流電圧
になるのでチョッパ回路とインバータINVのスイッチ
ング周波数はそれぞれ任意に決められる。リアクタLin
を交流回路、例えばPに移してもチョッパとしての機能
は同様であり、これも使われている。
は、大容量の電解コンデンサCinとCdcの2組必要と
し、また、チョッパ用リアクタLinと平滑用リアクタL
dcの2組の大きなリアクタを必要とし、装置の小形化の
制約となる。電解コンデンサCinとして大容量の電解コ
ンデンサが使われるため、スイッチSW1 を閉じた始動
時に流れるコンデンサの充電突入電流が極めて大きくな
る。従って、この突入電流を抑制するための抵抗RSと
充電後にこれを短絡するスイッチSW2 を備える必要が
ある。スイッチSW2 を閉じるための制御回路も必要と
なる。チョッパスイッチQc ,インバータスイッチQ1
〜Q4 ともに高周波スイッチング動作をさせるので2重
の電力損失を発生し、装置として効率が低下する。これ
はエネルギーを無駄にするだけでなくスイッチの冷却の
ための放熱フィンが大きくなり装置を大形化する。ま
た、回路が複雑になり信頼性低下やコストアップをまね
く欠点を伴っている。本発明は上記の欠点を改善するた
めに提案されたもので、直流電源装置の電力変換系の回
路構成を簡素化して装置の入力の特性改善,信頼性の向
上をはかり、また、効率向上や装置の小形・軽量化,コ
ストダウンをはかることを目的とする。
め、本発明は交流電源の電力を受け、これを整流して直
流電源とし、この直流電源の出力を一旦インバータスイ
ッチによって交流電圧に変換し、この交流電圧をトラン
スによって入,出力間を絶縁するとともに変圧し、この
出力を整流回路によって再度直流電圧に変換する装置に
おいて、前記装置からの再度の直流電圧をリアクタとチ
ョッパスイッチよりなる直列回路に入力するとともに、
前記チョッパスイッチと並列にダイオードとコンデンサ
の直列回路を設け、前記コンデンサの直流電圧を装置の
出力とすることを特徴とする直流電源装置を発明の要旨
とするものである。さらに、本発明は交流電源の電力を
受け、これを整流して直流電源とし、この直流電源の出
力を一旦インバータスイッチによって交流電圧に変換
し、この交流電圧をトランスによって入,出力間を絶縁
するとともに変圧し、この出力を整流回路によって再度
直流電圧に変換する装置において、前記再度の直流電圧
を第1のリアクタとコンデンサよりなる平滑フィルタを
通して装置の出力とし、かつ前記の再度の直流電圧を第
2のリアクタとチョッパスイッチの直列回路に加え、前
記チョッパスイッチの電圧をダイオードを通して前記コ
ンデンサに加えることを特徴とする直流電源装置を発明
の要旨とするものである。
設けることによって、装置全体の構成を簡略化するとと
もに、交流入力電流波形を正弦化することが出来る。
は本発明の第1の実施例である。この構成を簡単に説明
すれば、整流回路とインバータ,トランス,整流回路よ
りなるDC−DCコンバータとチョッパ回路から構成さ
れている。しかして本発明は、図8の従来例における入
力力率改善を目的として設けたチョッパの機能を、本発
明ではインバータINV以降に設けることによって構成
を簡素化している。eacは直流電源装置の入力として使
う交流電源である。リアクタL1 とコンデンサC1 はイ
ンバータスイッチのスイッチング動作に伴って生じる高
周波ノイズが交流電源側に出るのを抑制する高周波フィ
ルタである。コンデンサC1 は図8の大容量電解コンデ
ンサCinに比べ十分に小さい容量をもつ。また、リアク
タLinも図8のチョッパ用リアクタLinに比べて小さく
てよい。従って、コンデンサC1 の充電電流は小さく、
図8の従来例で必要とした初期充電突入電流抑制用の抵
抗RSおよびこれを後に短絡するスイッチSW2 は設け
ないでよい。容量の小さいコンデンサC1 の電圧edcの
波形は交流電源eacの電圧を全波整流した波形に近い。
インバータスイッチQ1 〜Q4 で高周波インバータIN
Vを構成している。インバータスイッチとしてはバイポ
ーラトランジスタ,パワーMOSFET,IGBT(In
sulated Gate Bipolar Transistor )などが使われる。
インバータスイッチの対Q1 ,Q4 およびQ2 ,Q3 を
交互にオン・オフさせるとコンデンサC1 の電圧edcが
交互にトランスTの1次巻線n1 にかかる。つまり、ト
ランスTに交流電圧が印加される。RD2 は無制御の整
流回路でそれぞれトランスTの巻線n2 に誘起した高周
波交流電圧を直流に変換する。リアクタLdc1 とコンデ
ンサCdcからなる平滑フィルタで平滑し、負荷RLに与
える直流出力VAとする。これらインバータINV,ト
ランスT,整流回路RD2 ,平滑フィルタでいわゆるD
C−DCコンバータを構成している。
において、リアクタLdc1 ,チョッパスイッチQ5 ,ダ
イオードD2 およびコンデンサCdcで昇圧チョッパ回路
を構成している。半導体スイッチQ5 をオンさせるとリ
アクタLdc1 に整流回路RD2 の電圧edc×n2 /n1
が図の極性でかかり、チョッパスイッチQ5 およびリア
クタLdc1 に流れる電流が増加する。チョッパスイッチ
Q5 をオフさせるとリアクタLdc1 に流れていた電流は
整流回路D2 を通ってコンデンサCdcに流れる。このと
きのLdc1 の電圧は図とは逆の極性になっているので整
流回路出力の電圧にLdc1 の電圧が重畳してより高い電
圧になる。このチョッパスイッチQ5 のオン・オフ動作
を繰り返して昇圧チョッパの機能を働かせる。チョッパ
スイッチQ5 のオンとオフの1サイクルの期間のうちオ
ンとなっている期間の割合を高くすると昇圧する機能が
高まる。コンデンサCdcの初期突入充電電流は、インバ
ータスイッチのオン・オフ比の制御によって過電流が流
れるのを抑制する。CONT1はインバータINVを構
成するインバータスイッチQ1 〜Q4 のオン,オフのス
イッチング動作を制御する制御装置である。CONT1
は交流入力電流iacの波形が正弦波になるように、また
直流電圧VAが一定になるような制御信号を発生させて
インバータスイッチQ1 〜Q4 に与える。
5 を使用しない状態を説明する波形の例である。交流電
源eacの電圧の波形は正弦波である。これを整流回路R
D1で整流した出力電圧波形はedcとなる。高周波フィ
ルタを構成するL1 ,C1 は小さいので、C1 の電圧e
dcの波形はほぼeacの全波整流波形に等しくなる。な
お、リアクタL1 は交流入力のP点(図1)に移しても
等価の動作をする。直流電圧VA(平滑コンデンサCdc
の電圧)は一定のレベルを確保するように制御されてい
る。トランスTの巻線n1 とn2 の巻線数比は一定であ
るため電圧edcのレベルが低すぎるとインバータINV
の出力電圧を整流した電圧がVAより低くなり、従って
電流idcが流れずゼロレベルにとどまる期間を生じる。
この期間tはedc<VA×n1 /n2 の関係を満たす期
間にほぼ等しい。従って、交流入力電流iacは間欠的な
電流波形となり低次の高調波電流成分を含むことにな
り、入力力率も低下させてしまう。交流入力電流iacが
間欠せずに流れるようにするには電源電圧波形eacのレ
ベルが低い時にも平滑リアクタLdc1 を通電状態に維持
することが必要である。昇圧チョッパを使って、整流器
RD2 の出力電圧がコンデンサCdcの電圧より低いレベ
ルにある期間でもリアクタLdc1 の電流を強制的に流す
ようにする。
させたときの各部の波形である。図2における電流がゼ
ロとなるtの期間がなくなりiacが正弦波状に補正され
ている。インバータスイッチとチョッパスイッチの両方
を同時にフィードバック制御すると制御が不安定になり
がちである。この対策として、インバータスイッチのス
イッチング動作は無制御(最大パルス幅で固定)でおこ
なわせ、チョッパスイッチのみをフィードバック制御し
て交流入力電流を制御させる方法をとると装置の動作は
安定になる。
の実施例が第1の実施例と異なる点はリアクタを第1リ
アクタLdc1 と第2リアクタLdc2 と2つ設けた点であ
る。リアクタLdc1 の1端は整流回路RD2 に、他端は
負荷RLに接続し、リアクタLdc2 の1端は整流回路R
D2 に、他端はダイオードD2 とチョッパスイッチQ5
に接続してある。図1の実施例ではチョッパスイッチQ
5 に流れる電流はリアクタL1 と同じで大きい。これに
対して図4の実施例では、主たる電流をリアクタLdc1
に流し、電流波形補正用に使うチョッパのリアクタL
dc2 ,スイッチQ5 に流れる電流を小さく抑える。図1
の実施例に対して、リアクタLdc2 ,チョッパスイッチ
Q5 ,ダイオードD2 およびコンデンサCdcで昇圧チョ
ッパ回路を構成している。チョッパスイッチQ5 を停止
した状態では、例えば、Ldc1 −5×Ldc2 とすればL
dc2 に流れる電流はLdc1 の1/6と小さくなる。L
dc1 の電流が小さいかゼロレベルにある期間にチョッパ
スイッチQ5 をオン・オフ動作させることによってリア
クタLdc2 に電流を連続的に流す。従ってLdc1 の電流
がゼロになってもLdc2 の電流が流れるので交流入力電
流iacは正弦波状に補正される。
スイッチQ5 をオンさせるとリアクタLdc2 に整流回路
RD2 の電圧edc×n2 /n1 が図の極性でかかり、チ
ョッパスイッチQ5 およびLdc2 に流れる電流が増加す
る。チョッパスイッチQ5 をオフさせるとLdc2 に流れ
ていた電流はダイオードD2 を通ってコンデンサCdcに
流れる。このときのLdc2 の電圧は図とは逆の極性にな
っているので整流回路出力の電圧にLdc2 の電圧が重畳
してより高い電圧になる。このチョッパスイッチQ5 を
連続的にオン・オフ動作させて昇圧チョッパ機能を働か
せる。チョッパスイッチQ5 のオンとオフの1サイクル
の期間のうちオンとなっている期間の割合を高くすると
昇圧する機能が高まる。コンデンサC1 のレベルが十分
に高くなっている期間にはチョッパスイッチQ5 はオフ
させてチョッパとしての機能を停止させ、交流入力電流
iacの波形は専らインバータスイッチQ1 〜Q4 でおこ
なう。これによってチョッパスイッチQ5 の無駄なスイ
ッチング損失の発生を抑えられる。チョッパの昇圧機能
を有効に使うには、インバータスイッチがオンしてトラ
ンスTに電圧が印加されている期間に、チョッパスイッ
チQ5 がオン・オフのスイッチング動作をすることが望
ましい。これはインバータスイッチQ1 〜Q4 のスイッ
チング動作にチョッパスイッチQ5 のスイッチング動作
を同期させることによって達せられる。さらに、インバ
ータスイッチQ1 〜Q4 のオンになっている期間を最大
とし、つまり、最大パルス幅のままで無制御で使う事が
望ましい。
ものが数多くあり、これらを本発明にアレンジすること
ができる。図1,4のDC−DCコンバータ部を構成し
ているのはいわゆるブリッジ・インバータを使ったコン
バータであるがこれを図5のようにハーフブリッジ・イ
ンバータに置き換えても同様な効果をあげられる。
1,2のブロック構成例である。図7(a)〜(l)は
図6の動作を説明するための波形例である。定電圧制御
すべき直流出力電圧VAをフィードバックしてこれを一
定に制御する。誤差増幅器1は直流基準電圧源の信号電
圧と直流出力電圧VAとを比較してその誤差に対応した
信号aを出力する。交流電源eacを入力して全波整流し
て得た信号edcを交流入力電流制御の正弦波基準信号と
して使う。(このedcはコンデンサC1 の電圧をフィー
ドバックしても等価である。)また、交流入力電流のi
acをフィードバックしこれを整流した電流波形iRFを制
御の対象とする。基準信号edcと信号aを乗算器に入力
して、振幅が誤差増幅器1の出力aによってきまる正弦
波電流波形信号bを得る。誤差増幅器2は交流入力電流
信号iRFを乗算器の出力bと比較して誤差に対応した信
号cを出力する。高周波三角波発生器は高周波の三角波
信号dを発生させる。コンパレータ1は信号cとdとを
比較して信号cが信号dよりレベルが高い期間に信号e
を出力する。フリップフロップは信号dのピークで反転
動作をして2つの信号f1,f2を発生させる。一方、
信号edcと直流出力電圧信号VAとをコンパレータ2に
加えVAがedcよりレベルが高い期間に信号iを出力す
る。信号iのNOTをとり、これを信号hとする。信号
eとhとのANDをとりこれを信号jとする。信号jと
iのORをとりこれを信号kとする。アンド回路AND
1は信号kと信号f1を入力して信号g1を出力する。
またアンド回路AND2は信号kと信号f2を入力して
信号g2を出力する。コンパレータ2の信号lがでてい
ない期間、つまりedcがVAより高い期間には信号g3
の出力をゼロとし、つまりチョッパスイッチQ5 を停止
させておき、電流波形の制御は専ら信号g1,g2によ
りインバータスイッチQ1 〜Q4 のスイッチング動作に
よっておこなう。一方、信号lがでている期間、つまり
edcがVAより低い期間には信号g3によってチョッパ
動作をおこなわせ、昇圧機能を働かせる。この期間はO
R回路の出力信号kは連続しているので信号jはマスク
された状態にあり、従って出力信号g1,g2にはそれ
ぞれフリップフロップの出力信号f1,f2が現れる。
この信号f1,f2は無制御(パルス幅が一定)の交互
にオン・オフする信号でありインバータINVの出力電
圧は最大パルス幅となる。図1,4のインバータスイッ
チ対Q1 ,Q4 およびQ2 ,Q3 にはこの信号g1,g
2をそれぞれ与える。図5のインバータスイッチQ1 ,
Q2 にはそれぞれg1,g2を与える。信号eとhとを
アンド回路AND3に入力して信号g3を出力する。こ
の信号g3をチョッパスイッチQ5 に与える。チョッパ
用信号g3はコンパレータ1の出力信号eを使うことに
よりインバータ用信号g1,g2と同期して発生する。
本発明のめざす機能は、交流電源からの入力電流iacの
波形を正弦波化することである。このため、図1,2の
実施例では交流電流iacそのものをセンシングしてフィ
ードバックしている。この電流iacは全波整流した上で
信号を使うので、結果としては図1,2の点X1 ,
X2 ,Y1 ,Y2 のいずれかに流れる電流をセンシング
した信号でも同様な情報は得られる。しかし、交流電流
iacあるいは点X1 ,X2 の電流にはインバータINV
に流れる電流の他にリアクタL1 ,コンデンサC1 との
共振による振動電流が重畳されることになり、電流制御
系が不安定になりがちである。これに対して、点Y1 あ
るいはY2 で流れる電流をセンシングするとL1 ,C1
の振動電流成分が含まれないのでフィードバック制御が
安定に行われる。
交流入力電流波形を正弦波化する機能、定電圧の直流電
圧に変換する機能および出力の直流電圧を入力から絶縁
する機能を満たし、その後段に接続したチョッパを置い
て交流入力電流iacの波形を正弦波になるように補正し
ている。チョッパ回路を後段に移すことによって装置の
構成が簡素化される。すなわち、DC−DCコンバータ
の入力側に容量の大きい電解コンデンサを置く必要がな
く、従って始動時の突入電流抑止用限流抵抗やこの短絡
スイッチを必要としないので装置の信頼性は高くなり、
コストも低くなり、また小形・軽量化される。また、チ
ョッパのスイッチング動作を連続的に行わないで、入力
の交流電源周波数の半サイクルの中で電圧レベルの高い
期間には停止させるようにすると、停止した期間にはス
イッチング損失の発生がなくなるので装置の効率が高く
なる。本発明で構成した直流電源を整流電源装置に適用
するとその効果は大きい。またインバータと共にUPS
(交流無停電電源)を構成しても効果は大きい。
い状態の各部の波形を示す。
ときの各部の波形を示す。
部の波形図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 交流電源の電力を受け、これを整流して
直流電源とし、この直流電源の出力を一旦インバータス
イッチによって交流電圧に変換し、この交流電圧をトラ
ンスによって入,出力間を絶縁するとともに変圧し、こ
の出力を整流回路によって再度直流電圧に変換する装置
において、前記装置からの再度の直流電圧をリアクタと
チョッパスイッチよりなる直列回路に入力するととも
に、前記チョッパスイッチと並列にダイオードとコンデ
ンサの直列回路を設け、前記コンデンサの直流電圧を装
置の出力とすることを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項2】 交流電源の電力を受け、これを整流して
直流電源とし、この直流電源の出力を一旦インバータス
イッチによって交流電圧に変換し、この交流電圧をトラ
ンスによって入,出力間を絶縁するとともに変圧し、こ
の出力を整流回路によって再度直流電圧に変換する装置
において、前記再度の直流電圧を第1のリアクタとコン
デンサよりなる平滑フィルタを通して装置の出力とし、
かつ前記の再度の直流電圧を第2のリアクタとチョッパ
スイッチの直列回路に加え、前記チョッパスイッチの電
圧をダイオードを通して前記コンデンサに加えることを
特徴とする直流電源装置。 - 【請求項3】 交流入力電流の波形制御のため、インバ
ータ2次側の平滑フィルタ用リアクタの電流を制御対象
としたことを特徴とする請求項1または2記載の直流電
源装置。 - 【請求項4】 インバータスイッチを最大パルス幅の状
態でスイッチング動作させ、チョッパスイッチをフィー
ドバック制御してスイッチングさせることを特徴とする
請求項1記載の直流電源装置。 - 【請求項5】 交流電源の半サイクルの期間のうち、一
部の期間はインバータスイッチを最大パルス幅でスイッ
チングさせ、かつチョッパスイッチをフィードバック制
御してスイッチングさせ、残りの期間はインバータスイ
ッチをフィードバック制御してスイッチングさせ、かつ
チョッパスイッチは停止させておくことを特徴とする請
求項1または2記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4247413A JP2514885B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4247413A JP2514885B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 直流電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0678535A true JPH0678535A (ja) | 1994-03-18 |
JP2514885B2 JP2514885B2 (ja) | 1996-07-10 |
Family
ID=17163068
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4247413A Expired - Lifetime JP2514885B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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Publication number | Publication date |
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JP2514885B2 (ja) | 1996-07-10 |
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