JPH05168252A - 定周波共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
定周波共振型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH05168252A JPH05168252A JP3350237A JP35023791A JPH05168252A JP H05168252 A JPH05168252 A JP H05168252A JP 3350237 A JP3350237 A JP 3350237A JP 35023791 A JP35023791 A JP 35023791A JP H05168252 A JPH05168252 A JP H05168252A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- parallel
- series
- voltage
- converter
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 全ブリッジインバータの出力に直列支路と並
列支路からなる共振回路を設けることにより、負荷の大
小に関わらず、ほぼサイン波形の出力電圧波形、及び遅
れ力率のサイン波に近い電流波形を得る。 【構成】本発明の定周波数共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
は、少なくとも４つのスイッチ素子、スイッチ素子の各
々に並列に接続されたダイオード及びスイッチ素子の各
々に並列に接続されたスナバコンデンサを有する全ブリ
ッジインバータと、直列インダクタ又は直列インダクタ
と直列コンデンサとの直列回路を有する直列支路並びに
並列コンデンサと並列インダクタとの並列回路を有する
並列支路を有する共振回路と、トランスと、整流回路
と、制御回路とから構成される。
列支路からなる共振回路を設けることにより、負荷の大
小に関わらず、ほぼサイン波形の出力電圧波形、及び遅
れ力率のサイン波に近い電流波形を得る。 【構成】本発明の定周波数共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
は、少なくとも４つのスイッチ素子、スイッチ素子の各
々に並列に接続されたダイオード及びスイッチ素子の各
々に並列に接続されたスナバコンデンサを有する全ブリ
ッジインバータと、直列インダクタ又は直列インダクタ
と直列コンデンサとの直列回路を有する直列支路並びに
並列コンデンサと並列インダクタとの並列回路を有する
並列支路を有する共振回路と、トランスと、整流回路
と、制御回路とから構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は定周波共振型ＤＣ／ＤＣ
コンバータに関するものであり、より詳細にはパルス幅
変調（ＰＷＭ）共振モード型の定周波数及び高周波動作
のＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
コンバータに関するものであり、より詳細にはパルス幅
変調（ＰＷＭ）共振モード型の定周波数及び高周波動作
のＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ファイバ通信のような多くの進んだ通信
システムにおいては、低電圧・高電流の高性能なＤＣ／
ＤＣコンバータが必要とされる。このような電力コンバ
ータに対しては（ａ）高効率、（ｂ）高電力密度、
（ｃ）高信頼性、（ｄ）高速な動的応答、（ｅ）低容積
密度、（ｆ）低ＥＭＩ（伝導及び放射の双方）、（ｇ）
低リップルのＤＣ電圧出力、（ｈ）定周波数動作、が基
本的に要求される。このようなコンバータの特性はシス
テム全体の効率に大きく影響する。従って、将来はこの
ようなコンバータが使用されるものと考えられる。
システムにおいては、低電圧・高電流の高性能なＤＣ／
ＤＣコンバータが必要とされる。このような電力コンバ
ータに対しては（ａ）高効率、（ｂ）高電力密度、
（ｃ）高信頼性、（ｄ）高速な動的応答、（ｅ）低容積
密度、（ｆ）低ＥＭＩ（伝導及び放射の双方）、（ｇ）
低リップルのＤＣ電圧出力、（ｈ）定周波数動作、が基
本的に要求される。このようなコンバータの特性はシス
テム全体の効率に大きく影響する。従って、将来はこの
ようなコンバータが使用されるものと考えられる。
【０００３】ＩＥＥＥ、トランザクション、パワーエレ
クトロニクス、Ｖｏｌ．３、Ｎｏ．２、１９８８年４
月、１７４ー１８２頁に掲載された「半ブリッジコンバ
ータトポロジの比較について」において、Ｒ．Ｓｔｅｉ
ｇｅｒｗａｌｄが半ブリッジ共振コンバータに関する種
々のトポロジの研究及び比較を行っている。
クトロニクス、Ｖｏｌ．３、Ｎｏ．２、１９８８年４
月、１７４ー１８２頁に掲載された「半ブリッジコンバ
ータトポロジの比較について」において、Ｒ．Ｓｔｅｉ
ｇｅｒｗａｌｄが半ブリッジ共振コンバータに関する種
々のトポロジの研究及び比較を行っている。
【０００４】ＩＥＥＥ、工業応用学会会議録、１９８９
年１０月、１１０６ー１１１４頁に掲載された本願発明
者の論文「宇宙で使用するパルス幅変調共振モード型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの比較実験」に全ブリッジコンバー
タが開示されている。
年１０月、１１０６ー１１１４頁に掲載された本願発明
者の論文「宇宙で使用するパルス幅変調共振モード型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの比較実験」に全ブリッジコンバー
タが開示されている。
【０００５】さらに、ＩＥＥＥ、工業応用学会会議録、
１９８９年１０月、１１１５ー１１２１頁にはＡ．Ｋ．
Ｓ．Ｂｈａｔの論文「固定周波数ＰＷＭ直並列共振コン
バータ」にＰＷＭ直並列共振コンバータの研究が発表さ
れている。
１９８９年１０月、１１１５ー１１２１頁にはＡ．Ｋ．
Ｓ．Ｂｈａｔの論文「固定周波数ＰＷＭ直並列共振コン
バータ」にＰＷＭ直並列共振コンバータの研究が発表さ
れている。
【０００６】１９８９年８月１５日発行の米国特許第
４，８５７，８２２にＴａｂｉｓｚ他によって零電圧ス
イッチ多周波共振コンバータが記載され、その中で多周
波共振スイッチが３つの異なる共振回路を構成し、高周
波において優れた性能を有することが開示されている。
４，８５７，８２２にＴａｂｉｓｚ他によって零電圧ス
イッチ多周波共振コンバータが記載され、その中で多周
波共振スイッチが３つの異なる共振回路を構成し、高周
波において優れた性能を有することが開示されている。
【０００７】一方、１９８９年５月２３日発行の米国特
許第４，８３３，５８４にＤｉｖａｎによって高周波疑
似共振電流モード静的電力コンバータが記載され、その
中で動作周波数を変化させることによって出力電圧を制
御できることが開示されている。しかしながら、このコ
ンバータは、周波数ロッッキング／同期が必要な所には
適用が困難である。
許第４，８３３，５８４にＤｉｖａｎによって高周波疑
似共振電流モード静的電力コンバータが記載され、その
中で動作周波数を変化させることによって出力電圧を制
御できることが開示されている。しかしながら、このコ
ンバータは、周波数ロッッキング／同期が必要な所には
適用が困難である。
【０００８】上記の文献においては、並列共振及び直並
列共振回路は並列共振要素としての並列コンデンサのみ
を有する。
列共振回路は並列共振要素としての並列コンデンサのみ
を有する。
【０００９】多くの共振モードＤＣ／ＤＣコンバータト
ポロジが文献に開示されている。しかしながら、例え
ば、前記の文献に記載されたような直並列共振コンバー
タのほとんどは低電圧・高電流の直列出力に適したもの
である。
ポロジが文献に開示されている。しかしながら、例え
ば、前記の文献に記載されたような直並列共振コンバー
タのほとんどは低電圧・高電流の直列出力に適したもの
である。
【００１０】図４は周知のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を
図示したものである。図において、直流電圧電源２は全
ブリッジインバータ４に電力を供給し、その出力電圧Ｖ
s、出力電流Ｉsは共振回路６に供給される。共振回路６
は直列共振支路８と並列共振支路１０とから構成され
る。トランス１２の一次巻線は共振回路６に接続され
る。トランス１２の二次巻線は全波整流回路１４に接続
され、全波整流回路１４の出力は負荷１６に供給され
る。
図示したものである。図において、直流電圧電源２は全
ブリッジインバータ４に電力を供給し、その出力電圧Ｖ
s、出力電流Ｉsは共振回路６に供給される。共振回路６
は直列共振支路８と並列共振支路１０とから構成され
る。トランス１２の一次巻線は共振回路６に接続され
る。トランス１２の二次巻線は全波整流回路１４に接続
され、全波整流回路１４の出力は負荷１６に供給され
る。
【００１１】全ブリッジインバータは、Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3
及びＳ4のようなＦＥＴスイッチイング素子及び並列又
は逆並列ダイオードを有することはよく知られている。
全波整流回路１４は整流ダイオード（ＤR1、ＤR2）とイ
ンダクタＬ0、コンデンサＣ0からなるフィルタを含んで
いる。
及びＳ4のようなＦＥＴスイッチイング素子及び並列又
は逆並列ダイオードを有することはよく知られている。
全波整流回路１４は整流ダイオード（ＤR1、ＤR2）とイ
ンダクタＬ0、コンデンサＣ0からなるフィルタを含んで
いる。
【００１２】図４の回路において、コンバータの出力電
圧は、（ａ）一定パルス幅の共振周波数でコンバータの
スイッチイング周波数を変化させるか、（ｂ）スイッチ
イング周波数を一定にしてコンバータのパルス幅を変化
させるかのいずれかによって制御できる。２つの間にお
いて、特に、周波数ロッキングを要求するシステムにお
いては、一定周波数スイッチイングによるＰＷＭの方が
周波数を変化させる方法よりもよりよく動作する。
圧は、（ａ）一定パルス幅の共振周波数でコンバータの
スイッチイング周波数を変化させるか、（ｂ）スイッチ
イング周波数を一定にしてコンバータのパルス幅を変化
させるかのいずれかによって制御できる。２つの間にお
いて、特に、周波数ロッキングを要求するシステムにお
いては、一定周波数スイッチイングによるＰＷＭの方が
周波数を変化させる方法よりもよりよく動作する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＰＷＭ
はまた以下のような欠点がある。 （１）高域動作周波数において、スイッチＳ1とＳ4又は
Ｓ2とＳ3でターンオンロス及びスイッチＳ2とＳ3又はＳ
1とＳ4でターンオフロスが生じる。 （２）スイッチＳ1とＳ4の間にロスのあるスナバが必要
となる。これらのロスはコンバータの動作周波数の増加
に従って増加する。 （３）スイッチＳ1とＳ4又はＳ2とＳ3の対のいずれにお
いても、スイッチイング時のｄｉ／ｄｔ及びｄｖ／ｄｔ
の値が大きくなる。 （４）スイッチＳ1とＳ4又はＳ2とＳ3の対のいずれにお
いても、応答の速い回復ダイオードが必要になる。 上記のＰＷＭの欠点のために、従来のコンバータの動作
は４０ＫＨｚ位までの周波数で制限されるという弊害が
あった。
はまた以下のような欠点がある。 （１）高域動作周波数において、スイッチＳ1とＳ4又は
Ｓ2とＳ3でターンオンロス及びスイッチＳ2とＳ3又はＳ
1とＳ4でターンオフロスが生じる。 （２）スイッチＳ1とＳ4の間にロスのあるスナバが必要
となる。これらのロスはコンバータの動作周波数の増加
に従って増加する。 （３）スイッチＳ1とＳ4又はＳ2とＳ3の対のいずれにお
いても、スイッチイング時のｄｉ／ｄｔ及びｄｖ／ｄｔ
の値が大きくなる。 （４）スイッチＳ1とＳ4又はＳ2とＳ3の対のいずれにお
いても、応答の速い回復ダイオードが必要になる。 上記のＰＷＭの欠点のために、従来のコンバータの動作
は４０ＫＨｚ位までの周波数で制限されるという弊害が
あった。
【００１４】本発明の目的は共振型ＤＣ／ＤＣコンバー
タを提供するものである。本発明の他の目的は位相偏位
制御によるパルス幅変調（ＰＷＭ）共振型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを提供するものである。さらに、本発明の他の
目的は直列及び並列共振を含むＰＷＭ共振型ＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供するものである。さらに、本発明の他
の目的は零電圧近辺でターンオン・ターンオフし、一定
の高い周波数で動作するときスナバロスを生じるＰＷＭ
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供するものである。
タを提供するものである。本発明の他の目的は位相偏位
制御によるパルス幅変調（ＰＷＭ）共振型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを提供するものである。さらに、本発明の他の
目的は直列及び並列共振を含むＰＷＭ共振型ＤＣ／ＤＣ
コンバータを提供するものである。さらに、本発明の他
の目的は零電圧近辺でターンオン・ターンオフし、一定
の高い周波数で動作するときスナバロスを生じるＰＷＭ
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供するものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の定周波数共振型
ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも４つのスイッチ素
子、スイッチ素子の各々に並列に接続されたダイオード
及びスイッチ素子の各々に並列に接続されたスナバコン
デンサを有する全ブリッジインバータと、全ブリッジイ
ンバータの出力側に接続され、直列インダクタ又は直列
インダクタと直列コンデンサとの直列回路を有する直列
支路並びに並列コンデンサと並列インダクタとの並列回
路を有する並列支路を有する共振回路と、共振回路にそ
の一次巻線が接続されたトランスと、トランスの二次巻
線に接続された整流回路とから構成される。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも４つのスイッチ素
子、スイッチ素子の各々に並列に接続されたダイオード
及びスイッチ素子の各々に並列に接続されたスナバコン
デンサを有する全ブリッジインバータと、全ブリッジイ
ンバータの出力側に接続され、直列インダクタ又は直列
インダクタと直列コンデンサとの直列回路を有する直列
支路並びに並列コンデンサと並列インダクタとの並列回
路を有する並列支路を有する共振回路と、共振回路にそ
の一次巻線が接続されたトランスと、トランスの二次巻
線に接続された整流回路とから構成される。
【００１６】
【作用】本発明においては、全ブリッジインバータを位
相偏位制御することによって、その出力として高周波疑
似矩形電圧波形が得られ、この出力波形を、直列支路が
共振周波数で零インピーダンスになるように調整され、
並列支路が共振周波数で一定の誘導インピーダンスを与
えるように調整された共振回路に印加することによっ
て、共振回路の出力からほぼサイン波形の電圧波形が得
られ、その電流波形は遅れ力率のサイン波に近い波形と
なる。
相偏位制御することによって、その出力として高周波疑
似矩形電圧波形が得られ、この出力波形を、直列支路が
共振周波数で零インピーダンスになるように調整され、
並列支路が共振周波数で一定の誘導インピーダンスを与
えるように調整された共振回路に印加することによっ
て、共振回路の出力からほぼサイン波形の電圧波形が得
られ、その電流波形は遅れ力率のサイン波に近い波形と
なる。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の一実施例の定周波共振型ＤＣ
／ＤＣコンバータの回路図である。図１において、全ブ
リッジインバータ２２は４つのスイッチ（Ｓ1からＳ
4）、４つのダイオード（Ｄ1からＤ4）及び４つのスナ
バコンデンサ（Ｃ1からＣ4）を含む。この実施例におい
て、スイッチＳ1からＳ4として高周波ＭＯＳＦＥＴスイ
ッチが用いられる。本体のＭＯＳＦＥＴダイオードがダ
イオードＤ1からＤ4の機能を行うとき、このスイッチに
対して外部ダイオードを付加する必要はない。このブリ
ッジの機能は直流入力電圧を高周波疑似矩形波電圧Ｖs
に変換して出力することである。
／ＤＣコンバータの回路図である。図１において、全ブ
リッジインバータ２２は４つのスイッチ（Ｓ1からＳ
4）、４つのダイオード（Ｄ1からＤ4）及び４つのスナ
バコンデンサ（Ｃ1からＣ4）を含む。この実施例におい
て、スイッチＳ1からＳ4として高周波ＭＯＳＦＥＴスイ
ッチが用いられる。本体のＭＯＳＦＥＴダイオードがダ
イオードＤ1からＤ4の機能を行うとき、このスイッチに
対して外部ダイオードを付加する必要はない。このブリ
ッジの機能は直流入力電圧を高周波疑似矩形波電圧Ｖs
に変換して出力することである。
【００１８】共振回路２４は直流支路２６と並列支路２
８とからなる。この共振回路の直列支路及び並列支路
は、それぞれインダクタとコンデンサを含んでいる。こ
のように、直列コンデンサＣsと直列インダクタＬsは直
列支路に直列に接続され、並列コンデンサＣpと並列イ
ンダクタＬpは並列支路に並列接続される。共振回路の
各要素は、並列支路の電圧波形Ｖｐがほぼサイン波形に
なり、直列支路の遅れ力率の電流波形Ｉsがサイン波に
近くなるように選択される。
８とからなる。この共振回路の直列支路及び並列支路
は、それぞれインダクタとコンデンサを含んでいる。こ
のように、直列コンデンサＣsと直列インダクタＬsは直
列支路に直列に接続され、並列コンデンサＣpと並列イ
ンダクタＬpは並列支路に並列接続される。共振回路の
各要素は、並列支路の電圧波形Ｖｐがほぼサイン波形に
なり、直列支路の遅れ力率の電流波形Ｉsがサイン波に
近くなるように選択される。
【００１９】高周波トランス３０は共振回路２４と整流
回路３２とを整合すると共に、その間を絶縁する機能を
有する。整流回路３２は、整流ダイオードＤR1、ＤR2及
びインダクタＬ0とコンデンサＣ0からなるフィルタによ
って構成される。この整流回路３２は本質的にリプッル
のない直列出力電圧Ｖ0を負荷３４に印加する。
回路３２とを整合すると共に、その間を絶縁する機能を
有する。整流回路３２は、整流ダイオードＤR1、ＤR2及
びインダクタＬ0とコンデンサＣ0からなるフィルタによ
って構成される。この整流回路３２は本質的にリプッル
のない直列出力電圧Ｖ0を負荷３４に印加する。
【００２０】他の実施例では、共振回路の並列支路の並
列インダクタＬpは、高周波トランス３０のパラメータ
（エアギャップ、巻き数のような）を調節することによ
って高周波トランスの重要な一部となる。
列インダクタＬpは、高周波トランス３０のパラメータ
（エアギャップ、巻き数のような）を調節することによ
って高周波トランスの重要な一部となる。
【００２１】このコンバータでは、インバータ内で位相
偏位制御を行うことによって、全ブリッジインバータ２
２の出力として高周波疑似矩形電圧波形が得られる。直
流支路２６の要素は、直列支路が共振周波数で零インピ
ーダンスになるように調整される。並列支路２８の要素
は、並列支路が共振周波数で一定の誘導インピーダンス
を与えるように調整される。
偏位制御を行うことによって、全ブリッジインバータ２
２の出力として高周波疑似矩形電圧波形が得られる。直
流支路２６の要素は、直列支路が共振周波数で零インピ
ーダンスになるように調整される。並列支路２８の要素
は、並列支路が共振周波数で一定の誘導インピーダンス
を与えるように調整される。
【００２２】全ブリッジインバータ２２からの高周波疑
似矩形波電圧波形を直列支路と並列支路の組み合わされ
た共振回路２４に印加することによって、直列支路にお
いて遅れ力率のサイン電流波形を発生し、並列支路にお
いてサイン電圧波形を発生させる。このようにして得ら
れた電圧波形と電流波形は以下のような結果を生じる。
似矩形波電圧波形を直列支路と並列支路の組み合わされ
た共振回路２４に印加することによって、直列支路にお
いて遅れ力率のサイン電流波形を発生し、並列支路にお
いてサイン電圧波形を発生させる。このようにして得ら
れた電圧波形と電流波形は以下のような結果を生じる。
【００２３】（ａ）負荷と独立な出力電圧であるため、
狭い範囲の位相偏位制御が得られる。 （ｂ）コンバータの最大電圧利得によって、伝導ロスが
小さくなる。 （ｃ）零電圧下でのＭＯＳＦＥＴスイッチのターンオン
・ターンオフによって、スイッチロスがほとんど零にな
る。 （ｄ）スイッチに接続されるスナバが低ロスにできる。 （ｅ）ミラー効果がなくなることによって、ＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを低ゲート駆動電流及び低ロスにできる。 （ｆ）整流回路の各整流ダイオードを最大デューティサ
イクル（５０％）とすることによって、出力フィルタの
インダクタをより低い値とできる。 （ｇ）整流ダイオードへの印加電圧を低下させることに
よって、ショットキダイオードを使用でき、そのため順
方向電圧降下及び伝導損を低下できる。
狭い範囲の位相偏位制御が得られる。 （ｂ）コンバータの最大電圧利得によって、伝導ロスが
小さくなる。 （ｃ）零電圧下でのＭＯＳＦＥＴスイッチのターンオン
・ターンオフによって、スイッチロスがほとんど零にな
る。 （ｄ）スイッチに接続されるスナバが低ロスにできる。 （ｅ）ミラー効果がなくなることによって、ＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを低ゲート駆動電流及び低ロスにできる。 （ｆ）整流回路の各整流ダイオードを最大デューティサ
イクル（５０％）とすることによって、出力フィルタの
インダクタをより低い値とできる。 （ｇ）整流ダイオードへの印加電圧を低下させることに
よって、ショットキダイオードを使用でき、そのため順
方向電圧降下及び伝導損を低下できる。
【００２４】並列支路のサイン電圧波形Ｖｐはトランス
３０の一次巻線に現れる。出力整流ダイオードＤR1、Ｄ
R2は、その入力サイン電圧波形を方向性のない出力電圧
波形ＶDRに変換する。この電圧ＶDRはインダクタＬ0及
びコンデンサＣ0によって構成されるフィルタによって
整流され低リップルの直流電圧Ｖ0が出力される。この
インバータの出力電圧は、インバータの位相偏位角を制
御することによって、入力電圧及び出力側の負荷変動に
対し一定の値になるように維持される。本願発明のコン
バータは数百ＫＨｚ位までの周波数で動作する。
３０の一次巻線に現れる。出力整流ダイオードＤR1、Ｄ
R2は、その入力サイン電圧波形を方向性のない出力電圧
波形ＶDRに変換する。この電圧ＶDRはインダクタＬ0及
びコンデンサＣ0によって構成されるフィルタによって
整流され低リップルの直流電圧Ｖ0が出力される。この
インバータの出力電圧は、インバータの位相偏位角を制
御することによって、入力電圧及び出力側の負荷変動に
対し一定の値になるように維持される。本願発明のコン
バータは数百ＫＨｚ位までの周波数で動作する。
【００２５】図３ａ、図３ｂは本願発明の動作を説明す
るためにタイムチャートである。図１に示されるＤＣ／
ＤＣコンバータの動作を図３ａ、図３ｂを参照して以下
に説明する。図１のコンバータの動作においては、８つ
の異なる動作期間（期間〓から期間〓）が存在する。こ
の各８つの動作期間を以下に個々に説明する。ここで、
ｉg1、ｉg2、ｉg3及びｉg4はＭＯＳＦＥＴスイッチＳ
1、Ｓ2、Ｓ3及びＳ4のゲートにそれぞれ印加されるゲー
ト信号である。
るためにタイムチャートである。図１に示されるＤＣ／
ＤＣコンバータの動作を図３ａ、図３ｂを参照して以下
に説明する。図１のコンバータの動作においては、８つ
の異なる動作期間（期間〓から期間〓）が存在する。こ
の各８つの動作期間を以下に個々に説明する。ここで、
ｉg1、ｉg2、ｉg3及びｉg4はＭＯＳＦＥＴスイッチＳ
1、Ｓ2、Ｓ3及びＳ4のゲートにそれぞれ印加されるゲー
ト信号である。
【００２６】期間〓 この期間の間、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ1及びＳ2は正の
共振電流Ｉsを導通する。ゲート信号ｉg1、ｉg2を同時
に印加し、Ｓ1及びＳ2を同時に導通することによって、
インバータの出力電圧（Ｖs）は零になる。零電圧期間
は、出力直流電圧を制御又は変化させるために、電力の
流れを入力から出力の方向に制御することが必要であ
る。
共振電流Ｉsを導通する。ゲート信号ｉg1、ｉg2を同時
に印加し、Ｓ1及びＳ2を同時に導通することによって、
インバータの出力電圧（Ｖs）は零になる。零電圧期間
は、出力直流電圧を制御又は変化させるために、電力の
流れを入力から出力の方向に制御することが必要であ
る。
【００２７】期間〓 この期間の始めに、スイッチＳ1のゲートに印加された
ゲート信号ｉg1は除去される。これによって、スイッチ
Ｓ1はターンオフし、スナバコンデンサＣ1は充電を開始
する。同時に、正の共振電流ＩsによってスイッチＳ4の
両端に接続されたスナバコンデンサＣ4は共振回路に放
電し始める。スナバコンデンサＣ4の電圧が零に近づく
と、正の共振電流はスイッチＳ4の両端に接続された逆
並列ダイオードＤ4を導通させる。ダイオードＤ4とスイ
ッチＳ2が導通すると同時に、負の電圧Ｖsがインバータ
の出力に供給される。スナバコンデンサに蓄積されたエ
ネルギが共振回路に放電されるとき、大きな値のスナバ
コンデンサＣ1によってスイッチＳ1の電圧はゆっくりと
上昇する。これによって、スイッチでのターンオフロス
を零に近づけることができる。
ゲート信号ｉg1は除去される。これによって、スイッチ
Ｓ1はターンオフし、スナバコンデンサＣ1は充電を開始
する。同時に、正の共振電流ＩsによってスイッチＳ4の
両端に接続されたスナバコンデンサＣ4は共振回路に放
電し始める。スナバコンデンサＣ4の電圧が零に近づく
と、正の共振電流はスイッチＳ4の両端に接続された逆
並列ダイオードＤ4を導通させる。ダイオードＤ4とスイ
ッチＳ2が導通すると同時に、負の電圧Ｖsがインバータ
の出力に供給される。スナバコンデンサに蓄積されたエ
ネルギが共振回路に放電されるとき、大きな値のスナバ
コンデンサＣ1によってスイッチＳ1の電圧はゆっくりと
上昇する。これによって、スイッチでのターンオフロス
を零に近づけることができる。
【００２８】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg4がスイッチＳ4のゲ
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ4からスイッチＳ4に転流する。ダイオードＤ4は
スイッチＳ4の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ4のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ2とＳ4は導通し、インバータの出力に負電圧
Ｖsが現れる。この期間に、電力は入力直流電源から共
振回路に流れる。
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ4からスイッチＳ4に転流する。ダイオードＤ4は
スイッチＳ4の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ4のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ2とＳ4は導通し、インバータの出力に負電圧
Ｖsが現れる。この期間に、電力は入力直流電源から共
振回路に流れる。
【００２９】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg2がスイッチＳ2から
除去される。これによって、スイッチＳ2はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ2は充電を始める。同時に、負
の共振電流ＩsによってスイッチＳ3の両端に接続された
スナバコンデンサＣ3は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ3の電圧が零に近づくと、負の共振電流
はスイッチＳ3の両端に接続された逆並列ダイオードＤ3
を導通させる。スイッチＳ4と逆並列ダイオードＤ3とが
導通すると同時に、インバータ出力電圧Ｖsが零にな
る。スナバコンデンサに蓄積されたエネルギが共振回路
に放電されるとき、大きな値のスナバコンデンサＣ2に
よってスイッチＳ2の電圧はゆっくりと上昇する。これ
によって、スイッチでのターンオフロスを零にすること
ができる。
除去される。これによって、スイッチＳ2はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ2は充電を始める。同時に、負
の共振電流ＩsによってスイッチＳ3の両端に接続された
スナバコンデンサＣ3は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ3の電圧が零に近づくと、負の共振電流
はスイッチＳ3の両端に接続された逆並列ダイオードＤ3
を導通させる。スイッチＳ4と逆並列ダイオードＤ3とが
導通すると同時に、インバータ出力電圧Ｖsが零にな
る。スナバコンデンサに蓄積されたエネルギが共振回路
に放電されるとき、大きな値のスナバコンデンサＣ2に
よってスイッチＳ2の電圧はゆっくりと上昇する。これ
によって、スイッチでのターンオフロスを零にすること
ができる。
【００３０】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg3がスイッチＳ3のゲ
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ3からスイッチＳ3に転流する。ダイオードＤ3は
スイッチＳ3の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ4のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ4とＳ3は導通し、インバータ出力電圧Ｖsを
零にする。
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ3からスイッチＳ3に転流する。ダイオードＤ3は
スイッチＳ3の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ4のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ4とＳ3は導通し、インバータ出力電圧Ｖsを
零にする。
【００３１】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg4がスイッチＳ4から
除去される。これによって、スイッチＳ4はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ4は充電を始める。同時に、負
の共振電流ＩsによってスイッチＳ1の両端に接続された
スナバコンデンサＣ1は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ1の電圧が零に近づくと、負の共振電流
はスイッチＳ1の両端に接続された逆並列ダイオードＤ1
を導通させる。スイッチＳ3とダイオードＤ1とが導通す
ると同時に、インバータ出力に正の電圧Ｖsを供給す
る。大きな値のスナバコンデンサＣ4によってスイッチ
Ｓ4の電圧はゆっくりと上昇する。これによって、スイ
ッチでのターンオフロスを零にすることができる。
除去される。これによって、スイッチＳ4はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ4は充電を始める。同時に、負
の共振電流ＩsによってスイッチＳ1の両端に接続された
スナバコンデンサＣ1は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ1の電圧が零に近づくと、負の共振電流
はスイッチＳ1の両端に接続された逆並列ダイオードＤ1
を導通させる。スイッチＳ3とダイオードＤ1とが導通す
ると同時に、インバータ出力に正の電圧Ｖsを供給す
る。大きな値のスナバコンデンサＣ4によってスイッチ
Ｓ4の電圧はゆっくりと上昇する。これによって、スイ
ッチでのターンオフロスを零にすることができる。
【００３２】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg1がスイッチＳ1のゲ
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ1からスイッチＳ1に転流する。ダイオードＤ1は
スイッチＳ1の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ1のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ1とＳ3は導通し、インバータ出力電圧Ｖsを
負の電圧にする。
ートに印加される。今度は共振電流Ｉsは逆並列ダイオ
ードＤ1からスイッチＳ1に転流する。ダイオードＤ1は
スイッチＳ1の導通に先だって導通しているので、スイ
ッチＳ1のターンオンは零電圧下で行われる。これによ
ってスイッチのターンオンロスは零になる。この期間、
スイッチＳ1とＳ3は導通し、インバータ出力電圧Ｖsを
負の電圧にする。
【００３３】期間〓 この期間の始めに、ゲート信号ｉg3がスイッチＳ3から
除去される。これによって、スイッチＳ3はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ3は充電を始める。同時に、正
の共振電流ＩsによってスイッチＳ2の両端に接続された
スナバコンデンサＣ2は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ2の電圧が零に近づくと、正の共振電流
はスイッチＳ2の両端に接続された逆並列ダイオードＤ2
を導通させる。スイッチＳ1とダイオードＤ2とが導通す
ると同時に、インバータ出力電圧Ｖsを零にする。大き
な値のスナバコンデンサＣ3によってスイッチＳ3の電圧
はゆっくりと上昇する。これによって、スイッチでのタ
ーンオフロスを零にすることができる。
除去される。これによって、スイッチＳ3はターンオフ
し、スナバコンデンサＣ3は充電を始める。同時に、正
の共振電流ＩsによってスイッチＳ2の両端に接続された
スナバコンデンサＣ2は共振回路に放電し始める。スナ
バコンデンサＣ2の電圧が零に近づくと、正の共振電流
はスイッチＳ2の両端に接続された逆並列ダイオードＤ2
を導通させる。スイッチＳ1とダイオードＤ2とが導通す
ると同時に、インバータ出力電圧Ｖsを零にする。大き
な値のスナバコンデンサＣ3によってスイッチＳ3の電圧
はゆっくりと上昇する。これによって、スイッチでのタ
ーンオフロスを零にすることができる。
【００３４】ω0ｔ＝２π （ここでω0はrad/secで表
わされる基本動作周波数）の位置でゲート信号ｉg2がス
イッチＳ2のゲートに印加される。スイッチＳ1とＳ2は
同時に導通になり新たなサイクルが始まる。
わされる基本動作周波数）の位置でゲート信号ｉg2がス
イッチＳ2のゲートに印加される。スイッチＳ1とＳ2は
同時に導通になり新たなサイクルが始まる。
【００３５】コンバータの動作に関する上の記述から、
スイッチは常にほぼ零電圧でターンオン・ターンオフす
るため、スイッチロスが生じないことが分かる。さら
に、スナバコンデンサは常に共振回路に放電するのみで
あるため、スナバロスが生じない。コンバータの動作に
関する上記の記述から理解されるように、共振電流は遅
れ、スナバコンデンサの容量は大きいものである。この
コンバータで用いられる共振回路は好ましい形の出力電
流Ｉsを供給する。
スイッチは常にほぼ零電圧でターンオン・ターンオフす
るため、スイッチロスが生じないことが分かる。さら
に、スナバコンデンサは常に共振回路に放電するのみで
あるため、スナバロスが生じない。コンバータの動作に
関する上記の記述から理解されるように、共振電流は遅
れ、スナバコンデンサの容量は大きいものである。この
コンバータで用いられる共振回路は好ましい形の出力電
流Ｉsを供給する。
【００３６】図７は従来のコンバータ回路（図４）と本
願発明のコンバータ回路（図１）の各動作周波数におけ
る効率を比較した図である。この図から分かるように、
図４の従来のコンバータ回路の効率は動作周波数が増加
するに従って低下する。一方、本願発明のコンバータ回
路の効率は動作周波数に関わらず一定であり、しかも、
いずれの動作周波数においても従来のコンバータと比べ
高い効率を示している。この図から、図１のコンバータ
回路は、図４のコンバータ回路に比べて、高電力密度及
び低変換ロスの点で、高周波においてはるかに大きな利
点を有することが明かである。
願発明のコンバータ回路（図１）の各動作周波数におけ
る効率を比較した図である。この図から分かるように、
図４の従来のコンバータ回路の効率は動作周波数が増加
するに従って低下する。一方、本願発明のコンバータ回
路の効率は動作周波数に関わらず一定であり、しかも、
いずれの動作周波数においても従来のコンバータと比べ
高い効率を示している。この図から、図１のコンバータ
回路は、図４のコンバータ回路に比べて、高電力密度及
び低変換ロスの点で、高周波においてはるかに大きな利
点を有することが明かである。
【００３７】図２は本発明の他の実施例の定周波共振型
ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図２において、
全ブリッジインバータは図１の全ブリッジインバータと
同じであるので説明を省略する。共振回路４０は直流支
路４２と並列支路４４とからなる。この共振回路の直列
支路４２は直列インダクタＬsを含む。並列支路４４は
並列コンデンサＣpと並列インダクタＬpが並列に接続さ
れる。並列支路の要素はコンバータの動作周波数で同調
するように選択される。しかしながら、直列インダクタ
Ｌsの値は直列インダクタＬsと並列コンデンサＣpの共
振周波数がコンバータの動作周波数の約１．７倍になる
ように選ばれる。この直列インダクタＬsは次の（ａ）
（ｂ）の２つの機能を有している。 （ａ）全ブリッジインバータの出力電圧中に現れる高調
波に対する高インピーダンスを有する。 （ｂ）全ブリッジインバータの出力電圧の零電圧期間中
に、並列コンデンサから全ブリッジインバータのスイッ
チに放電が行われるのを制限する。
ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図２において、
全ブリッジインバータは図１の全ブリッジインバータと
同じであるので説明を省略する。共振回路４０は直流支
路４２と並列支路４４とからなる。この共振回路の直列
支路４２は直列インダクタＬsを含む。並列支路４４は
並列コンデンサＣpと並列インダクタＬpが並列に接続さ
れる。並列支路の要素はコンバータの動作周波数で同調
するように選択される。しかしながら、直列インダクタ
Ｌsの値は直列インダクタＬsと並列コンデンサＣpの共
振周波数がコンバータの動作周波数の約１．７倍になる
ように選ばれる。この直列インダクタＬsは次の（ａ）
（ｂ）の２つの機能を有している。 （ａ）全ブリッジインバータの出力電圧中に現れる高調
波に対する高インピーダンスを有する。 （ｂ）全ブリッジインバータの出力電圧の零電圧期間中
に、並列コンデンサから全ブリッジインバータのスイッ
チに放電が行われるのを制限する。
【００３８】並列インダクタＬpと並列コンデンサＣpか
らなる並列支路も２つの機能を有する。 （ａ）トランスの出力からほぼ正弦波の電圧を出力す
る。 （ｂ）共振回路の循環電流を発生し、主として並列支路
内でこれを閉じこめる。
らなる並列支路も２つの機能を有する。 （ａ）トランスの出力からほぼ正弦波の電圧を出力す
る。 （ｂ）共振回路の循環電流を発生し、主として並列支路
内でこれを閉じこめる。
【００３９】このコンバータは、インバータで位相偏位
変調を用いることによって、共振回路の入力点で高周波
疑似矩形電圧波形を発生する。この電圧は基本波と奇数
の高調波成分を含む。直列共振支路の直列インダクタＬ
sは基本波に対しては低インピーダンスを示し、高調波
に対しては高インピーダンスを示す。並列インダクタＬ
pと並列コンデンサＣpは動作周波数に同調し、基本波に
対しては高インピーダンスを示し、高調波に対しては低
インピーダンスを示す。高周波疑似矩形電圧波形を直列
支路及び並列支路に印加すると、共振電流波形を生じ
る。この共振電流波形は直列インダクタを通るときは遅
れ力率であり、ほぼ指数関数的に上昇又は下降し、また
並列支路においてはほぼサイン電圧波形を示す。
変調を用いることによって、共振回路の入力点で高周波
疑似矩形電圧波形を発生する。この電圧は基本波と奇数
の高調波成分を含む。直列共振支路の直列インダクタＬ
sは基本波に対しては低インピーダンスを示し、高調波
に対しては高インピーダンスを示す。並列インダクタＬ
pと並列コンデンサＣpは動作周波数に同調し、基本波に
対しては高インピーダンスを示し、高調波に対しては低
インピーダンスを示す。高周波疑似矩形電圧波形を直列
支路及び並列支路に印加すると、共振電流波形を生じ
る。この共振電流波形は直列インダクタを通るときは遅
れ力率であり、ほぼ指数関数的に上昇又は下降し、また
並列支路においてはほぼサイン電圧波形を示す。
【００４０】本願の実施例においては、スイッチは常に
零電圧下においてターンオン・ターンオフされるので、
スイッチイングロスがなくなることが明かである。スナ
バコンデンサは常に共振回路に放電するので、スナバロ
スをなくすことができる。スイッチイングロスをなくす
こと、スナバロスをなくすことによって、出力電流波形
Ｉsは主な役割を演じる。電流Ｉsはスイッチがターンオ
ンする前に逆並列ダイオードを導通させる。これによっ
て、スナバコンデンサは共振回路に放電し、零電圧下で
スイッチをターンオンさせる。
零電圧下においてターンオン・ターンオフされるので、
スイッチイングロスがなくなることが明かである。スナ
バコンデンサは常に共振回路に放電するので、スナバロ
スをなくすことができる。スイッチイングロスをなくす
こと、スナバロスをなくすことによって、出力電流波形
Ｉsは主な役割を演じる。電流Ｉsはスイッチがターンオ
ンする前に逆並列ダイオードを導通させる。これによっ
て、スナバコンデンサは共振回路に放電し、零電圧下で
スイッチをターンオンさせる。
【００４１】図５及び図６は並列支路の要素ＬsとＣpと
の共振周波数によって電流Ｉsの波形が変化する状態を
示した図である。図５はインバータ出力電圧のパルス幅
角が１８０゜の場合の電流Ｉsの波形を示す。図６はイ
ンバータ出力電圧のパルス幅角が９０゜の場合の電流Ｉ
sの波形を示す。前に説明したように、並列支路の要素
ＬpとＣpは動作周波数で同調する。しかしながら、直列
インダクタＬsの値はＬsとＣpとの共振周波数がコンバ
ータの動作周波数よりも高い周波数になるように選ばれ
る。このＬsとＣpとの共振周波数は図５及び図６に示す
ように、共振電流波形Ｉsに大きな影響を与える。これ
らの図から分かるように、電流Ｉsは、共振周波数の値
によって、各半サイクルの中で１つの又は複数の零交点
を有する。パルス幅の角度（δ）の広い範囲の制御にお
いて、複数の零交点を有する電流波形は、スイッチがタ
ーンオンされる前に、常に逆並列ダイオードの導通を保
証する訳ではないことが分かる。従って、ＬsとＣpとの
共振周波数は、角度δの広い制御範囲にわたって、半サ
イクルの間に、出力電流波形がたった１つの零交点を有
するように決められる。通常、ＬsとＣpとの共振周波数
は、コンバータの動作周波数の約１．７倍になるように
選ばれる。
の共振周波数によって電流Ｉsの波形が変化する状態を
示した図である。図５はインバータ出力電圧のパルス幅
角が１８０゜の場合の電流Ｉsの波形を示す。図６はイ
ンバータ出力電圧のパルス幅角が９０゜の場合の電流Ｉ
sの波形を示す。前に説明したように、並列支路の要素
ＬpとＣpは動作周波数で同調する。しかしながら、直列
インダクタＬsの値はＬsとＣpとの共振周波数がコンバ
ータの動作周波数よりも高い周波数になるように選ばれ
る。このＬsとＣpとの共振周波数は図５及び図６に示す
ように、共振電流波形Ｉsに大きな影響を与える。これ
らの図から分かるように、電流Ｉsは、共振周波数の値
によって、各半サイクルの中で１つの又は複数の零交点
を有する。パルス幅の角度（δ）の広い範囲の制御にお
いて、複数の零交点を有する電流波形は、スイッチがタ
ーンオンされる前に、常に逆並列ダイオードの導通を保
証する訳ではないことが分かる。従って、ＬsとＣpとの
共振周波数は、角度δの広い制御範囲にわたって、半サ
イクルの間に、出力電流波形がたった１つの零交点を有
するように決められる。通常、ＬsとＣpとの共振周波数
は、コンバータの動作周波数の約１．７倍になるように
選ばれる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、零電圧下で、広い
範囲インバータの位相偏位を制御し、ＭＯＳＦＥＴスイ
ッチをターンオン・ターンオフすることによって、スイ
ッチイングロスをほぼ零にすることができる。このた
め、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、全負荷から軽負
荷に至るまで高効率が得られる。
範囲インバータの位相偏位を制御し、ＭＯＳＦＥＴスイ
ッチをターンオン・ターンオフすることによって、スイ
ッチイングロスをほぼ零にすることができる。このた
め、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、全負荷から軽負
荷に至るまで高効率が得られる。
【図１】本発明の一実施例の定周波共振型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの回路図である。
ンバータの回路図である。
【図２】本発明の他の実施例の定周波共振型ＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路図である。
コンバータの回路図である。
【図３ａ】本願発明の動作を説明するためにタイムチャ
ートである。
ートである。
【図３ｂ】本願発明の動作を説明するためにタイムチャ
ートである。
ートである。
【図４】従来技術におけるＤＣ／ＤＣコンバータの一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】並列支路の要素ＬsとＣpとの共振周波数によっ
て電流Ｉsの波形が変化する状態を示した図である。
て電流Ｉsの波形が変化する状態を示した図である。
【図６】並列支路の要素ＬsとＣpとの共振周波数によっ
て電流Ｉsの波形が変化する状態を示した図である。
て電流Ｉsの波形が変化する状態を示した図である。
【図７】従来のコンバータ回路（図４）と本願発明のコ
ンバータ回路（図１）の各動作周波数における効率を比
較した図である。
ンバータ回路（図１）の各動作周波数における効率を比
較した図である。
２ 直流電圧電源 ４、２２ 全ブリッジインバータ ６、２４、４０ 共振回路 ８、２６、４２ 直列支路 １０、２８、４４ 並列支路 １２、３０ トランス １４、３２ 全波整流回路 １６、３４ 負荷 Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4 スイッチ Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4 ダイオード Ｌs、Ｌp インダクタ Ｃs、Ｃp コンデンサ ＤR1、ＤR2 ダイオード
フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/537 Ｅ 9181−5Ｈ
Claims (3)
- 【請求項１】 少なくとも４つのスイッチ素子、前記ス
イッチ素子の各々に並列に接続されたダイオード及び前
記スイッチ素子の各々に並列に接続されたスナバコンデ
ンサ有する全ブリッジインバータと、 前記全ブリッジインバータの出力側に接続され、直列イ
ンダクタ又は直列インダクタと直列コンデンサとの直列
回路を有する直列支路並びに並列コンデンサと並列イン
ダクタとの並列回路とを有する並列支路とを有する共振
回路と、 前記共振回路にその一次巻線が接続されたトランスと、 前記トランスの二次巻線に接続された整流回路とを備え
た、ことを特徴とする定周波数共振型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項２】 前記直列支路は動作周波数に同調し、前
記並列支路は動作周波数以外の周波数に同調するように
構成されることを特徴とする請求項１記載の定周波数共
振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記並列支路は動作周波数に同調し、前
記直列支路の直列インダクタと前記並列支路の並列コン
デンサとの共振周波数が動作周波数の１．５倍から２．
５倍の範囲にあるように構成されることを特徴とする請
求項１記載の定周波数共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/627,157 US5208738A (en) | 1990-12-13 | 1990-12-13 | Constant frequency resonant DC/DC converter |
| US676597 | 1991-03-28 | ||
| US627157 | 1991-03-28 | ||
| US07/676,597 US5157593A (en) | 1990-12-13 | 1991-03-28 | Constant frequency resonant dc/dc converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05168252A true JPH05168252A (ja) | 1993-07-02 |
| JP3326754B2 JP3326754B2 (ja) | 2002-09-24 |
Family
ID=27090350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35023791A Expired - Fee Related JP3326754B2 (ja) | 1990-12-13 | 1991-12-09 | 定周波共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5157593A (ja) |
| JP (1) | JP3326754B2 (ja) |
| CA (1) | CA2054513C (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003528562A (ja) * | 2000-03-18 | 2003-09-24 | オールストム | 改良された電力サブステーション |
| JP2005033956A (ja) * | 2003-07-10 | 2005-02-03 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2012010463A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
| US9660536B2 (en) | 2011-01-26 | 2017-05-23 | Murata Manufacturing Coo., Ltd. | Switching power supply device performs power transmission by using resonance phenomenon |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2722869B2 (ja) * | 1991-06-11 | 1998-03-09 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| JP3132093B2 (ja) * | 1991-09-25 | 2001-02-05 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| US5267138A (en) * | 1992-03-23 | 1993-11-30 | Creos International Ltd. | Driving and clamping power regulation technique for continuous, in-phase, full-duration, switch-mode resonant converter power supply |
| US5680301A (en) * | 1992-09-02 | 1997-10-21 | Exide Electronics Corporation | Series/parallel resonant converter |
| US5532919A (en) * | 1993-03-30 | 1996-07-02 | Motorola, Inc. | Variable frequency, zero voltage switching, quasi-resonant converters with resonant bridge switch |
| US5594635A (en) * | 1993-03-30 | 1997-01-14 | Motorola, Inc. | Constant frequency, zero-voltage-switching converters with resonant switching bridge |
| US5406051A (en) * | 1993-04-29 | 1995-04-11 | Electric Power Research Institute | Welding machine with a high frequency converter |
| US5568368A (en) * | 1993-05-03 | 1996-10-22 | General Electric Company | Square-wave converters with soft voltage transitions for ac power distribution systems |
| US5438497A (en) * | 1993-05-13 | 1995-08-01 | Northern Telecom Limited | Tertiary side resonant DC/DC converter |
| US5438498A (en) * | 1993-12-21 | 1995-08-01 | Raytheon Company | Series resonant converter having a resonant snubber |
| US5563775A (en) * | 1994-06-16 | 1996-10-08 | Reliance Comm/Tech Corporation | Full bridge phase displaced resonant transition circuit for obtaining constant resonant transition current from 0° phase angle to 180° phase angle |
| US5495404A (en) * | 1994-07-29 | 1996-02-27 | Motorola, Inc. | Multi-resonant inverter |
| US6458164B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-10-01 | The Penn State Research Foundation | Artificial heart with energy recovery |
| US6395027B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-05-28 | The Penn State Research Foundation | Artificial heart with arrhythmia signalling |
| US6579315B1 (en) | 2000-04-25 | 2003-06-17 | The Penn State Research Foundation | Artificial heart power supply system |
| US6451055B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-09-17 | The Penn State Research Foundation | Artificial heart data communication system |
| US6478820B1 (en) | 2000-04-25 | 2002-11-12 | The Penn State Research Foundation | Artificial heart with synchronous rectification |
| US6560127B2 (en) * | 2000-05-04 | 2003-05-06 | Texas Instruments Incorporated | Power conversion circuit having improved zero voltage switching |
| US6519168B2 (en) * | 2000-07-24 | 2003-02-11 | Chippower.Com, Inc. | High frequency DC to AC inverter |
| US6246599B1 (en) * | 2000-08-25 | 2001-06-12 | Delta Electronics, Inc. | Constant frequency resonant inverters with a pair of resonant inductors |
| US6504739B2 (en) | 2001-05-18 | 2003-01-07 | Astec International Limited | Simple control circuit for synchronous rectifiers used in ZVS phase shifted full bridge converter |
| DE10128687A1 (de) * | 2001-06-13 | 2002-12-19 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungswandler |
| AU2003252198A1 (en) * | 2002-10-17 | 2004-05-06 | Hunter Douglas Industries B.V. | Power conversion unit and method of providing power to a window covering |
| EP1411205A3 (en) * | 2002-10-17 | 2005-05-11 | Hunter Douglas Industries B.V. | Power conversion unit and method of providing power to a window covering |
| US6853569B2 (en) * | 2003-01-17 | 2005-02-08 | The Hong Kong Polytechnic University | DC to DC converter |
| US6934165B2 (en) * | 2003-02-04 | 2005-08-23 | North Star Power Engineering, Inc. | Loosely coupled parallel resonant converter |
| US20040160216A1 (en) * | 2003-02-06 | 2004-08-19 | Proton Energy Systems, Inc. | Method and system for configuring power electronics in an electrochemical cell system |
| US20050151508A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-14 | Alexander Cook | Battery isolator |
| US7352154B2 (en) * | 2004-01-14 | 2008-04-01 | Vanner, Inc. | Electrical system control for a vehicle |
| US7057376B2 (en) | 2004-01-14 | 2006-06-06 | Vanner, Inc. | Power management system for vehicles |
| US20050151513A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-14 | Alexander Cook | Vehicle power and battery management system |
| US7379309B2 (en) * | 2004-01-14 | 2008-05-27 | Vanner, Inc. | High-frequency DC-DC converter control |
| US7106030B2 (en) * | 2004-01-14 | 2006-09-12 | Vanner, Inc. | Field excitation for an alternator |
| IT1392841B1 (it) * | 2008-12-29 | 2012-03-23 | Alenia Aeronautica Spa | Disposizione circuitale per la conversione attiva di potenza, basata su una configurazione di convertitore a commutazione risonante |
| CN102064708B (zh) * | 2010-08-13 | 2014-08-27 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 电流输入型并联谐振直/直变换器及方法 |
| DE102014202954A1 (de) * | 2014-02-18 | 2015-08-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betrieb eines Resonanzwandlers und Resonanzwandler |
| TWI513164B (zh) * | 2014-04-18 | 2015-12-11 | Lite On Technology Corp | 返馳式主動箝位電源轉換器 |
| US10149933B2 (en) | 2014-07-25 | 2018-12-11 | Minnetronix, Inc. | Coil parameters and control |
| DE102015112097A1 (de) | 2014-07-25 | 2016-01-28 | Minnetronix, Inc. | Leistungsskalierung |
| US10342908B2 (en) | 2015-01-14 | 2019-07-09 | Minnetronix, Inc. | Distributed transformer |
| US10406267B2 (en) | 2015-01-16 | 2019-09-10 | Minnetronix, Inc. | Data communication in a transcutaneous energy transfer system |
| RU2586567C1 (ru) * | 2015-02-19 | 2016-06-10 | Акционерное Общество "Научно-исследовательский институт "Бриз" | Ключевой преобразователь напряжения |
| DE102016106657A1 (de) | 2015-04-14 | 2016-10-20 | Minnetronix, Inc. | Repeater-resonanzkreis |
| CN106067738B (zh) * | 2015-04-23 | 2020-04-14 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| EP3419153A1 (en) | 2017-06-20 | 2018-12-26 | Koninklijke Philips N.V. | A control circuit for controlling a resonant power converter |
| EP3763029A4 (en) * | 2018-03-07 | 2021-11-10 | The Board of Trustees of the Leland Stanford Junior University | APPARATUS AND METHODS INVOLVING POWER CONVERSION BY MEANS OF MULTIPLE RECTIFIER CIRCUITS |
| US11557978B2 (en) * | 2020-07-31 | 2023-01-17 | Lear Corporation | Converter module with phase shift |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2901326A1 (de) * | 1979-01-15 | 1980-07-24 | Sachs Systemtechnik Gmbh | Sinusleistungsgenerator |
| US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
| US4706252A (en) * | 1985-08-14 | 1987-11-10 | Kabushiki Kaisha Komatsu Seisakusho | Laser device of AC discharge excitation type |
| US4857822A (en) * | 1987-09-23 | 1989-08-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type |
| US4833584A (en) * | 1987-10-16 | 1989-05-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus |
| US4825348A (en) * | 1988-01-04 | 1989-04-25 | General Electric Company | Resonant power converter with current sharing among multiple transformers |
| US4796173A (en) * | 1988-02-01 | 1989-01-03 | General Electric Company | Low input voltage resonant power converter with high-voltage A.C. link |
| US4814962A (en) * | 1988-05-27 | 1989-03-21 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Zero voltage switching half bridge resonant converter |
| US4876635A (en) * | 1988-12-23 | 1989-10-24 | General Electric Company | Series resonant inverter with lossless snubber-resetting components |
| US4935857A (en) * | 1989-08-22 | 1990-06-19 | Sundstrand Corporation | Transistor conduction-angle control for a series-parallel resonant converter |
| US4992919A (en) * | 1989-12-29 | 1991-02-12 | Lee Chu Quon | Parallel resonant converter with zero voltage switching |
-
1991
- 1991-03-28 US US07/676,597 patent/US5157593A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-30 CA CA002054513A patent/CA2054513C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-12-09 JP JP35023791A patent/JP3326754B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003528562A (ja) * | 2000-03-18 | 2003-09-24 | オールストム | 改良された電力サブステーション |
| JP4796728B2 (ja) * | 2000-03-18 | 2011-10-19 | アレバ・テ・エ・デ・エス・アー | コンバータの改良 |
| JP2005033956A (ja) * | 2003-07-10 | 2005-02-03 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2012010463A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
| US9660536B2 (en) | 2011-01-26 | 2017-05-23 | Murata Manufacturing Coo., Ltd. | Switching power supply device performs power transmission by using resonance phenomenon |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2054513A1 (en) | 1992-06-14 |
| US5157593A (en) | 1992-10-20 |
| JP3326754B2 (ja) | 2002-09-24 |
| CA2054513C (en) | 1997-08-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3326754B2 (ja) | 定周波共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP6942852B2 (ja) | 広出力電圧範囲用の絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法 | |
| US5159541A (en) | Asymmetrical pulse width modulated resonant DC/DC converter | |
| US5140510A (en) | Constant frequency power converter | |
| US5208738A (en) | Constant frequency resonant DC/DC converter | |
| JP5065188B2 (ja) | 直列共振型コンバータ | |
| US5231563A (en) | Square wave converter having an improved zero voltage switching operation | |
| US5038267A (en) | Soft-switching power converter for operation in discrete pulse modulation and pulse width modulation modes | |
| US5796598A (en) | Voltage-converting circuit for the power supply of an electrical consumer of high output, particularly a bobbin winding machine | |
| JP2507216B2 (ja) | 共振形ｄｃ／ｄｃコンバ―タ | |
| JP2635820B2 (ja) | 高力率倍電圧整流器 | |
| US5019954A (en) | AC/DC conversion with reduced supply waveform distortion | |
| US5438497A (en) | Tertiary side resonant DC/DC converter | |
| WO1986004750A1 (en) | Harmonic-resonant power supply | |
| US6097614A (en) | Asymmetrical pulse width modulated resonant DC-DC converter with compensating circuitry | |
| US4460949A (en) | High frequency parallel resonant dc-dc converter | |
| Fujiwara et al. | A novel lossless passive snubber for soft-switching boost-type converters | |
| US20050180176A1 (en) | Welding set with quasi-resonant soft-switching inverter | |
| US5870291A (en) | Asymmetrical half-bridge converter having adjustable parasitic resistances to offset output voltage DC bias | |
| Srivastava et al. | A comparison of different DC-DC converter topology for electric vehicle charging | |
| WO2004027968A1 (en) | Multi-resonant dc-dc converter | |
| US5877945A (en) | Asymmetrical half-bridge converter having distributed DC bias method of operation thereof and power supply employing the same | |
| Li et al. | A novel ZVT three-phase rectifier/inverter with reduced auxiliary switch stresses and losses | |
| JPH05176532A (ja) | 電源回路 | |
| JPH08228486A (ja) | Ｄｃ−ａｃインバータの制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |