JP2507216B2 - 共振形ｄｃ／ｄｃコンバ―タ - Google Patents

共振形ｄｃ／ｄｃコンバ―タ

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JP2507216B2 JP4099610A JP9961092A JP2507216B2 JP 2507216 B2 JP2507216 B2 JP 2507216B2 JP 4099610 A JP4099610 A JP 4099610A JP 9961092 A JP9961092 A JP 9961092A JP 2507216 B2 JP2507216 B2 JP 2507216B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本技術はＤＣ／ＤＣコンバータに
係り、更に詳細には共振形ＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】世の中にはひとつの大きさの直流電圧を
別の大きさに変換するための種々のコンバータが存在す
る。従来からある、例えばフォーワード式およびフライ
バックコンバータは従来技術としてよく記述されてい
る。多くの書物、例えばジョージ・クライシス（Ｇｅｏ
ｒｇｅ Ｃｈｒｙｓｓｉｓ）著「高周波スィッチング電
源：理論並びに設計」マグローヒル出版（株）、はこの
ようなコンバータの動作を説明できる。
【０００３】従来のコンバータは全て電圧安定化並びに
電力変換過程に於て、電圧および電流を制御するために
強制転流回路を使用している。電圧安定化用の、この強
制転流回路はふたつの問題を有する。第一は強制転流に
係わる電力損失である。スィッチ素子が導通また非導通
に切り替わる時間は有限であるため、スィッチ素子を流
れる電流とスィッチ素子にかかる電圧が切り替え動作時
に重なりあって、スイッチング損失と呼ばれる損失を引
き起こす。切り替え動作が早くなればなるほど、スイッ
チング損失は少なくなる。第二の問題は、強制転流過程
で発生する雑音である。この雑音は主として高電圧スィ
ッチ上での電圧切り替え速度、ｄＶ／ｄＴに起因する。
この電圧変化は、コンバータの一次および二次巻線の寄
生キャパシタンスと結合して、この経路を通してコモン
モード電流を流す。この雑音を抑制するために、通常は
スナバが使用される。この手法は実現するために部品追
加を必要とし、エネルギーを浪費し費用がかかる。更に
この方法ではターンオフ時の雑音抑制にはなるが、ター
ンオン時に置ける雑音発生の問題は依然存在する。結局
のところは従来のスイッチング方式に起因する効率の問
題が最大のきびしい問題である。現在のスイッチング方
式では約７３％の効率で動作しており、電源装置内部の
電力損失が大きく、電源密度を低下させる。
【０００４】従来技術によるスイッチング方式の中でも
より新しい世代の二つの型式が図１Ａおよび図１Ｂに示
されており、これらは先に述べた従来技術が有していた
問題を解決すべく挑戦している。スイッチング方式の第
一の型式は、零電流でスィッチングを行う直列共振方式
電源装置である。これらの電源装置は零電流（磁化電
流）に近づいた時点でスィッチングを行う事で発生され
る雑音を減少し、スナバー回路を必要とする事なくスィ
ッチング損失を半減させる。しかしながらスィッチ素子
がターンオンになる時点でのスィッチング電圧に係る損
失は未だ存在する。スィッチオフ時にスィッチ素子には
かなり大きな電圧がかかり、これは基本的にスィッチ素
子の寄生キャパシタを充電し、スィッチ素子のターンオ
ン動作で放電される。１２０ｐＦのドレイン・ソース間
容量を有し、７００ボルトの電圧で１００ｋＨｚで動作
する典型的な電力ＦＥＴでは、おおよそ２．９８ワット
の寄生損失が生じ得る。また電流の変化速度（ｄＩ／ｄ
Ｔ）も電流が正弦波となると低くなりスイッチング損失
が小さくなる。図１Ａに示すコンバータの方式での最大
の問題点は、入力電圧に対する実効電流の関係にある。
共振スィッチ素子、変圧器、および出力ダイオードを流
れるピーク電流は、入力電圧が低いときに最小値をと
る。この場合での効率は８０％台の下の方である。しか
しながら入力電圧が上昇すると、コンバータ構成要素を
流れる実効電流は急速に増加し、その結果実効電流が最
大１．７倍まで増加する。この結果最終的には効率を７
０％台まで低下させ、これは従来方式の強制転流コンバ
ータと同様な効率である。一方この現象を解決すめため
には多くの方法があるが、これは入力電圧を安定化させ
るために共振形コンバータの前段に別の新しいコンバー
タを必要とし、これによって効率を改善している。この
手法を実行するために必要となる追加費用および追加部
品は、高出力の場合においてのみ実現可能であろう。こ
の形式のコンバータの動作はビンチアレリ（Ｖｉｎｃｉ
ａｒｅｌｌｉ）に付与された合衆国特許第４，４１５，
９５９号に開示されている。
【０００５】実効電流に関連するこの問題への更に新し
いアプローチが図１Ｂに示されており日本の松下の特許
第１５０３９２５号に説明されている。この種の共振形
コンバータに於いては、共振回路は直列および並列共振
回路両者を組合せたものである。この種のアプローチで
は電圧調整領域での電源装置の周波数変動は大きく改善
されている。ビンチアレリ型コンバータでの周波数変動
は、全ての条件下で１０：１、もしも無負荷運転が必要
とされる場合にはさらに大きなものとなり得る。直列お
よび並列共振回路を組合わせた場合に於いて、周波数変
動はタンク回路の並列インダクタンスと直列インダクタ
ンスとの間の比率の関数である。従って実際の周波数変
動は２：１の範囲に納めることが出来る。出力負荷に供
給されるエネルギーは共振回路の電圧（ 1／2 ＣＶ２2
Ｆ）の関数のみならず、二つの共振回路間の位相関係の
関数でもあり、スィッチ素子、変圧器およびダイオード
を流れる実効電流は入力電圧での変化に対して僅かに変
化するだけである。これは結果として電源装置の効率対
入力電圧特性を改善させる。共振タンク損失は直列およ
び並列共振回路を組合わせたコンバータでは共に増加す
る傾向にあるが、スィッチ素子、変圧器、およびリアク
トルを流れる電流は入力電圧によって大きく変化しな
い。松下のアプローチの大きな欠点のひとつはタンク動
作電圧の調整が出来ないことである。全ての共振形コン
バータに於いて、Ｑはコンバータの全体の効率に対して
最も重要である。共振形コンバータの設計に於いて指定
された電力出力に対する損失を抑制する一つの重要な方
法は、タンク回路での低動作電流を選定する事である。
従来技術におけるコンバータ（ビンチアレリ：合衆国特
許第４４１５９５９号、日本国特許第１５０３９２５
号）に於いては、動作タンク電圧はコンバータの動作電
圧比とは独立で調整不能である。この為に設計者はその
他の同様に重要なパラメータ、例えば漏れインダクタン
ス、共振容量値、および動作磁束密度を調整しなければ
ならない。この事は結果としてＱが低くなるのと同時に
大きなタンク容量を必要とするため設計効率を非常に低
下させ、製造の観点からは潜在的に困難な磁気素子が必
要となる。また、従来技術に於けるコンバータではタン
ク磁化インダクタンスとタンク電圧の比率を操作できな
いので、最低周波数変動を最小限化できない。アーチャ
ー（Ａｒｃｈｅｒ）に付与された米国特許第４，７７
４，６４９号には従来技術によるコンバータとして、新
規な共振形コンバータが記載されており、これは結合磁
気素子上に構築されている。このアプローチでは、タン
ク動作電圧に対してある程度の制御が可能である；しか
しながら、この制御はその他の変数の犠牲の上に与えら
れており、この理由のため結合磁化変圧器は低い動作Ｑ
を持つ傾向にある。
【０００６】最後に、ビンチアレリおよび松下のコンバ
ータ両者に関連した残りの問題点は、零電流および零電
圧スイッチモードで同時には動作できないという事であ
る。先に述べたように、電圧変化率（ｄＶ／ｄＴ）を制
御する事は、ＥＭＩ／ＲＦＩの観点から低雑音運転を実
現するために望ましい。これを追加部品無しで実現する
のが好ましい事である、これは部品数および寸法は電源
装置の寸法に直接影響を与えるためである。
【０００７】
【発明の目的】従来技術に関する以上の問題点に鑑み、
本発明の目的はスイッチング期間の波形がサイン波を保
っており、かつ一次スィッチングを零電流に非常に近い
ところで実施するような新規の解決策を提供する事であ
る。
【０００８】別の目的は、一次スィッチに於いて零電圧
スィッチングを実現し、別の追加部品を用いる事無く変
圧器一次側にかかる電圧変化速度を制御し、高周波時の
遮断電圧に依って生じる寄生スィッチング損失の除去を
容易とする事である。
【０００９】別の目的は、タンク変圧器部品を使用して
タンク動作電圧を任意の希望する電圧に変換できる機能
を実現する事である。
【００１０】その他の目的としては、動作効率の増大、
信頼性の増加および費用と雑音の軽減がある。これらの
目的は共振変圧器部品を使用した本発明で実現されてい
る。この部品は、ＤＣ／ＤＣコンバータで使用される多
端末変圧器の出力または入力に直列に設置されている。
これは共振タンクで使用される一つの巻線を有し、この
タンクは一つの共振キャパシタと少なくとも二つの別の
巻線を有し、これらの巻線は一次側にある場合は変圧器
巻線の各々の側に、二次側に設置されている場合は少な
くとも二つの巻線が各々の出力に、二つの巻線の各々が
それぞれの二次巻線接地点と直列に配置されるように或
いは、整流素子と直列に配置されるように接続されてい
る。これらの出力巻線とタンク回路巻線の比率はタンク
回路のＱを高くするために調整される。
【００１１】次にタンクの実現方法に付いて言及する
と、以下の点が実現に当たって典型的な要点である。プ
ッシュプル変圧器の一次巻線は互いに逆位相で直流電源
に接続され、対応する二次巻線の一方がそれぞれの整流
素子と順位相で接続されており、もう一方のグランド側
に共振変圧器のそれぞれの巻線が挿入されるかたちにな
っている。それ等と共振変圧器のそれぞれの巻線の位相
はそれぞれ反転位相が接続される。共振変圧器の対応す
る出力は互いに接続されて出力平滑化キャパシタの接地
側に接続されている、平滑化キャパシタのもう一方の端
は整流器の出力に接続されている。一次側を流れる電流
は両方のスィッチ素子の、一定に保たれている非導通時
間と、出力負荷変化に応答する誤差増幅器によって制御
される導通時間とによってパルス形状に生成される。変
圧器の漏れ磁場は主変圧器二次側での値と共振タンク巻
線の巻数比で換算されたリーケージインダクタンスの形
で共振変圧器の共振キャパシタに同調している。この共
振周波数はタンク巻線の磁化インダクタンスで設定され
る並列共振周波数の約２倍に設定される。従って一次お
よび二次巻線を流れる電流は、タンク変圧器部品を流れ
る共通正弦波磁束に応じて強制的に正弦波の形状をと
る。
【００１２】本発明の種々の実施例として、共振タンク
変圧器部品を一次側に、或いは共振変圧器部品を二次側
に含んだ形で示されている。
【００１３】本発明のこれら、およびその他の特徴並び
に長所は電源装置、とくにＤＣ／ＤＣコンバータの設計
に精通の者には、提示された実施例の詳細な説明を添付
図を参照しながら通読した後には明かであろう。
【００１４】
【発明の要約】本発明は共振タンクのＱを、磁芯材、動
作磁束密度および周波数を選定する事により最適化して
いる；負荷およびタンク巻線間の巻線比の調整を通して
タンクキャパシタを利用；磁芯透磁率およびタンク巻線
と負荷巻線との間の巻線比を選択する事により、電圧安
定化時の最小および最大周波数間の周波数変動を最小と
している。これは並列共振タンク回路用の変圧器を使用
する事により、可能とされている。
【００１５】
【実施例】本発明の一つの実施例が図２に示されてお
り、ここで１０は一次巻線１２および１４、磁芯１６そ
れに二次巻線１８および２０とを有する主変圧器を示
す。巻線１２および１４の巻線数は同じで、極性表示で
示されるように逆向きに巻かれていて、一次電流ＩP1お
よびＩP2が磁芯１６内に逆方向の磁束を生成するように
している。巻線１２および１４は巻線間の寄生キャパシ
タンスおよび漏れインダクタンスが最小となるように製
作されている。
【００１６】電力は直流電源２２から、キャパシタ２４
および２６を介して供給されているが、これはリップル
を除去すると同時にコンバータに安定した電源を供給し
ている。
【００１７】巻線１２および１４は入力電圧２２に並列
接続されている。巻線１２と直列にスィッチ素子２８；
巻線１４と直列にスィッチ素子３０が接続されている。
スィッチ素子２８および３０は、図６に示す制御回路で
交互に動作され、予め定められた遅れまたは無駄時間が
一つのスィッチ素子の開路してからもう一方のスィッチ
を閉路するまでの間に設定されている。スィッチ素子２
８および３０はそれぞれ内蔵ダイオード３２および３４
を有するＭＯＳ型ＦＥＴであり、これらのダイオードは
反対側のスィッチ素子がターンオフ後のオーバーシュー
トをクランプしている。
【００１８】遅れ時間は、なかんずくスイッチ素子２
８，３０，３２，３４および一次巻線１２，１４内の寄
生キャパシタンスの値で決まる値に設定されている。主
変圧器１０は磁化電流が一次巻線１２および１４の上記
の寄生キャパシタンスを制御状態で充電するのに十分な
大きさを有するように設計されている。
【００１９】磁芯１６によって一次巻線１２および１４
に磁性結合されている二次巻線１８および２０は、図の
極性で示されているように巻線１２および１４に対して
と位相が決められるように巻かれている。インダクタン
ス３６，３８は個別回路部品ではなく、二次側に反映さ
れる巻線１２，１４，１８，２０の漏れインダクタンス
を表している。
【００２０】二次側からの出力は何らかの最適な装置、
ここでは例として巻線１８に直列接続されたダイオード
４０および巻線２０に直列接続されたダイオード４２に
よって整流されている。ダイオード４０，４２からの出
力は図の点４６で示されるように、出力端子４４に結合
されている。
【００２１】二次側に於いて、巻線１８，２０と出力端
子４４，４８との間に挿入されているのはタンク回路５
０であって、これは磁芯５２を有するタンク変圧器５１
と関連する巻線５４，５６，５８とで構成されている。
巻線５４は二次巻線１８と直列に；巻線５６は２０と直
列に接続されている。二つの出力は共に端子４８に結合
されている。キャパシタ６０が出力端子４４／４８の間
に接続されていて、出力を平滑化している。抵抗器６２
はコンバータの出力負荷を表している。従って巻線５４
および５６はコンバータの負荷電流を流す。第三の巻線
５８はタンク巻線を構成し、この両端にタンクキャパシ
タ６４が接続されている。
【００２２】共振タンク変圧器５１は二つの基本機能を
有する。第一は、主変圧器１０を通る電流波形を制御す
ることであり、これは共振タンク巻線５８の共通磁束結
合および、主変圧器１０を流れる全ての電流が流れる関
連巻線とによってなされる。第二は、設計者が共振タン
ク素子５８／６４内の損失を最小化し、同様に周波数変
動を最適化出来るようにしている事であり、これはタン
ク動作電圧をと主変圧器１０の遅れインダクタンスの関
係を変圧器巻数比の関係によって指定できる事に依って
実現される。
【００２３】図５は図２と似ているが、タンク回路５０
が主変圧器の二次側から図の５０’で示すように一次側
に移動されている。回路５０と同様に、タンク５０’は
負荷抵抗６２に応答するように配置されている。図５と
図２の部品間の対応は、図５の数字にひとつの（ '）記
号を付けて示している。
【００２４】図２の巻線５４に対応する巻線５４’は一
次巻線１２’と直列；そして巻線５６’は巻線１４’と
直列である。図２の磁芯５２と同様に、図５内の磁芯５
２’は三本の巻線５４’，５６’，５８’全てに共通で
ある。
【００２５】図３および図４の波形は、図５の回路に対
しても基本的に変更せずに適応できる。図５の一次側に
巻線５４’および５６’を通って小さな磁化電流が流れ
るが、これらによる歪は無視できる程度である。
【００２６】図２の動作は以下の通りである：スィッチ
素子２８が閉路されて動作周期が開始される。コンバー
タが定常状態（開始時ではなく）にあると仮定すると、
このスィッチが閉路されるタイミングは共振タンク変圧
器５１の適切な位相関係に対応する。電流は巻線１２と
対応するスィッチ素子２８の中で正弦波的に生成される
が、これはタンク変圧器磁束と出力回路３６の漏れイン
ダクタンスおよびタンク磁化インダクタンスとによって
生成された回路とによって生成される。タンク電圧が十
分に反転し出力ダイオード４０が非導通になるまで、回
路５０によって直列共振タンクが形成される。この時点
で一次スィッチ素子２８は導通状態を継続するが、電流
は暫時減少し変圧器１０の磁化電流と交差する。図６の
制御器がスィッチ素子２８／３０を非導通とした時点
で、両スィッチ素子は非導通状態を保持しているがスィ
ッチ素子２８およびスィッチ素子３０にかかる電圧は逆
向きであり、この状態はそれぞれが接続されているダイ
オード３２／３４が導通となるまで継続する。この時点
でそれぞれの電圧はその零点にあり、もう一方のスィッ
チ素子３０が導通となる。ここでもう一方の二次巻線２
０がその直列共振路３８／５１を介して導通となり、前
段周期からの電流が向きを反対として継続される。この
タイミング関係は負荷が変化するまで維持される。負荷
が増加したときは、図６の制御回路は両方のスィッチ素
子の導通時間を減少し、結果としてコンバータの動作周
波数を上昇させる。しかしながら、電圧リセット時間は
非導通電流の大きさに依っては僅かしか変化しないの
で、スィッチ間の遅れまたは無駄時間は同一に保たれ
る。非導通電流は常に磁化電流であるが、これは電源装
置がその負荷範囲で動作していると仮定すれば各周期の
間に負荷電流が磁化電流点まで減少するからである。寄
生キャパシタンスおよび巻線を通って流れる残りの磁化
電流は、キャパシタンスの大きさおよび電流の大きさに
よってその時点で決定されるそれぞれのクランプ点まで
電圧を変化させる。この駆動電流は周波数により導通時
間が変化すると、周波数と共に変化するが、この変化は
ｄＶ／ｄＴを広い範囲に渡って変化させるほどには大き
くない。実際の例では効果的な変化はおよそ２：１であ
る。この様にして、コンバータは零電圧モードで動作す
る、従ってスィッチ素子にかかる電圧の影響でスィッチ
ング素子がオン・オフされる場合の雑音および損失の問
題が解決される。この損失はスィッチ素子にかかる電圧
および寄生キャパシタの大きさと動作周波数を知る事に
よって推定できる。高電圧バス（３００Ｖ）を断路する
ように動作する典型的なＦＥＴ駆動高周波コンバータで
は、この損失はおおよそ２ワットである、従って放熱器
を必要とするので電源装置の寸法を大きくすると共に、
入力フィルタの寸法を増大させる。制御回路は電力要求
量の増加に応じて周波数を増加させるので、直列共振時
間が増え、それぞれの反射漏れ磁場および二次ダイオー
ドを通って電流が流れる時間も増える。電力需要が減少
するときはこの反対であって、対応する動作周波数は減
少する。
【００２７】図３は中位的負荷状態から比較的高負荷状
態に対するコンバータ波形の関係を示す。波形Ａおよび
Ｂは図６の制御回路から対応するスィッチ素子２８およ
び３０に対する駆動信号である。波形ＣおよびＤは、ス
ィッチが導通周期にある時にそれらを通って流れるそれ
ぞれの電流ＩP1およびＩP2である。これらの波形から判
るように、１００に於ける初期電流（負荷電流）は事実
上正弦波であって、変圧器一次側の磁化電流１０４（直
線部分）に等しくなる１０２まで継続する。波形Ｅおよ
びＦはそれぞれスィッチ素子３０および２８にかかる電
圧ＶP1およびＶ P2を示し、零電圧スィッチング間隔１０
６（波形ＡおよびＢ）を示している。波形Ｇは共振タン
ク５８／６４の電圧Ｖt および共振キャパシタ６４が流
れる電流Ｉt を示し、共にコンバータ動作の直列および
並列部に共通である。時間ｔ1 の間の等価回路は、タン
ク動作周波数を定めている共振キャパシタンスと直列接
続された漏れインダクタンス３６を備えた直列共振タン
クである。この経路はダイオード４０を通るので、電流
はダイオード４０を通って負荷６２へ流れる。時間ｔ2
の間は出力ダイオード４０および４２は共に非導通であ
り、タンク回路５０と直列接続された漏れ磁場は存在し
ない。この時点での動作周波数は、タンク巻線４８磁化
インダクタンスと並列な共振キャパシタ６４とで構成さ
れた並列タンク周波数である。時間ｔ3 およびｔ4 はも
う一方のスィッチ素子動作３０の動作波形の鏡像に等し
い。図４はより軽負荷状態でのコンバータの動作波形を
示す。タイミング関係は図３と同一である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術に於ける回路の二つの形式を示す図。
【図２】タンク回路が主変圧器の二次側に配置されてい
る本発明の一つの実施例を示す図。
【図３】図２の回路内に生じる波形であって比較的高負
荷の条件での波形を示す図。
【図４】図２の回路内に生じる波形であって、比較的低
負荷の条件での波形を示す図。
【図５】タンク回路が主変圧器の一次側に配置されてい
る場合の、本発明の別の実施例を示す図。
【図６】図２および図５のスィッチ素子２８，３０，２
８’，３０’動作を制御し、図３および図４に示す波形
を形成するための制御回路を示す図。図６の動作の詳細
は、モトローラ社発行の「半導体技術データ・プロトタ
イプ情報、高性能共振モード制御器、ＰＣ３４０６７」
（Ｓｅｍｉ Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ
Ｄａｔａ Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉ
ｏｎ，ＨｉｇｈＰｅｒｆｏｒｍａｎｃ Ｒｅｓｏｎａｎ
ｔ Ｍｏｄｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ＰＣ３４０６
７）に記載されている。
【符号の説明】
１０ 主変圧器 １２，１４ 一次巻線 １６ 磁芯（コア） １８，２０ 二次巻線 ２２ 供給電源 ２８，３０ スィッチ素子 ３６，３８ 漏れインダクタンス ４０，４２ 整流素子 ４４，４８ 出力端子 ５０ タンク回路 ５１ タンク変圧器 ５４，５６，５８ タンク巻線 ６０ 出力平滑キャパシタ ６２ 抵抗器（負荷を表す） ６４ タンクキャパシタ

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 動作電力範囲に渡って，直流電圧を変換
    するための共振形ＤＣ／ＤＣコンバータであって， 磁芯と，該磁芯に交流磁束を発生させるための一次巻線
    部とを有する主変圧器と， 前記交流磁束を発生させるために前記一次巻線部に交流
    パルス電流を流すためのスイッチ素子部とを有し， 前記スイッチ素子部と前記一次巻線部は，与えられたパ
    ルスの終了から後続のパルス開始までの，予め定められ
    た遅れ時間と関連する予め定められた寄生キャパシタン
    スを有し，前記主変圧器 は前記交流磁束と同期して交互に導通する
    ようになされた第１と第２の二次巻線を含み， 前記主変圧器には，前記寄生キャパシタンスを制御状態
    で充電するのに十分な磁化電流を流し得る，固有の磁化
    インダクタンスが存在し， 前記コンバータは更に， 前記二次巻線と，前記二次巻線内の電流を整流するため
    の整流素子部を有する二次回路装置と， 出力端子と出力キャパシタとを有する出力回路と， 前記整流素子部からの整流された電流を前記出力端子に
    負荷電流の形で供給するための回路と，前記負荷電流 に応答するようにコンバータ内に配置され
    た第１と第２の負荷電流巻線を有するタンク変圧器で構
    成されたタンク回路と， 前記負荷電流巻線に磁気的に結合されたタンク巻線と， 前記タンク巻線と並列なタンクキャパシタとを備えてな
    る共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 請求項第１項記載のコンバータに於い
    て， 前記スイッチ素子部が前記出力端子に接続された負荷の
    大きさに応じ，各々の電流パルスの開始および間隔を制
    御する事を特徴とする，前記コンバータ。
  3. 【請求項３】 請求項第１項記載のコンバータに於い
    て， 前記磁化インダクタンスの大きさが，前記磁芯のエアー
    ギャップを与える事により決定される事を特徴とする，
    前記コンバータ。
  4. 【請求項４】 請求項第３項記載のコンバータに於い
    て， 前記スイッチ素子部が前記出力端子間に接続された負荷
    の大きさに応じ，各々の電流パルスの開始および間隔を
    制御する事を特徴とする，前記コンバータ。
  5. 【請求項５】 請求項１記載のコンバータに於いて， 前記一次巻線部が相互に並列接続された第１と第２の一
    次巻線からなり，前記スイッチ素子部がそれぞれ前記第
    １と第２の一次巻線に直列接続された第１と第２のスイ
    ッチ素子からなる事を特徴とする，前記コンバータ。
  6. 【請求項６】 請求項第１項記載のコンバータに於い
    て， 前記主変圧器の一次巻線部は相互に並列接続された第１
    と第２の一次巻線からなり， 前記タンク回路の第１と第２の負荷電流巻線は前記主変
    圧器の第１と第２の一次巻線にそれぞれ直列接続されて
    いる 事を特徴とする，前記コンバータ。
  7. 【請求項７】 動作電力範囲に渡って，直流電圧を変換
    するための共振形ＤＣ／ＤＣコンバータであって， 磁芯と，該磁芯に交流磁束を発生させるための一次巻線
    部とを有する主変圧器と， 前記交流磁束を発生させるために前記一次巻線部に交流
    パルス電流を流すためのスイッチ素子部とを有し， 前記スイッチ素子部と前記一次巻線部とは，与えられた
    パルスの終了から後続のパルス開始までの，予め定めら
    れた遅れ時間と関連した予め定められた寄生キャパシタ
    ンスを有し，前記主変圧器 は前記交流磁束と同期して交互に導通する
    ようになされた第１と第２の二次巻線を含み， 前記主変圧器には，その大きさが前記磁芯内にエアーギ
    ャップを設ける事で形成され，前記寄生キャパシタンス
    を制御状態で充電するのに十分な磁化電流を流し得る，
    固有の磁化インダクタンスが存在し， 前記コンバータは更に， 前記第１と第２の二次巻線と，前記二次巻線内の電流を
    整流するための第１と第２のダイオード部からなる二次
    回路と， 前記第１と第２のダイオード部にそれぞれ直列接続され
    た第１と第２の負荷電流巻線と，前記第１と第２の負荷
    電流巻線に磁気的に結合されたタンク巻線とを有する変
    圧器を含むタンク回路と， 前記タンク巻線と並列なタンクキャパシタと， 一対の出力端子とそれに差し渡されて接続されている一
    つの出力キャパシタとを有する出力回路と， 前記ダイオード部からの整流された電流を前記出力端子
    に供給するための回路とを備えてなる共振形ＤＣ／ＤＣ
    コンバータ。
  8. 【請求項８】 請求項第７項記載のコンバータに於い
    て， 前記スイッチ素子部が前記出力端子間に接続された負荷
    の大きさに応じ，各々の電流パルスの開始および間隔を
    制御する事を特徴とする，前記コンバータ。
  9. 【請求項９】 請求項第１項記載のコンバータに於い
    て， 前記タンク回路の第１と第２の負荷電流巻線は前記主変
    圧器の第１と第２の二次巻線へそれぞれ直列接続されて
    いる事を特徴とする，前記コンバータ。
  10. 【請求項１０】 動作電力範囲に渡って，直流電圧を変
    換するための共振形ＤＣ／ＤＣコンバータであって， 磁芯，及び第１と第２の出力巻線を有する主変圧器と， 前記第１と第２の出力巻線へそれぞれ直列接続された第
    １と第２の負荷電流巻線，該第１と第２の負荷電流巻線
    に磁気的に結合されたタンク巻線，及び該タンク巻線に
    並列接続されたタンクキャパシタを有してなるタンク回
    路と， 前記主変圧器の磁芯を介して交流パルス電流を発生させ
    る手段とを備えてなる共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 【請求項１１】 動作電力範囲に渡って，直流電圧を変
    換するための共振形ＤＣ／ＤＣコンバータであって， 磁芯，及び該磁芯を介して交流パルス電流を発生させる
    第１と第２の入力巻線を有する主変圧器と， 前記第１と第２の入力巻線にそれぞれ直列接続された第
    １と第２の負荷電流巻 線，該第１と第２の負荷電流巻線
    に磁気的に結合されたタンク巻線，及び該タンク巻線に
    並列接続されたタンクキャパシタを備えてなる共振形Ｄ
    Ｃ／ＤＣコンバータ。
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