WO1997003494A1

WO1997003494A1 - Circuit de conversion alimente par une onde sinusoidale

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Publication number: WO1997003494A1
Application number: PCT/JP1996/001879
Authority: WO
Inventors: Yoshihiro Murai; Junichi Takayama
Original assignee: Kabushiki Kaisha Meidensha
Priority date: 1995-07-11
Filing date: 1996-07-05
Publication date: 1997-01-30
Also published as: TW307943B; KR970705864A; EP0786857A4; JPH09172779A; EP0786857A1; JP3416948B2; US5771164A

Description

明細書正弦波入力コンバータ回路技術分野

本発明は、交流電源を直流電源に変換する順変換装置において、電源に流れる高調波電流を抑制できるようにしたコンバータ回路に関する。背景技術

汎用ィンバ一夕等の整流平滑回路には通常コンデンサインプット形整流平滑回路が使用されている。図 4 4は単相交流入力のコンデンサインプット形整流回路を、図 4 7は三相交流入力のコンデンサインプット形整流平滑回路を示す。図 4 4 , 図 4 7において、 R Fは整流ダイォードブリッジ、 Aは突入電流防止回路、 Cは平滑用コンデンサである。

コンデンサインプット形整流平滑回路は、（1 ) 部品点数が少ない、（2

) 回路構成が簡単、（3 ) 制御が不要、という特徴を有している。したがつてコスト的に有利で汎用ィンバー夕に限らず、一般の整流平滑回路として広く使用されている。

コンデンサインプット形整流平滑回路以外では、例えば図 5 0に示すような自己消弧型スィッチング素子で構成されたコンバー夕タイプのものがある。図 5 0において、 1 0 1及び 1 0 3はスィツチング素子 T rとダイオード Dで構成されたコンバータ及びインバータ、 1 0 2は制御回路部、 Fは搬送波除去フィルタ、 C dは平滑用コンデンサで、制御回路部 1 0 2 は P T 1 , C T 1 ~ C T 3により検出した電源電圧 V i，コンバータ電流 I c , 直流電流 I d , 負荷電流 I tの各検出信号を用いて直流電圧 V dを一定にすると共に系統電源電流 I sを正弦波化するようにコンバータ 1 0 1のスィツチング素子 T rを制御している。

上記従来図 4 4及び図 4 7の整流平滑回路の入力波形は電源のインピーダンス条件により変化するが入力電圧が直流電圧 V dより高い時電流が流れるので、概ね図 4 5及び図 4 8のようになる。この入力波形を調波解析すると図 4 6及び図 4 9のようになり、大きな低次高調波流が流れる。この高調波電流は電源系統に流れ込み、系統の進相コンデンサゃ直列リァクトルの過熱，焼損などの被害をもたらす。一方、上記従来図 5 0のようなコンバ一夕タイプのものは、有効に高調波電流を抑制することができる _c しかし、コンバータの制御回路は複雑となり、その入力には電源同期信号, 負荷電流検出信号，インバータ電流検出信号，直流電圧検出信号，直流電流検出信号と多数の信号を必要とする。これらの検出回路を含めるとインバータ装置としてはかなりのコストアップとなり不利である。発明の開示

本発明は、従来技術のこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、簡単な制御回路で高調波電流を抑制と安定した直流電圧を出力できる正弦波入力コンバータ回路を提供することにある。本発明の単相正弦波入力コンバータは、単相電源にフィルタを介して接続された単相整流ダイオードブリッジと、単相ダイオードブリッジの出力端子間に接続されたリアクトルとスィツチング素子の直列回路とこのリアクトルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイォードとからなるトランジスタ回路と、逆流防止ダイォードを介してリアクトルに蓄積されたエネルギにより充電される平滑コンデンザと、平滑コンデンザの電圧と基準電圧の偏差を増幅し三角搬送波と比較し、その比較信号で前記スイツ千ング素子を 0 N 0 F F制御する回路で構成する。

したがって、スイッチング素子が O N , O F F制御されると、スィッチング素子の O Nのときリアクトルにエネルギが蓄積され、 O F Fで平滑コンデンザがリアクトルに蓄積されたエネルギで充電される。スィツチング素子は平滑コンデンサ電圧が基準電圧と等しくなるように制御されているので、安定した出力電圧が得られる。また入力電流は交流電圧の低い時から流れるので低次高調波が殆どなく正弦波となる。

トランジスタ回路を 2組並列に設け、各スィツチング素子を 1 8 0 ° 位相を異にする比較信号で O N Z O F F制御するとよい。この場合、スイツチングによるリップル成分も減少する。また、本発明の三相正弦波入力コンバータは、三相電源にフィルタを介し接続された各相の整流ダイォ一ドにそれぞれ第 1のリアクトルが直列に接続された三相半波整流回路と、この整流回路の出力端子とその各入力端子間にそれぞれ接続された第 2のリアクトルとスィツチング素子の直列回路と、それぞれ第 1 , 第 2のリアクトルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイォードからなる各トランジスタ回路と、各逆流防止ダイォ一ドを介して第 1 , 第 2のリアクトルの蓄積エネルギで充電される平滑コンデンザと、平滑コンデンサ電圧と基準電圧の偏差を増幅し、三角搬送波と比較し、その比較信号で前記各スィツチング素子を O N Z O F F制御する回路で構成する。

この場合も、スイッチング素子の O Nで第 1 , 第 2のリアクトルにエネルギが蓄積され、 O F Fで平滑コンデンサが第 1 , 第 2のリアクトルに蓄勢されたエネルギで充電される。

また、本発明の共振形正弦波入力コンバータ回路は、三相又は単相の交流電源にフィルタを介して接続される三相又は単相の整流ダイォ一ドブリッジと、整流ダイォ一ドブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形のスィツチング素子と、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された第 1のコンデンサとサイリス夕の直列回路と、第 1のコンデンサの端子電圧を整流をするダイォードとこの整流出力を平滑するリアクトル及び第 2 のコンデンサからなる整流回路と、スィツチング素子を電源周波数より十分高い周波数の第 1のゲート信号で制御すると共に、サイリス夕のゲートに第 1のゲ一ト信号を所定時間遅らせた第 2のゲート信号で制御する制御回路で構成する。

この場合は、スィツチング素子の O Nでフィル夕のリアクトルにェネルギが蓄積され、少し遅れてサイリス夕が O Nし、その後に、スイッチング素子が 0 F Fしてフィルタのリアクトルのエネルギが第 1のコンデンサを充電しつつサイリス夕に流れる。第 1のコンデンサ電圧が高くなると整流回路に放電し、平滑用コンデンサを充電する。サイリス夕が O F Fすると，整流回路のリアクトルに蓄えられたエネルギが平滑用コンデンサを充電する 0 前記サイリス夕に代えて自己消弧形の第 2のスィツチング素子を用いることができる。この場合は第 2のスィツチング素子の電流をホール CT等により検出して、検出電流 0となったときターンオフ信号を出力し、第 2 のスィツチング素子をサイリス夕と同等に動作させる。

または、第 2のスイッチング素子の電流を検出せずに、第 1のスィッチング素子を第 1のゲート信号で断続的に ON制御し、第 2のスィツチング素子を第 1のゲート信号の ONしてから OF Fする間に ONし第 1のゲート信号の OFFより所定時間遅れて OFFする第 2のゲート信号で 0 N制御する。

あるいは、三相又は単相の交流電源に入力フィルタを介して接続される三相又は単相の整流ダイォードブリツジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 1, 第 2, 第 3のスイッチング素子の直列回路と、第 1, 第 2のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続された第 1, 第 2のコンデンサの直列回路と、前記直列に接続された第 1, 第 2のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイオードと、この整流出力を平滑する回路とからなる整流回路と、第 1, 第 2のスイッチング素子を第 1のゲート信号で断続的に ON制御し、第 3のスィツチング素子を第 1のゲ一ト信号の ONと同時に ONし第 1のゲート信号の OFFより所定時間遅れて OF Fする第 2のゲート信号で ON制御する制御回路で構成する。

この場合は、第 1〜第 3のスィツチング素子の ONでフィル夕のリアクトルにエネルギが蓄積され、第 1，第 2のスイッチング素子が OFFするとリアクトルに蓄積されたエネルギが第 1, 第 2のコンデンサを充電しつつ第 3のスイッチング素子に流れる。第 1, 第 2のコンデンサ電圧が整流回路の平滑コンデンサ電圧より高くなると整流回路に放電して平滑コンデンサを充電する。

または、三相又は単相の交流電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 1, 第 2のスイッチング素子の直列回路と、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された第 1 , 第 2のコンデンサと自己消弧形の第 3のスィツチング素子の直列回路と、第 1のコンデンサと第 1 のスィッチング素子を並列に接続する回路と、前記直列に接続された第 1 , 第 2のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイォ一ドと、この整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、第 1，第 2のスイッチング素子を第 1のゲート信号で断続的に O N制御し、第 3のスィツチング素子を第 1のゲ一ト信号の O Nしてから O F Fする間に O Nし第 1のゲート信号の O F Fより所定時間遅れて O F Fする第 2のゲート信号で 0 N制御する制御回路で構成する。

この場合は、第 1 , 第 2のスイッチング素子の O Nでフィルタのリアクトルにエネルギが蓄積され、第 1 , 第 2のスイッチング素子が O F Fするとフィルタのリアクトルのエネルギが第 1 , 第 2のコンデンサを充電しつつ第 3のスイッチング素子に流れる。第 1 , 第 2のコンデンサ電圧が整流回路の平滑コンデンサ電圧より高くなると整流回路に放電して平滑コンデンサを充電する。

または、三相又は単相の交流電源にフィルタを介して接続される三相又は単相の整流ダイォ一ドブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 1のスィツチング素子と、整流ダイォ一ドプリッジの出力端子電圧によりダイォ一ドを介して充電されるコンデンサと、このコンデンサの電圧を断続して出力する自己消弧形の第 2のスィッチング素子と、第 2のスィツチング素子からの断続電圧を平滑して出力する平滑回路と、平滑回路の出力電圧の指令値と検出値との差信号を受けて第 1のスィツチング素子のゲート信号のデュティ比を制御する回路と、前記コンデンザの目標値と検出値との差信号を受けて第 2のスィツチング素子のゲ一ト信号を出力するヒステリシスコンパレータで構成する。

この場合は、第 1のスィツチング素子が O Nするとフィル夕のリアクトルにエネルギが蓄積され、 O F Fするとフィルタのリアクトルに蓄積されたエネルギがダイォードを介してコンデンサに蓄積される。このコンデンサ電圧が目標値に達すると出力するコンパレータにより第 2のスィッチング素子が O Nしてコンデンサの蓄積エネルギを整流回路に放電させる。第 1のスィツチング素子は出力電圧が指令値と一致するようにそのデューティ比が制御されるので出力電圧は一定となる。図面の簡単な説明

図 1は実施の形態 1にかかるコンバータを示す回路図である。

図 2はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 3は入力電流の高調波成分を示す波形図である。

図 4は実施の形態 2にかかるコンバータを示す回路図である。

図 5はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 6は実施の形態 3にかかるコンバータを示す回路図である。

図 7はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 8は実施の形態 4にかかるコンバータを示す回路図である。

図 9は素子 S I , S 2のゲート信号を示すタイミング図である。

図 1 0はコンバータの各部電流 ·電圧を示す波形図である。

図 1 1はコンバータの入力電圧 ·電流を示す波形図である。

図 1 2は素子 S 1の電圧，電流を示す波形図である。

図 1 3は実施の形態 5にかかるコンバータを示す回路図である。

図 1 4は実施の形態 6にかかるコンバータを示す回路図である。

図 1 5は実施の形態 7にかかるコンバ一タを示す回路図である。

図 1 6は実施の形態 8にかかるコンバ一夕を示す回路図である。

図 1 7は素子 S 1 , S 2のゲ一ト信号を示すタイミング図である。図 1 8は出力部の等価回路図である。

図 1 9は入力フィルタ部の等価回路図である。

図 2 0はコンバータの動作モード説明図である。

図 2 1はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 2 2は素子 S 1の電圧♦電流を示す波形図である。

図 2 3は素子 S 2の電圧 ·電流を示す波形図である。

図 2 4は実施の形態 9にかかるコンバータを示す回路図である。

図 2 5は実施の形態 1 0にかかるコンバータを示す回路図である。図 2 6は素子 S l a , S i b , S 2のゲート信号を示すタイミング図でめる。

図 2 7はコンバータの入力電流を示す波形図である。図 2 8は素子 S 1 aの電圧 ·電流を示す波形図である。

図 2 9は素子 S 1 bの電圧 ·電流を示す波形図である。

図 3 0は素子 S 2の電圧♦電流を示す波形図である。

図 3 1は実施の形態 1 1にかかるコンバータを示す回路図である。

図 3 2は実施の形態 1 2にかかるコンバータを示す回路図である。

図 3 3は素子 S l a , S i b , S 2のゲート信号を示すタイミング図であ 0

図 3 4はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 3 5は素子 S 1 aの電圧 ·電流を示す波形図である。

図 3 6は素子 S 1 bの電圧 ·電流を示す波形図である。

図 3 7は素子 S 2の電圧♦電流を示す波形図である。

図 3 8は実施の形態 1 3にかかるコンバータを示す回路図である。

図 3 9は実施の形態 1 4にかかるコンバータを示す回路図である。

図 4 0はコンバータの動作モード説明図である。

図 4 1はコンバータの各部電圧 ·電流を示す波形図である。

図 4 2はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 4 3は実施の形態 1 5にかかるコンバータを示す回路図である。

図 4 4は従来例 1にかかる整流平滑回路を示す回路図である。

図 4 5はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 4 6は入力電流の高調波成分を示す波形図である。

図 4 7は従来例 2にかかる整流平滑回路を示す回路図である。

図 4 8はコンバータの入力電流を示す波形図である。

図 4 9は入力電流の高調波成分を示す波形図である。

図 5 0は従来例 3にかかるコンバータを示す回路図である。発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1

図 1に単相正弦波コンバータ回路を示す。同図において、 1は搬送波除去用入力フィルタ Fを介して入力する単相交流を整流する整流ダイォードブリッジ、 2はダイオードブリッジ 1の出力側に接続されたトランジスタ回路で、ダイォ一ドブリッジの出力端子間にリアクトル L 1とスィッチング素子 T r 1が直列に接続され、リアクトル L 1とスィツチング素子 T r 1との接続点にィンダクタ L 1の蓄積エネルギを出力させる逆流防止ダイォード D 1を有する。 C dはトランジスタ回路 2の出力を平滑するコンデンサで、ダイオード D 1を介してリアクトル L 1と並列に接続されている _c

3はトランジスタ回路 2のスィツチング素子 T r 1を制御する制御回路で、コンデンサ C dで平滑された直流出力電圧 V dを検出する電圧検出器 3 1と基準電圧 V sを設定する電圧設定器 3 2と、直流出力電圧と基準電圧 V sとの偏差を演算する減算器 3 3と、減算器 3 3からの偏差信号を增幅する P Iアンプ 3 4と、 5 K H zの三角搬送波を出力する搬送波発生回路 3 5と、この搬送波と P Iアンプ 3 4からの信号を比較してトランジス夕回路 2のスィツチング素子 T rのベースを制御するコンパレータ 3 6とにより構成されている。

このコンバータ回路の動作について説明する。

制御部 3は、電圧検出器 3 1で検出した直流出力電圧 V dと基準電圧 V sとの偏差を減算器 3 3で求めその偏差に P Iアンプ 3 4 .のゲイン kを乗じ、これと搬送波とをコンパレータ 3 6で比較してトランジスタ回路 2のスィツチング素子 T r 1の O N時間を決定し、スィツチング素子 T r 1 のベースを制御する。

スィツチング素子 T r 1が O Nすると、交流電源から入力フィルタ F 1 , 整流ダイォ一ドブリッジ 1を介してリアクトル L 1に入力エネルギが蓄積される。スィツチング素子 T r 1が 0 F Fすると、ダイォード D 1は順バィァスされて O N状態となり、リアクトル L 1に蓄積されたエネルギにより平滑コンデンサ C dが充電される。この O N Z O F Fを 5 K H zの搬送周波数で行っているので、平滑コンデンサ C dは安定した電圧に充電される 0

スィツチング素子 T r 1の O N時間は直流出力電圧 V dが基準電圧 V s と一致するように制御されているので、平滑コンデンサ C dで平滑された直流出力電圧 V dは基準電圧 V sと一致する。

また、入力電流はスイッチング素子 T r 1が O Nすると、交流入力電圧の低い時から流れるので、低次高調波電流が抑制される。このため入力電流波形は図 2のような波形になる。なお、実施例 1では、交流電源： 1 0 0 V, 50 H z, L i n ： 1 mH, C i n : 1 0〃F， L 1 ： 1 00 juH, Cd : 200 F, R_L： 5 Ωである。

図 2の入力電流波形を調波解析すると、図 3のようになり、低次高調波電流は殆ど流れていない。ただし、搬送周波数（5 KHz) 付近の高調波成分が残る。

実施の形態 2

図 4に単相正弦波コンバータ回路の他の例を示す。同図において、 1は搬送波除去用入力フィル夕 Fを介して入力する単相交流を整流するダイォ一ドブリッジ、 2はダイォ一ドブリツジ 1の出力端子間に接続されたトランジスタ回路で、並列に接続された 2つの回路 2 1, 22からなり、回路 2 1 (22) は、前記図 1のトランジスタ回路 2と同様に、ダイォードブリッジ 1の出力端子間に接続されたリアクトル L 1 (L 2) とスィッチング素子 T r 1 (T r 2) の直列回路と、リアクトル L 1 (L 2) とスィッチング素子 T r l (T r 2) の接続点に接続された逆流防止ダイオード D 1 (D 2) で構成されている。 C dはそれぞれダイォ一ド D 1 (D 2) を介してリアクトル L I (L 2) と並列に接続された平滑コンデンサ、 3はトランジスタ回路 2のスィツチング素子 T r 1 , T r 2のベースを制御する制御回路で、直流出力電圧 V dを検出する直流電圧検出器 3 1と基準電圧 V sを設定する電圧設定器 3 2と、電圧 V dと V sの偏差を演算する減算器 3 3と、この偏差信号を増幅する P Iアンプ 3 4と、 5 KH zの互いに 1 8 0° 位相を異にする 2つの三角搬送波を出力する搬送波発生器 3 5 1 , 35₂と、この 2つの搬送波をそれぞれ P Iアンプ 34からの信号と比較してスイッチング素子 T r 1と T r 2のべ一スを駆動するコンパレータ

361 , 36₂で構成されている。

以上のように構成されているので、コンパレ一夕 3 6 iと 36₂から出力されるスィツチング素子 T r 1と T r 2のベース駆動信号は ON時間 aが同じで、位相のみが 1 80° 相違するものとなるので、スィツチング素子 T r 1と T r 2は同時に 0 Nすることなく、搬送周波数 5 K H zで交互に O Nする。

したがって、このコンバータ回路（多重方式）によれば、図 5に示すような入力波形が得られた。この入力波形がわかるように、従来のコンデンサインプット形整流回路にみられる低次高周波電流が流れないことに加えて、図 2に見られるようなスイッチングに起因するリップル成分も大きく低減した。

実施の形態 3

図 6に三相正弦波コンバータ回路を示す。同図において、 Fは搬送波除去用入力フィルタ、 D a〜D cは 3相半波整流回路を構成する整流ダイォード、 L a 1〜L c 1はダイォ一ド D a〜D cと直列に接続された第 1のリアクトル、 L a 2〜； L c 2及び T r a〜T r cはそれぞれ整流回路の出力端子と整流回路各相入力端子間に直列に接続された第 2のリアクトル及びスィツチング素子、 D a 1〜D c 1及び D a 2〜D c 2はそれぞれ第 1 及び第 2のリアクトル L a 1及び L a 2〜： L c 2に蓄積されたエネルギを出力させる逆流防止ダイォ一ド、 C dはダイォード D a 1〜D c 1及び D a 2〜D c 2間に接続された平滑コンデンサである。

3はスィツチング素子 T r a〜T r cのベースを制御する制御回路で、直流電圧 V dを検出する電圧検出器 3 1と基準電圧 V sを設定する電圧設定器 3 2と、電圧 V dと V sの偏差を演算する減算器 3 3と、この偏差信号を增幅する P Iアンプ 3 4と 1 0 K H zの三角搬送波を出力する搬送波発生器 3 5と、この搬送波をそれぞれ P Iアンプ 3 4からの信号と比較してスィツチング素子 T r a〜T r cのベースを駆動するコンパレー夕 3 6 で構成されている。

以上のように構成されているので、スィツチング素子 T r a〜T r cはコンパレータ 3 6からの信号で O N Z O F F制御される。各相の回路は同様に構成されているので、スィツチング素子 T r aが O N Z O F Fした場合の動作について説明する。

スィツチング素子 T r aが O Nすると、整流ダイォ一ド D b〜D cから第 1のリアクトル L b l〜L c 1を通り第 2のリアクトノレ L a 2に電流が流れてこれらリアクトルにエネルギが蓄積される。スィツチング素子 T r aが OFFすると、第 1のリアクトル L b 1〜： L c 1と第 2のリアクトル L a 2に蓄積されたエネルギにより逆流防止ダイオード D a 1と Db 2に〜D c 2の回路で平滑コンデンサ C dが充電される。

この充電は他相のスィツチング素子 T r b及び T r cでも同様に行われ、かつスイッチング周波数は搬送周波数 1 0 KH zと高く、直流出力電圧 V dが設定電圧 V sと等しくなるように制御されているので、安定した直流出力電圧が得られる。

入力電流はスィツチング素子が ONすると、電源電圧の低い時から流れるので、低次高調波電流は殆ど流れない。図 7にこの実施例の三相正弦波入力コンバータ回路の入力電流波形を示す。この例では、 AC電源： 2 0

0 V s , 6 0 H z , L i n ： 0. 5 mH, C i n ： 5 F, L a l〜L c 1， L a 2〜L c 2 : 1 5〃H, C d = 2 0 0 0 u下， R_L : 1 0 Qであ o

実施の形態 4

図 8に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。同図において、 L f 1 ,

L f 2はリアクトル、 C f はコンデンサで、これらにより三相入力フィル夕 Fを構成している。 1は入力フィルタ Fを介して電源に接続された三相整流ダイォードブリッジ、 S 1はダイォ一ドブリッジ 1の出力端子間に接続された I GBT素子、 C l， S 2はダイオードブリッジ 1の出力端子間に直列に接続されたコンデンサとサイリス夕、 D 2はコンデンサ C 1と逆並列に接続されたダイォード、 D 1はコンデンサ C 1の端子電圧を整流するダイオード、 L l， C 2はダイオード D 1の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデンサである。 I GBT素子 S 1及びサイリスタ S 2には図 9に示すタイミングのゲート信号を与える。サイリスタ S 2のゲ一ト信号には I 081^>素子3 1のゲ一ト信号を時間 t d遅らせたものを使用する < この例ではゲ一ト信号の周期 T= 1 0 0 ^ S (スィツチング周波数 1 0 Κ H z) , 遅れ時間 t d = 2 sである。コンバータ回路各部の動作波形を図 1 0に示す。

コンバータ回路の動作について図 1 0を用いて説明する。

期間 τ 1 ： I 08丁素子31がゲ一ト信号により ONすると、入力フィルタ Fと整流ダイオードプリッジ 1を介して電源が短絡される。この時素子 S 1に流れる電流 i _S1は各相の電源電圧の大小関係によって決まるプリッジ 1のダイォ一ドが導通して流れる。サイリスタ S 2にも素子 S 1と時間 t d遅れてゲートに ON信号が入力されるが、素子 S 1に短絡電流 i _sl が流れているので、サイリスタ S 2には電流は流れない。

期間 T 2 ：素子 S 1がオフするとコンデンサ C 1を通してゲート信号が ON状態にあるサイリスタ S 2に電流 i _S2が流れ始める。

期間 T 3 ：サイリスタ S 2はゲート信号が OF Fになっても、素子 S 1 の ON期間中にリアクトノレ L f 1 , L f 2に蓄えられたエネルギが放出されるまでサイリスタ S 2に電流 i _S2が流れ続ける。電源からサイリスタ S 2に流れる電流 i _S2は最初コンデンサ C 1を充電（ i _C1) しつつ流れる。この電流はやがてコンデンサ C 1の電圧 V_C1がコンデンサ C 2の電圧より高くなり、ダイォ一ド D 1が導通することによってリアクトル L 1を通して負荷電流として流れながらコンデンサ C 2を充電（ i _C2) する。

期間 T 4 ：サイリス夕 S 2に流れる電流 i _S2が 0になり、サイリス夕が OF F状態になると、電源からの負荷電流の供給はなくなる。この期間はリアクトル L 1に蓄えられたエネルギでコンデンサ C 2を充電（ i _C2) しつつ負荷電流を供給する。また、このリアクトル L 1による電流 i _L1はコンデンサ C 1の放電（― i _C1) が完了するとダイォード D 2を通して流れる。

期間 T 5 ：負荷電流はコンデンサ C 2の放電電流一 i _C2のみとなる。コンバータ回路は以上のように動作するので、入力電流は、図 1 1に示すようにほぼ正弦波となる。

図 1 2に I GBT素子 S 1のスイッチング時の電圧，電流を示す。ターンオン時には電流が 0でスイッチング（Z e r o C u r r e n t S w i t c h i n g (Z C S動作））、ターンオフ時には電圧が 0でスィツチング（Z e r o V o l t a g e Sw i t c h i n g (ZVS動作））が実現できるので、スイッチング損失が殆ど発生しない。したがって、高効率の正弦波コンバ一夕を構成することができる。

実施の形態 5 図 1 3に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。このコンバータ回路は入力フィルタ F及び整流ダイォードブリッジ 1がそれぞれ単相用となつている点で前記図 8の三相のコンバータ回路と相違し、その他の構成には変わりがない。また、基本動作は図 8の三相の場合と同じであるので、その動作説明は省略する。 I G B T素子 S 1及びサイリスタ S 2のゲート信号は三相の場合と全く同一でよいので、三相と同じ制御回路構成で正弦波コンバータが実現できる。

実施の形態 6

図 1 4について、この共振形三相正弦波コンバータ回路は、前記図 8のコンバータ回路のサイリス夕 S 2に代えて、 I G B T等の自己消弧形のスィツチング素子 S 3を用いると共に、このスィツチング素子に流れる電流を検出するホール C T等の電流検出器 H C Tを設けた点で相違し、その他回路構成は図 8のものと変わりがない。

このコンバータ回路のスィツチング素子 S 3のゲ一ト信号のターンオンに関しては前記サイリス夕 S 2と同様であり、ターンオフ信号は電流検出器 H C Tの検出電流が 0になってから出力する。しかして > スイッチング素子 S 3は前記サイリスタ S 2と同等の動作をするので、このコンパ一夕回路は図 8の回路と同等に動作する。

実施の形態 Ί

図 1 5について、この共振形単相正弦波コンバータ回路は、前記図 1 3 のコンバータ回路のサイリス夕 S 2に代えて前記図 1 4の回路と同様に自己消弧形スィツチング素子 S 3を用いると共に、電流検出器 H C Tを設け、スィツチング素子 S 3をサイリス夕 S 2と同等に動作させるようにしたものである。

実施の形態 8

図 1 6に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。このコンバータは電流検出器を必要としないことを特徴とする。図 1 6において、 L _t , L oはリアクトル、 C ,はコンデンサで、これらにより三相入力フィルタ Fを構成している。 1は入力フィルタ Fを介して電源に接続された三相整流ダイオードブリッジ、 S 1はダイオードブリッジ 1の出力端子間に接続された I GBT素子、

Co, S 2はダイォードブリッジ 1の出力端子間に直列に接続されたコンデンザと I GBT素子、 D 1はコンデンサ C。と逆並列に接銃されたダィオード、 D 2はコンデンサ Ccの端子電圧を整流するダイオード、 Ld, C 2はダイォード D 2の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデンサめ。

図 1 7に示すように、素子 S 1は ON時間が t \ ザ一ト信号で制御し、素子 S 2は素子 S 1が ONしてから OFFする間に ONし、 S 1の OFF してから t ₂時間後に OF Fするように制御する。ここで問題となるのは素子 S 2のオフ信号のタイミングである。このタイミングを設計的に求めることが可能（実際にはタイミングをまず決めて、そのタイミングで機能を発揮するように回路定数を選定する）なので、図 1 4の電流検出器 HC Tを省略することができる。以下に上記回路定数の選定法について説明する o

(1) コンバータ部

スィツチングモードを、 S 1の ON (時間 t！) , Coの充電（時間 t ₂) , C。の放電（時間 t ₃) の A, B, Cに分けて考える。

T：スィツチング周期、な：制御率（= t ιΖΤ) ， A_x = aT, t 2 = a₂T, t ₃=a₃Tと置く。

出力電流 I d (平均値），スイッチング周期 T, 制御率 a, a 2, ₃, 出力電圧 E d, 入力電圧 V (線間実効値）が与えられたとする。なお、 T, t！, t 2, t ₃およびスイッチングモード A, B, Cの関係を図 20に示す。

1) モ—ド A

素子 S 1が ONすると、 S 1に（1) 式で与えられる電流 i _S1が流れる <

1 S i = t … 丄）

0

ただし、 V_Pha,_e ：相電圧等価直流値（ = Γ (2/3) * V)

(1) 式から電流 i _S1のピーク値 hは（2) 式となる。

， V_PK.. e 3 2 V

h = = 1 ι= — 5 ~~ t！ … （2) V

0. 7 8

L

したがって、この間にリアクトル L Qに蓄えられる電荷は（3) 式となる。

2) モー KB

素子 S 1が O F Fする時素子 S 2が ONしているので、 S 1が O F Fと同時にコンデンサ C。が充電される。この充電電流 i _S2が前記電流 i _S1のピーク値 hと等しい値からコサイン状に変化すると仮定すると、モー KB の t ₂間に C。に蓄えられる電荷 Qoは（4 ) 式となる。

t 2

Q d

0

2 t «/2

2 2

h C O S 0 d 0 =—— h (4)

π

この電荷 Qoがコンデンサ C。に全て蓄えられるとすると、 Coの最大電圧 V₀は（5) 式となる。

Qo 2 h t 2

V ( 5)

Co π Co

3) モード C

充電が完了すると、初期電圧 V。をもってコンデンサ C。がダイォード D 2, リアクトル L dを通して放電する。このときの Coの電圧 VC₀は図 1 8に示す等価回路の過渡現象解析より（6 ) 式となる。

Vco = V₀- (Vo-Ed) ( 1 - C O S o t ) - (6)

1

ただし、 ω==·

L d ο

Vc₀≤ 0に達するためには、

Vc₀≥ 2 E d- (7)

が必要である。そこで、 V。 2 5 E d程度に設定するとすれば、 Coの放電時間 t ₃は L d— Coの共振周期より（8) 式を満足させればよい t ₃< 2 = π L d C o ··· (8) したがって、 t ₃と C。が与えられたとき L dは（9) 式により決定できる 0

2

Γ t 3 Ί

_ 7Γ _

L d― (9)

Co

4) 出力電流 I dと S 1ピーク電流 hの関係

この関係は（1 0) 式で表される。 h h

Q i + Q₂ し 2 2

(1 0)

Τ Τ

(2) フィルタ部

図 1 9に示すように入力フィルタ Fの一相分の等価回路を考える。もしリアクトル L,が比較的大きいとして、電流 i _s (=期間 Tでの平均値は I d) がパルス状に瞬時に流れたとすると、 i sは電圧 V_ci,の降下につながる。したがって降下分電圧 V_PPとの関係は（1 1) 式となる。

V_PP- · ^Τ ... (H) 一方、降下分電圧 V_PPはそのままリアクトル L_fに加わるから、入力電流 i _inの TZ2期間での変化分（リプル P— P) は、 α 1 +α 2½ 0. 5 を考慮すると（1 2) 式となる。

I ΡΡ = ^^ … (1 2)

L f L

以上より、コンバータの入力電圧，出力電圧，出力電流，スイッチング周波数，各素子のオン時間が既知の場合の回路定数の決め方をまとめると次のようになる。

a) S 1に流れる電流のピーク値を（1 0) 式より求める。

b) L。のイングクタンス値を（2) 式より求める。

c) Coの最大電圧を（7) 式より求める。

d) Coの静電容量を（5) 式より求める。

e) のイングクタンス値を（9) 式より求める。 f ) Fの静電容量およびィンダクタンス値を（1 1 ) , (1 2) 式より求める o

なお、直流出力の電解コンデンサ C 2の静電容量は、許容平滑リプルと電解コンデンザの寿命から決定されるので、基本的な動作原理とは無関係に選定される。

図 2 1に入力電流波形を示す。動作条件は入力電圧 2 0 0 V_rm., 出力電圧 3 0 0 V d c、出力電流 2 0 A、スイッチング周波数 1 0 kH zである o

図 2 2, 図 2 3に素子 S I , S 2のスイッチング時のコレクタ ·ェミツ夕間電圧 V_CE, コレクタ電流 I _cを示す。素子 S 1はターンオン時には Z

C S, ターンオフ時には ZVS, また、素子 S 2はターンオン時には Z C S, ターンオフ時には ZVSおよび Z C Sが実現できるので、スィッチング損失が殆ど発生しない。したがって、高効率の正弦波コンバータが得られる。

実施の形態 9

図 2 4に共振形単相正弦波コンバータの回路図を示す。のコンバータ回路は入力フィルタ F及び整流ダイォードブリッジ 1がそれぞれ単相用となっている点で図 1 6の三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成には変わりがなく、基本的動作は上記三相の回路と同じであるので、動作説明は省略する。単相電源でも三相と同じ制御回路構成で電流検出器を必要としない正弦波コンバ一夕が実現できる。

実施の形態 1 0

図 1 6のコンバータでは、素子 S 1に加わるピーク電圧は図 2 2のように約 1 4 4 0 Vに達している。したがって、この場合は大きな定格電圧を有するスイッチング素子が必要となる。このスイッチング素子に加わるピ

―ク電圧の負担を低減するための共振形三相正弦波コンバータ回路を図 2 5に示す。

図 2 5において、 Fはリアクトル L,, Lo, コンデンサ C_fからなる入カフィルタ、 1は入力フィルタ Fを介して電源に接続された三相整流ダイオードブリッジ、 S l a, S 1 b及び S 2はダイオードブリッジ 1の出力端子間に直列に接続された I GBT素子、じ₍₎₁及び(：₁₎₂は素子5 1 a及び S 1 bと並列に接続されたコンデンサ、 D 2は直列に接続されたコンデンサ C«n， C_Q2の端子電圧を整流するダイオード、 C 2はダイオード D 2の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデンサである。

図 2 6に示すように素子 S 1 a, S 1 bは ON時間 t tのゲート信号で制御し、 S 2は時間 t t ₂のゲート信号で制御する。動作条件は実施の形態 8と同様であるのでその説明を省略する。

このコンバータの入力電流波形を図 2 7に、素子 S 1 a, S 1 bおよび S 2の電圧 ·電流波形を図 2 8，図 2 9および 3 0に示す。この実施の形態によれば、素子 S l a, S 2 bのピーク電圧は 6 0 0 V以下となり、通常 2 0 0 V系機器で使用されている定格 6 0 0 Vのスィツチング素子が適用できる。

実施の形態 1 1

図 3 1は共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この回路は入力フィルタ F及び整流ダイォードブリッジ 1が単相用となっている点で前記図 2

5の三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成は変わりがない。したがって、その基本的動作は図 1 6, 図 2 5のものと変わりがないのでその説明を省略する。

実施の形態 1 2

図 3 2は図 2 5の回路と同様に、スイッチング素子に加わるピーク電圧の負担を低減しうるようにした三相のコンパ一夕回路を示す。

図 3 2において、 Fはリアクトル L Lo, コンデンサ C,からなる入力フィルタ、 1は入力フィルタ Fを介して電源に接続された三相整流ダイオードブリッジ、 S l a, S 1 bはダイオードブリッジ 1の出力端子間に直列に接続された I GBT素子、

Coi, C Q₂および S 2はダイォードブリッジ 1の出力端子間に直列に接続されたコンデンサおよび I GBT等のスイッチング素子で、 C₀₁と C₀₂ の接続点は素子 S 1 aと S 1 bの接続点に接続され、 C₀₂にはダイォードが逆並列に接続されている。 D 2は直列コンデンサ C₀₁, C₀₂の端子電圧を整流するダイオード、 L 1および C 2はダイオード D 2の出力電圧を平滑するリアクトルおよび電解コンデンサである。

図 3 3に示すように素子 S 1 a, S 1 bは ON時間 t ,のゲート信号で制御し、素子 S 2は S 1 a, S I bが ONしてから OFFする間に ONし、 S 1 a, S I bの OFFしてから t ₂時間後に OFFするように制御する。動作条件は実施の形態 8と同様であるのでその説明を省略する。

この回路の入力電流波形を図 34に、素子 S 1 a, S 1 bおよび S 2の電圧 ·電流波形を図 35, 図 36および図 37に示す。この実施の形態によれば、素子 S 1 a, S 1 bのピーク電圧は 600 V以下となり、通常 2 00 V系機器で使用されている定格 600 Vのスィツチング素子が適用できる。

なお、実施の形態 1 0と比較して、素子 S 2の導通損失は減少する（実施の形態 1 0では素子 S 1 a, S 1 bがオンの時、素子 S 2もオンでなければならず、 S 2には電源短絡電流と共振コンデンサ C₀₁, C₀₂の充電電流の両方が流れる。この実施の形態 1 2では共振コンデンサ充電電流のみ）力、ダイオード D 1が 1個余分に必要となる。

実施の形態 1 3

図 38に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この回路は入力フィル夕 F及び整流ダイォ一ドブリッジ 1が単相用となっている点で図 32の三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成は変わりがない。したがって、その基本動作は図 25，図 32のものと変わりがないので、その説明を省略する。

実施の形態 1 4

図 3 9に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。このコンバータはスイツチング素子数が少なくかつ電流検出器を必要としないことを特徴とする。図 39において、 Fはリアクトル L,， L。及びコンデンサ C_fからなる三相入力フィルタ、 1は入力フィルタ Fを介して電源に接続された三相整流ダイォ一ドブリッジ、 S 1はダイォ一ドブリッジ 1の出力端子間に接続された I GBT素子、 D l, Coはダイオードブリッジ 1の端子端子間に直列に接続されたダイオードとコンデンサ、

L dはコンデンサ C。の +側端子に接続された直流リアクトル、 C dはリアクトル L dの出力側電圧を平滑する電解コンデンサ、 Lはコンデンサ C dと並列に接続された負荷、 S 2はコンデンサ C dの一側とダイォードプリッジの一側端子間に直列に接続された I GBT素子、 D 2はコンデンサ C dの一側とリアクトル L dの入力側との間に接铳されたダイォード、

4 1はコンデンサ C d電圧の指令値 Vd r e f と検出値 Vdとの差を検出する減算器、 4 2はこの差電圧を受けて I 08丁素子5 1のゲートをデユーティ比制御するデューティ制御部、 4 3はコンデンサ C。電圧の目標値 V_thと検出値 V_coとの差を検出する減算器、 4 4はこの差電圧を受けて I GBT素子 S 2のゲートを制御するヒステリシスコンパレータである。

この回路の動作を図 4 0を参照して説明する。

I GBT素子 S 1はデューティ比制御部 4 2により制御され ON, OF Fを繰り返す。この素子 S 1の ONの期間ダイオードブリッジ 1の出力端子が短絡され、電流 I ,_a〜 I ,。によりフィルタ Fのリアクトル L,， L₀にエネルギーが蓄積される。素子 S 1が OF Fするとリアクトル L_f, L₀のエネルギーがダイオードブリッジ 1を介して、ダイオード D 1に流れる（電流 1 D 1) ο

この電流 i によりコンデンサ C。が充電され、このコンデンサ電圧 V coが目標電圧 V_{t h}に達するヒステリシスコンパレ一タ 4 4が出力して I G BT素子 S 2を ONさせる。これによりコンデンサ C dからリアクトル L dから電流 i dが流れ、コンデンサ C dを充電すると共に負荷に放電する。

このコンデンサ電圧 V _coが下りるとヒステリシスコンパレータの出力がなくなり I 08丁素子3 2が 0 F Fすると、電流 i dによりリアクトル L dに蓄勢されたエネルギーはダイォ一ド D 2の回路で、コンデンサ C dないし負荷 Lに流れる（D₂ON) 0

I 08丁素子3 1はデューティ比制御部 4 2により同期 TS 1 o n期間てで制御されており、てはコンデンサ電圧 V dが変化すると V dが指令値 V d r e f と等しくなるように制御されるので、コンデンサ電圧 V dは一定に制御される。各部電圧，電流波形を図 4 1に示す。

このコンバータの入力波形は図 4 2に示すように正弦波となる。このコンバ一夕は、図 1 4のように電流検出器を用いたり、図 3 2のように多くの I GBT素子を使用する必要がない。

実施の形態 1 5

図 4 3に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この回路は入力フィルタ F及び整流ダイォードブリッジ 1が単相となっている点で図 3 9の三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成は変わりがない。したがつて、その動作は図 39のものと変わりがないので、その説明を省略する。

なお、実施の形態 4〜 1 5における I GBT素子 S 1は、トランジスタや MO S— F E T等のスィツチング素子とすることができる。

以上のように、本発明は、次に記載する効果を奏する。

(1) 入力電流波形が正弦波状になるので、低次高調波電流を抑制できる。

(2) スィッチング素子を搬送周波数一定の簡単なコンパレ一夕方式で制御できるので、回路構成が複雑にならない。

(3) スィツチング回路を多重化することによりスィツチング周波数成分の高調波を抑制できる。

(4) 検出回路は直流出力電圧の検出のみで済む。

実施の態様 4〜1 5のものは、

(5) 単相，三相共に入力フィルタ及び整流ダイオードブリッジを除き、同じ回路構成で正弦波コンバータが実現できる。したがって、制御部も同じ構成となり、制御回路を共通化することができる。

(6) スイッチング素子の動作は ZVS, ZCS動作となるので、スイツチング損失が殆ど発生しない。したがって、高効率である。

(7) 実施の態様 1 0〜1 3のものは、 2 00 V系電源では 6 00 V, 4 00 V系電源では 1 200 Vを越えるようなピーク電圧がスィツチング素子に加わらないので、コストメリツトを損なうことがない。産業上の利用可能性

以上のように、本発明にかかる正弦波入力コンバータ回路は、入力電流波形が正弦波となり、低次高調波電流を抑制できるので、交流電源系統に影響を与えることなく、従来整流回路，コンバータの用途に適用できる。

Claims

請求の範囲

1 . 単相電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続されたリアクトルとスィツチング素子の直列回路とこのリアク小ルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイォードとからなるトランジスタ回路と、逆流防止ダイォードを介してリアクトルに蓄積されたエネルギにより充電される平滑コンデンザと、平滑コンデンサの電圧と基準電圧の偏差を増幅し三角搬送波と比較し、その比較信号で前記スィッチング素子 0 N 0 F Fを制御する回路と、からなることを特徴とする単相正弦波入力コンバータ回路。

2 . 単相電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続されたリアクトルとスィツチング素子の直列回路とこのリアクトルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイォードとからなる 2組のトランジスタ回路と、それぞれ逆流防止ダイォードを介して前記各リアクトルの蓄積エネルギで充電される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの検出電圧と基準電圧の偏差を増幅し、その信号をそれぞれ 1 8 0 ° 位相を異にする 2つの三角搬送波と比較し、その各比較信号でそれぞれ前記各スィツチング素子を O N Z O F F 制御する回路と、からなることを特徴とする単相正弦波入力コンバータ回路。

3 . 三相電源に入力フィルタを介し接続される各相の整流ダイォードにそれぞれ第 1のリアクトルが直列に接続された三相半波整流回路と、この整流回路の出力端子とその各入力端子間にそれぞれ接続された第 2のリアクトルとスィツチング素子の直列回路と、それぞれ第 1 , 第 2のリアクトルに蓄勢されるエネルギを出力させる逆流防止ダイォードからなる各トランジスタ回路と、各逆流防止ダイオードを介して第 1，第 2のリアクトルの蓄積エネルギで充電される平滑コンデンザと、平滑コンデンザの検出電圧と基準電圧の偏差を増幅し、三角搬送波と比較し、その比較信号で前記各スィツチング素子を O N Z O F F制御する回路と、からなることを特徴とする三相正弦波入力コンバータ回路。

4 . 交流電源にフィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと, 整流ダイォ一ドブリッジの出力端子間に接続された自己消形のスィツチング素子と、整流ダイォ一ドブリッジの出力端子間に接続されたコンデンザとサイリス夕の直列回路と、このコンデンサの端子電圧を整流するダイォードとこの整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、スィツチング素子のゲートを電源周波数より十分高い周波数の第 1のゲート信号で制御すると共に、サイリスタのゲ一トを第 1のゲート信号を所定時間遅らせた第 2のゲート信号で制御する制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。

5 . 交流電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォ一ドブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第

1のスィツチング素子と、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続されたコンデンサと自己消弧形の第 2のスィツチング素子の直列回路と、前記コンデンサの端子電圧を整流するダイオードとこの整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、第 2のスィツチング素子の電流を検出する電流検出器と、第 1のスィツチング素子をゲート信号で断続的に O N制御し、第 2のスィツチング素子を前記ゲート信号を所定時間遅ら甘たタイミングでターンオンさせると共に電流検出器の検出電流 0で夕一ンオフさせる制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。

6 . 交流電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第

1のスィツチング素子と、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続されたコンデンサと自己消弧形の第 2のスィツチング素子の直列回路と、前記コンデンサの端子電圧を整流するダイォードと、この整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、第 1のスィツチング素子を第 1のゲ一ト信号で断続的に O N制御し、第 2のスィツチング素子を第 1のゲート信号の 0

Nしてから 0 F Fする間に O Nし第 1のゲート信号の 0 F Fより所定時間遅れて O F Fする第 2のゲート信号で O N制御させる制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。

7 . 交流電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォ一ドブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 1 , 第 2 , 第 3のスイッチング素子の直列回路と、第 1 , 第 2のスィッチング素子とそれぞれ並列に接続された第 1 , 第 2のコンデンサの直列回路と、前記直列に接続された第 1 , 第 2のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイォードと、この整流出力を平滑する回路とからなる整流回路と、第 1 , 第 2のスイッチング素子を第 1のゲート信号で断続的に O N制御し、第 3のスイツチング素子を第 1のゲート信号の 0 Nと同時に 0 Nし第 1のゲ—ト信号の O F Fより所定時間遅れて O F Fする第 2のゲート信号で 0 N制御する制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。

8 . 交流電源に入力フィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイオードプリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 1 . 第 2のスィツチング素子の直列回路と、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された第 1 , 第 2のコンデンサと自己消弧形の第 3のスィツチング素子の直列回路と、第 1のコンデンサと第 1のスィツチング素子を並列に接続する回路と、前記直列に接続された第 1 , 第 2のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイォ一ドと、この整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、第 1 , 第 2のスイッチング素子を第 1のゲート信号で断続的に O N制御し、第 3のスィツチング素子を第 1のゲ一ト信号の O N してから O F Fする間に O Nし第 1のゲート信号の O F Fより所定時間遅れて O F Fする第 2のゲート信号で O N制御する制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。

9 . 交流電源にフィルタを介して接続される整流ダイォードブリッジと、整流ダイォードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第 2のスィツチング素子と、整流ダイォ一ドブリッジの出力端子電圧によりダイォ一ドを介して充電されるコンデンサと、このコンデンサの電圧を断続して出力する自己消弧形の第 2のスィツチング素子と、第 2のスィツチング素子からの断続電圧を平滑して出力する平滑回路と、平滑回路の出力電圧の指令値と検出値との差信号を受けて第 1のスィツチング素子のゲート信号のデューティ比を制御する回路と、前記コンデンザの目標値と検出値との差信号を受けて第 2のスィツチング素子のゲート信号を出力するヒステリシスコンパレータと、からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンパ一夕回路。

1 0. 入力フィル夕の回路定数が、第 2のゲ一ト信号の OF F時にコンデンサの充電が完了するように選定されていることを特徴とする請求項 6 記載の共振形正弦波入力コンバータ回路。

1 1. 入力フィルタの回路定数が、第 2のゲート信号の OF F時にコンデンサの充電が完了するように選定されていることを特徴とする請求項 7 記載の共振形正,弦波入力コンバータ回路。

1 2. 入力フィル夕の回路定数が、第 2のゲート信号の OF F時にコンデンサの充電が完了するように選定されていることを特徴とする請求項 8 記載の共振形正弦波入力コンバー夕回路。

1 3. コンデンサと逆並列に第 2のダイオードを接続したことを特徴とする請求項 4記載の共振形正弦波入力コンバータ。

1 4. コンデンサと逆並列に第 2のダイォードを接続したことを特徴とする請求項 5記載の共振形正弦波入力コンバータ。

1 5. コンデンサと逆並列に第 2のダイオードを接続したことを特徴とする請求項 6記載の共振形正弦波入力コンバータ。

1 6. 第 2のコンデンサと逆並列に第 2のダイォードを接続したことを特徴とする請求項 8記載の共振形正弦波入力コンバー夕。