JPS626871Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、インバータ式スイツチングレギユレ
ータの１種であるハーフブリツジ型コンバータの
改良に関し、更に詳しくは、その中点電位を安定
化する回路に関するものである。

ハーフブリツジ型コンバータは従来周知であ
り、その基本回路構成は、第１図に示されている
ように、直列接続された１対のコンデンサC₁，
C₂と、同じく直列接続された１対のスイツチン
グトランジスタQ₁，Q₂とが直流入力電源に対し
て並列に接続され、トランジスタ対Q₁，Q₂とコ
ンデンサC₁，C₂の中点間にコンバータトランス
Ｔの１次巻線が結線された入力側構造を有してい
た。出力側構造は、この例では整流ダイオード
D₁，D₂平滑用チヨークＬ、平滑用コンデンサＣ
からなるセンタタツプ方式の全波整流回路であ
る。動作について略述すると、前記１対のトラン
ジスタQ₁，Q₂を交互に導通させることによりト
ランス出力として正負対称の交流電圧を得ようと
するものであり、制御方式としては一般にパルス
幅制御方式がとられている。なお、大容量コンデ
ンサC₁，C₂によつて電源電圧が分圧されるた
め、トランスＴの１次巻線にかかる電圧は電源電
圧の約1/2となる。

ところがこのような従前の回路構成だと、交互
にトランジスタQ₁，Q₂をオンにしたときトラン
スＴに供給される電磁エネルギー（換言すれば１
次巻線電流の幅や大きさ）が等しければよいのだ
が、現実は両トランジスタの特性上の差等により
不均一となり、トランスが偏磁する虞れが大き
い。

そこで近年、トランスＴの１次巻線と直列に、
すなわちａ点，ｂ点間を開放し、代わりに結合コ
ンデンサCxを接続し、トランスＴに直流励磁が
かからぬよう交流カツプリングする構成も採用さ
れている。

しかし、結合コンデンサCxが挿入すると、過
渡的に（両トランジスタQ₁，Q₂ともにオフの時
間）トランスが偏磁しやすく、また出力ダイオー
ドの逆耐圧が不均一となり、一方のダイオードに
大きな電圧がかかるという現象が生じることが知
得された。このため、シヨツトキーバリアダイオ
ード等の耐圧マージンの少ない部品の利用範囲が
限られていたのである。

本考案者等は、かかる好ましくない現象が生じ
る原因について種々検討した結果、その原因は結
合コンデンサを挿入したことによつて過渡的に中
点電位が定まらず変動するためであることを知得
し、結合コンデンサ挿入のメリツトを考慮しつ
つ、それによつて生じるデイメリツトを克服しう
るようなできるだけ簡単な手法について試み、本
考案を完成するに至つたものである。

本考案の目的は、上記のような従来技術の欠点
を解消し、ハーフブリツジ型コンバータの過渡的
な中点電位の変動を抑制し、それによつてシヨツ
トキーバリアダイオード等の高性能ではあるが耐
圧マージンが少ないために使用できずにいる部品
の利用範囲を拡大し、また過渡的なトランスの偏
磁も防止できるような極めて簡単な回路を提供す
ることにある。

かかる目的を達成するため、本考案によれば結
合コンデンサと並列に抵抗を接続するよう構成さ
れており、まさにその点に特徴がある。

以下、図面に基づき本考案について詳述する。
第２図は本考案の一実施例を示しており、基本構
成は第１図の従来のものと同じである。出力側の
構成は全く同じであるから、入力側についてのみ
説明すると、直列接続された１対のコンデンサ
C₁，C₂と、同じく直列接続された１対のスイツ
チングトランジスタQ₁，Q₂とが直流入力電源に
対して並列に接続され、コンデンサ対C₁，C₂と
トランジスタ対Q₁，Q₂の中点同志間に結合コン
デンサCxと中点電位安定化抵抗Rxとの並列回路
とトランスＴの１次巻線とを直列に接続してなる
ものである。つまり、従前の例と顕著に相違する
点は、抵抗Rxが結合コンデンサCxと並列に付設
されていることである。

動作の基本は、従来のものと同様であり、１対
のトランジスタQ₁，Q₂を交互に導通させること
によりトランス出力として正負対称の交流電圧を
得ることができるようになつている。両トランジ
スタQ₁，Q₂を交互にスイツチングさせる場合、
一方がオフとなる瞬間、他方がオンとなるもので
はなく、第３図ａ，ｂに示されているように一方
（例えばQ₁）がオンとなつてから他方（Q₂）がオン
となるまで、両トランジスタがともにオフとなつ
ている時間（休み時間）Ｔ_OFFが必ず存在する。
もし、この休み時間がないとスイツチングの際、
瞬間的に両トランジスタがオンとなり両トランジ
スタを通つて大きな短絡電流が流れる虞れがある
からである。勿論、この休み時間Ｔ_OFFは、例え
ばパルス幅制御方式を採用するとすれば、制御量
に応じて変動することになる。

このような休み時間Ｔ_OFFが存在するが故に、
もし結合コンデンサCxと並列に抵抗R₁が付設さ
れていない従前の回路だと、直流的にはカツトさ
れているから、休み時間Ｔ_OFFにおいて中点ｅが
メンピーダンス的に定まつておらず、両トランジ
スタの特性上の差等によつてばらつき、電源電圧
の1/2に定まらず、そのためトランスＴや整流ダ
イオードD₁，D₂にアンバランスな電位がかかる
ことになる。トランスＴにかかるアンバランスな
電圧の例を第３図Ｃ破線で示す。

これに対し、本考案のように結合コンデンサ
Cxに並列に抵抗Rxを付設すると、両トランジス
タQ₁，Q₂がオフとなつている時の結合コンデン
サCxの充電エネルギーは、この抵抗Rxによつて
放電され、中点ｅの電位は、すみやかにコンデン
サC₁，C₂により分割されている電位となる。こ
の為、第３図ｃの実線で示されているようにトラ
ンスＴにかかる電位はバランスがとれることとな
り、タイオードD₁，D₂にかかる逆耐圧は均一化
される。

試作測定結果によれば、この中点電位安定化抵
抗Rxの抵抗値は、回路定数等にもよるが、一般
に100〜470Ω程度で顕著な効果がみられた。抵抗
値があまり小さいと結合コンデンサCxを短絡し
たのと同じこととなるし、逆に抵抗値があまり大
きすぎると抵抗を付設しない場合に近ずくからで
ある。Rx＝220Ωを用いた実測例では、従前の場
合と比べてダイオードの耐圧が約20％以上低いも
のを用いることができた。

ところで、高周波でスイツチングされる整流回
路では、リカバリ電流と呼ばれる逆電流による損
失が大きく、このため逆回復時間が短かく、しか
も順方向電圧降下が小さい特性を有するシヨツト
キーバリアダイオードの利用が検討されている
が、通常、このシヨツトキーバリアダイオードの
耐圧は40Vであるため、低圧回路のみにその利用
範囲が制限されている。例えば入力電圧100V±
10％、出力電圧5Vの場合は従来の回路構成でも
何とか使えるが、UL規格では入力電圧が
132Vmaxとなるため高性能のシヨツトキーバリ
アダイオードが使えなかつた。しかし、本考案に
よれば、この場合、220Ωの抵抗Rxを挿入したと
ころ、従来46Vの耐圧のものが必要であつたとこ
ろ、36Vの耐圧のものでよいことが判明し、シヨ
ツトキーバリアダイオードを利用できることが確
認できた。

本考案は上記のように構成されているため、極
めて簡単な回路でハーフブリツジ型コンバータの
過渡的な中点電位の変動を抑制でき、コンバータ
トランスにかかる電位のバランスがとれ、出力整
流ダイオードにかかる逆耐圧も均一化でき、信頼
性が向上するし、またそれによつてシヨツトキー
バリアダイオードなど高性能ではあるが耐圧マー
ジンが少ないために使用できずにいる部品の利用
範囲が拡大され、更には過渡的なトランスの偏磁
も防止できるなど数々のすぐれた実用的効果を有
するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術を示す回路図、第２図は本考
案に係るコンバータの一例を示す回路図、第３図
はその動作波形の説明図である。 C₁，C₂……コンデンサ、Q₁，Q₂……トランジ
スタ、Ｔ……コンバータトランス、Cx……結合
コンデンサ、Rx……中点電位安定化抵抗、D₁，
D₂……整流ダイオード。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 １ 直列接続された対をなすコンデンサと直列接
   続された１対のスイツチングトランジスタとが
   直流入力電源に対して並列に接続され、該トラ
   ンジスタ対とコンデンサ対との中点同志間にコ
   ンバータトランスの１次巻線と結合コンデンサ
   を直列に接続した入力側構造を有するハーフブ
   リツジ型コンバータにおいて、前記結合コンデ
   ンサに並列に中点電位安定化抵抗を付設するこ
   とを特徴とするハーフブリツジ型コンバータ。 ２ 中点電位安定化抵抗は、その抵抗値が100〜
   470Ω程度のものである実用新案登録請求の範
   囲第１項記載のハーフブリツジ型コンバータ。