JP2001016856A - 交流−直流変換装置 - Google Patents
交流−直流変換装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧型３相全波スイッチング整流回路におけ
るスナバ用コンデンサに基づく電力損失を簡単な回路で
低減することができなかった。 【解決手段】 第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の
主ブリッジ型整流回路を設ける。第１〜第６の主ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ6 に並列に第１〜第６の主スイッチＱ1 〜
Ｑ6 及び第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 を
並列接続する。主ブリッジ型整流回路の交流入力端子Ｐ
1 、Ｐ2 、Ｐ3 を第１〜第３の昇圧用リアクトルＬ1 〜
Ｌ3 を介して第１〜第３の交流端子１ａ〜１ｃに接続す
る。スイッチング整流回路2の対の直流出力端子間に第
１及び第２の平滑用コンデンサＣa、Ｃb の直列回路を
接続する。スイッチング整流回路2の交流入力端子Ｐ1
、Ｐ2、Ｐ3 と第１及び第２の平滑用コンデンサＣa 、
Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に補助３相ブリッジ型ダイ
オ−ド整流回路５と補助リアクトルＬa 、Ｌb と補助ス
イッチＱa 、Ｑb とを接続する。
るスナバ用コンデンサに基づく電力損失を簡単な回路で
低減することができなかった。 【解決手段】 第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の
主ブリッジ型整流回路を設ける。第１〜第６の主ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ6 に並列に第１〜第６の主スイッチＱ1 〜
Ｑ6 及び第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 を
並列接続する。主ブリッジ型整流回路の交流入力端子Ｐ
1 、Ｐ2 、Ｐ3 を第１〜第３の昇圧用リアクトルＬ1 〜
Ｌ3 を介して第１〜第３の交流端子１ａ〜１ｃに接続す
る。スイッチング整流回路2の対の直流出力端子間に第
１及び第２の平滑用コンデンサＣa、Ｃb の直列回路を
接続する。スイッチング整流回路2の交流入力端子Ｐ1
、Ｐ2、Ｐ3 と第１及び第２の平滑用コンデンサＣa 、
Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に補助３相ブリッジ型ダイ
オ−ド整流回路５と補助リアクトルＬa 、Ｌb と補助ス
イッチＱa 、Ｑb とを接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング整流回
路を有する交流−直流変換装置に関する。
路を有する交流−直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電圧をダイオード整流回路で整流
し、これを平滑用コンデンサで平滑する整流平滑回路は
電圧調整が不可能であり且つ力率が悪いという欠点を有
する。即ち、ダイオード整流平滑回路は、電圧調整回路
を有さないので、入力電圧及び負荷の変動によって出力
電圧が変化する。また正弦波交流電圧のピーク及びこの
近傍のみで平滑用コンデンサの充電電流が流れ、入力電
流波形が正弦波とならず、且つ力率も悪い。この問題を
解決するための整流方式として、整流回路の入力ライン
にリアクトルを接続し、且つ整流ダイオードに並列にト
ランジスタ等の半導体スイッチを接続し、半導体スイッ
チを通して波形改善用の電流を流し、且つ半導体スイッ
チのデューティ比によって直流出力電圧を調整する方式
が知られている。ところで、上記方式の場合には、サー
ジ電圧吸収のために半導体スイッチに並列に接続された
スナバ用コンデンサ又は寄生容量に基づく電力損失が生
じる。この電力損失を低減するために、整流回路の対の
直流出力端子間に補助スイッチを介して共振用リアクト
ルを接続し、コンデンサ又は寄生容量の蓄積エネルギを
半導体スイッチのターンオンの前に放出することが、例
えば特開平９−３２２５４２号公報等で知られている。
しかし、この方式では、直流出力ラインの補助リアクト
ルよりも出力側に逆流阻止用ダイオードを接続すること
が必要になり、ここに整流出力の全ての電流が流れるの
で、電圧降下及び電力損失が生じる。
し、これを平滑用コンデンサで平滑する整流平滑回路は
電圧調整が不可能であり且つ力率が悪いという欠点を有
する。即ち、ダイオード整流平滑回路は、電圧調整回路
を有さないので、入力電圧及び負荷の変動によって出力
電圧が変化する。また正弦波交流電圧のピーク及びこの
近傍のみで平滑用コンデンサの充電電流が流れ、入力電
流波形が正弦波とならず、且つ力率も悪い。この問題を
解決するための整流方式として、整流回路の入力ライン
にリアクトルを接続し、且つ整流ダイオードに並列にト
ランジスタ等の半導体スイッチを接続し、半導体スイッ
チを通して波形改善用の電流を流し、且つ半導体スイッ
チのデューティ比によって直流出力電圧を調整する方式
が知られている。ところで、上記方式の場合には、サー
ジ電圧吸収のために半導体スイッチに並列に接続された
スナバ用コンデンサ又は寄生容量に基づく電力損失が生
じる。この電力損失を低減するために、整流回路の対の
直流出力端子間に補助スイッチを介して共振用リアクト
ルを接続し、コンデンサ又は寄生容量の蓄積エネルギを
半導体スイッチのターンオンの前に放出することが、例
えば特開平９−３２２５４２号公報等で知られている。
しかし、この方式では、直流出力ラインの補助リアクト
ルよりも出力側に逆流阻止用ダイオードを接続すること
が必要になり、ここに整流出力の全ての電流が流れるの
で、電圧降下及び電力損失が生じる。
【０００３】波形改善及び電圧調整が可能であると共に
主スイッチのターンオフ時のサージ電圧の抑制が可能で
あり、このサージ電圧吸収用コンデンサに基づく電力損
失を低減させることができる交流−直流変換器即ちコン
バータとして、例えば、「電気学会半導体電力研究会Ｓ
ＰＣ−９７−２４」の第６３〜６８頁の神志邦、神戸、
松本、中岡による論文「補助共振転流アームリンク三相
電圧形正弦波コンバータの特性解析」の中に記載されて
いる補助共振転流アームリンク方式のコンバータが知ら
れている。この論文に記載されているコンバータでは、
出力平滑用コンデンサを２つのコンデンサの直列回路で
構成し、この２つのコンデンサの相互接続点（分圧点）
とコンバータの各アームの対の主スイッチの相互接続点
との間に２つの双方向スイッチを介して共振用リアクト
ルを接続している。
主スイッチのターンオフ時のサージ電圧の抑制が可能で
あり、このサージ電圧吸収用コンデンサに基づく電力損
失を低減させることができる交流−直流変換器即ちコン
バータとして、例えば、「電気学会半導体電力研究会Ｓ
ＰＣ−９７−２４」の第６３〜６８頁の神志邦、神戸、
松本、中岡による論文「補助共振転流アームリンク三相
電圧形正弦波コンバータの特性解析」の中に記載されて
いる補助共振転流アームリンク方式のコンバータが知ら
れている。この論文に記載されているコンバータでは、
出力平滑用コンデンサを２つのコンデンサの直列回路で
構成し、この２つのコンデンサの相互接続点（分圧点）
とコンバータの各アームの対の主スイッチの相互接続点
との間に２つの双方向スイッチを介して共振用リアクト
ルを接続している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の補助
共振転流アームリンク回路は、双方向スイッチを使用す
るために回路が複雑になり、且つ双方向スイッチの制御
回路も複雑になり、装置全体が高価になる。また、３相
交流を直流に変換する場合には、各相に補助共振転流ア
ームリンク回路を設けることが必要になり、３個の共振
用リアクトルと３個の双方向スイッチが必要になり、大
型且つコスト高になった。
共振転流アームリンク回路は、双方向スイッチを使用す
るために回路が複雑になり、且つ双方向スイッチの制御
回路も複雑になり、装置全体が高価になる。また、３相
交流を直流に変換する場合には、各相に補助共振転流ア
ームリンク回路を設けることが必要になり、３個の共振
用リアクトルと３個の双方向スイッチが必要になり、大
型且つコスト高になった。
【０００５】そこで、本発明の目的は、比較的簡単な構
成で電力損失の低減を図ることができる昇圧型交流−直
流変換装置を提供することにある。
成で電力損失の低減を図ることができる昇圧型交流−直
流変換装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、第1、第2及び第3の交
流端子と、ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、
第5及び第6の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第
5、及び第6の主スイッチに並列に接続された第1、第2、
第3、第4、第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、
第3、第4、第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容
量とを有している3相ブリッジ型スイッチング整流回路
と、前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチン
グ整流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間
に接続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトル
と、前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出
力端子間に接続された第１及び第２の平滑用コンデンサ
の直列回路と、前記スイッチング整流回路の第１、第２
及び第３の交流入力端子に接続された３相ブリッジ型ダ
イオ−ド整流回路と、前記ダイオ−ド整流回路の一方の
直流出力端子と前記第１及び第２の平滑用コンデンサの
相互接続点との間に第１の補助スイッチを介して接続さ
れた第１の補助リアクトルと、前記ダイオ−ド整流回路
の他方の直流出力端子と前記第１及び第２の平滑用コン
デンサの相互接続点との間に第2の補助スイッチ介して
接続された第2の補助リアクトルと、前記スイッチング
整流回路から昇圧出力電圧が得られるように前記第１〜
第６の主スイッチを前記第１〜第３の交流端子の交流電
源電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制
御するための信号を形成し且つ前記第１〜第６のスナバ
用コンデンサのエネルギを前記第１〜第６の主スイッチ
のタ−ンオン前に放出するように前記第１及び第２の補
助スイッチをオン・オフ制御するための信号を形成する
制御回路とを備えた交流−直流変換装置に係わるもので
ある。
目的を達成するための本発明は、第1、第2及び第3の交
流端子と、ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、
第5及び第6の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第
5、及び第6の主スイッチに並列に接続された第1、第2、
第3、第4、第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、
第3、第4、第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容
量とを有している3相ブリッジ型スイッチング整流回路
と、前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチン
グ整流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間
に接続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトル
と、前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出
力端子間に接続された第１及び第２の平滑用コンデンサ
の直列回路と、前記スイッチング整流回路の第１、第２
及び第３の交流入力端子に接続された３相ブリッジ型ダ
イオ−ド整流回路と、前記ダイオ−ド整流回路の一方の
直流出力端子と前記第１及び第２の平滑用コンデンサの
相互接続点との間に第１の補助スイッチを介して接続さ
れた第１の補助リアクトルと、前記ダイオ−ド整流回路
の他方の直流出力端子と前記第１及び第２の平滑用コン
デンサの相互接続点との間に第2の補助スイッチ介して
接続された第2の補助リアクトルと、前記スイッチング
整流回路から昇圧出力電圧が得られるように前記第１〜
第６の主スイッチを前記第１〜第３の交流端子の交流電
源電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制
御するための信号を形成し且つ前記第１〜第６のスナバ
用コンデンサのエネルギを前記第１〜第６の主スイッチ
のタ−ンオン前に放出するように前記第１及び第２の補
助スイッチをオン・オフ制御するための信号を形成する
制御回路とを備えた交流−直流変換装置に係わるもので
ある。
【０００７】なお、請求項２及び図１１に示すように、
第１及び第２の直流出力端子間４ａ、４ｂに１つの平滑
用コンデンサＣ0を接続し、第１及び第２のコンデンサ
Ｃａ、Ｃｂのいずれか一方を省き、コンデンサＣａまた
はＣｂの容量を平滑用コンデンサＣ0より小さくするこ
とができる。また、請求項３及び図６に示すように、更
に第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb と、第１及
び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12と、第１及び
第２のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とを設けることができ
る。また、請求項4及び図７に示すように、更に第１及
び第２の補助ダイオードＤa、Ｄb を補助ブリッジ型ダ
イオード整流回路５と第１及び第２の直流出力端子との
間にそれぞれ接続することができる。また、請求項5及
び図８に示すように、請求項１の第１及び第２の補助リ
アクトルＬa 、Ｌb の代りに共通の補助リアクトルＬ11
を第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb と第１及び第
２の平滑用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との
間に接続することができる。また、請求項６及び図１２
に示すように第１及び第２の直流出力端子間に１つの平
滑用コンデンサＣ0を接続し、第１及び第２のコンデン
サＣａ、Ｃｂのいずれか一方を省き、コンデンサＣａ、
又はＣｂの容量を平滑用コンデンサＣ0よりも小さくす
ることができる。また、請求項７及び図９に示すよう
に、請求項５及び図６の回路においても請求項４及び図
７と同一の第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb を
設けることができる。また、請求項８及び図１０に示す
ように、共通の補助リアクトルＬ11を設け、第１及び第
２の補助ダイオードＤa 、Ｄb を補助リアクトルＬ11の
他端と第１及び第２の直流出力端子４ａ、４ｂとの間に
それぞれ接続することができる。また、請求項９に示す
ように、第１、第３及び第５のスナバ用コンデンサ又は
第２、第４及び第６のスナバ用コンデンサを省いた構成
にすることができる。
第１及び第２の直流出力端子間４ａ、４ｂに１つの平滑
用コンデンサＣ0を接続し、第１及び第２のコンデンサ
Ｃａ、Ｃｂのいずれか一方を省き、コンデンサＣａまた
はＣｂの容量を平滑用コンデンサＣ0より小さくするこ
とができる。また、請求項３及び図６に示すように、更
に第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb と、第１及
び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12と、第１及び
第２のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とを設けることができ
る。また、請求項4及び図７に示すように、更に第１及
び第２の補助ダイオードＤa、Ｄb を補助ブリッジ型ダ
イオード整流回路５と第１及び第２の直流出力端子との
間にそれぞれ接続することができる。また、請求項5及
び図８に示すように、請求項１の第１及び第２の補助リ
アクトルＬa 、Ｌb の代りに共通の補助リアクトルＬ11
を第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb と第１及び第
２の平滑用コンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との
間に接続することができる。また、請求項６及び図１２
に示すように第１及び第２の直流出力端子間に１つの平
滑用コンデンサＣ0を接続し、第１及び第２のコンデン
サＣａ、Ｃｂのいずれか一方を省き、コンデンサＣａ、
又はＣｂの容量を平滑用コンデンサＣ0よりも小さくす
ることができる。また、請求項７及び図９に示すよう
に、請求項５及び図６の回路においても請求項４及び図
７と同一の第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb を
設けることができる。また、請求項８及び図１０に示す
ように、共通の補助リアクトルＬ11を設け、第１及び第
２の補助ダイオードＤa 、Ｄb を補助リアクトルＬ11の
他端と第１及び第２の直流出力端子４ａ、４ｂとの間に
それぞれ接続することができる。また、請求項９に示す
ように、第１、第３及び第５のスナバ用コンデンサ又は
第２、第４及び第６のスナバ用コンデンサを省いた構成
にすることができる。
【０００８】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、３相のスイッ
チング整流回路を有しているにも拘らず、スナバ用コン
デンサのエネルギを放出させるための回路を３相分独立
して設けることが不要になり、回路構成が簡単になる。
また、補助スイッチを双方向スイッチとすることが不要
であるので、装置の構成が簡単且つ低コストになる。ま
た、請求項３の発明によれば、第１及び第２の補助スイ
ッチに出力電圧Ｖ0の１／２以上の電圧が印加されな
い。従って、補助スイッチの低耐圧化が可能である。ま
た、請求項４、７及び８の発明によればダイオード整流
回路のダイオードに発生する過電圧のエネルギを回生す
ることができる。また、請求項５、７、８の発明によれ
ば、補助リアクトルの数を低減することができ、低コス
ト化、小型化が達成される。
チング整流回路を有しているにも拘らず、スナバ用コン
デンサのエネルギを放出させるための回路を３相分独立
して設けることが不要になり、回路構成が簡単になる。
また、補助スイッチを双方向スイッチとすることが不要
であるので、装置の構成が簡単且つ低コストになる。ま
た、請求項３の発明によれば、第１及び第２の補助スイ
ッチに出力電圧Ｖ0の１／２以上の電圧が印加されな
い。従って、補助スイッチの低耐圧化が可能である。ま
た、請求項４、７及び８の発明によればダイオード整流
回路のダイオードに発生する過電圧のエネルギを回生す
ることができる。また、請求項５、７、８の発明によれ
ば、補助リアクトルの数を低減することができ、低コス
ト化、小型化が達成される。
【０００９】
【実施形態及び実施例】次に、図１〜図１２を参照して
本発明の実施形態及び実施例に係わる昇圧型３相全波整
流装置を説明する。
本発明の実施形態及び実施例に係わる昇圧型３相全波整
流装置を説明する。
【００１０】
【第１の実施例】図１に示す第１の実施例の交流−直流
変換装置は、昇圧型３相全波スイッチング整流装置であ
って、３相正弦波交流電力を供給するための第１、第２
及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃと、３相ブリッジ
型スイッチング整流回路２と、負荷３を接続するための
第１及び第２の直流端子４ａ、４ｂと、第１及び第２の
平滑用コンデンサＣa 、Ｃb と、第１、第２及び第３の
昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と、３相ブリッジ型
補助ダイオード整流回路５と、第１及び第２の転流用リ
アクトルとも呼ぶことができる第１及び第２の補助リア
クトルＬa 、Ｌb と、第１及び第２の転流用スイッチと
も呼ぶことができる第１及び第２の補助スイッチＱa 、
Ｑb と、制御回路６と、第１、第２及び第３の電流検出
器７ａ、７ｂ、７ｃとを有している。
変換装置は、昇圧型３相全波スイッチング整流装置であ
って、３相正弦波交流電力を供給するための第１、第２
及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃと、３相ブリッジ
型スイッチング整流回路２と、負荷３を接続するための
第１及び第２の直流端子４ａ、４ｂと、第１及び第２の
平滑用コンデンサＣa 、Ｃb と、第１、第２及び第３の
昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と、３相ブリッジ型
補助ダイオード整流回路５と、第１及び第２の転流用リ
アクトルとも呼ぶことができる第１及び第２の補助リア
クトルＬa 、Ｌb と、第１及び第２の転流用スイッチと
も呼ぶことができる第１及び第２の補助スイッチＱa 、
Ｑb と、制御回路６と、第１、第２及び第３の電流検出
器７ａ、７ｂ、７ｃとを有している。
【００１１】３相ブリッジ型スイッチング整流回路２
は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
から成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ス
イッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、第１、
第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオードＤ1 、
Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１、第２、第３、
第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、
Ｃ3 、Ｃ4 、Ｃ5 、Ｃ6とから成る。第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 は３相ブリッジ型に接続されている。
第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 は第１〜第６の主
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に逆方向並列に接続されており、第
１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の内蔵ダイオードとし
て構成されている。なお、第１〜第６の主ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 を第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 と別体と
してもよい。第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ
6 は第１〜第６の主スイッチに並列に接続された個別コ
ンデンサ又は寄生容量であり、第１〜第６の主スイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 のターンオフ時のスイッチング損失の低減及
びサージ電圧吸収に寄与する。第１及び第２の主スイッ
チＱ1 、Ｑ2 の直列回路（第１のアーム）と第３及び第
４の主スイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路（第２のアーム）
と第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路（第
３のアーム）とは互いに並列に接続され、この並列回路
が第１及び第２の直流出力端子４ａ、４ｂの間に接続さ
れている。第１及び第２の主スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互
接続点Ｐ1 は第１の昇圧用リアクトルＬ1 を介して第１
の交流端子１ａに接続されている。第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点Ｐ2は第２の昇圧用リアク
トルＬ2 を介して第２の交流端子１ｂに接続されてい
る。第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点
Ｐ3 は第３の昇圧用リアクトルＬ3 を介して第３の交流
端子１ｃに接続されている。
は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）
から成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ス
イッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、第１、
第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオードＤ1 、
Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１、第２、第３、
第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、
Ｃ3 、Ｃ4 、Ｃ5 、Ｃ6とから成る。第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 は３相ブリッジ型に接続されている。
第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 は第１〜第６の主
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に逆方向並列に接続されており、第
１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の内蔵ダイオードとし
て構成されている。なお、第１〜第６の主ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 を第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 と別体と
してもよい。第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ
6 は第１〜第６の主スイッチに並列に接続された個別コ
ンデンサ又は寄生容量であり、第１〜第６の主スイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 のターンオフ時のスイッチング損失の低減及
びサージ電圧吸収に寄与する。第１及び第２の主スイッ
チＱ1 、Ｑ2 の直列回路（第１のアーム）と第３及び第
４の主スイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路（第２のアーム）
と第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路（第
３のアーム）とは互いに並列に接続され、この並列回路
が第１及び第２の直流出力端子４ａ、４ｂの間に接続さ
れている。第１及び第２の主スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互
接続点Ｐ1 は第１の昇圧用リアクトルＬ1 を介して第１
の交流端子１ａに接続されている。第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点Ｐ2は第２の昇圧用リアク
トルＬ2 を介して第２の交流端子１ｂに接続されてい
る。第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点
Ｐ3 は第３の昇圧用リアクトルＬ3 を介して第３の交流
端子１ｃに接続されている。
【００１２】本発明に従う３相ブリッジ型補助ダイオー
ド整流回路５は、転流用整流回路と呼ぶこともできるも
のであって、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の
整流ダイオード８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ、８ｆを
ブリッジ接続した回路から成る。第１及び第２の整流ダ
イオード８ａ、８ｂの相互接続点は第１及び第２の主ス
イッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点Ｐ1 に接続されている。
第３及び第４の整流ダイオード８ｃ、８ｄの相互接続点
は第３及び第４の主スイッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点Ｐ
2 に接続されている。第５及び第６の整流ダイオード８
ｅ、８ｆの相互接続点は第５及び第６の主スイッチＱ5
、Ｑ6 の相互接続点Ｐ3 に接続されている。
ド整流回路５は、転流用整流回路と呼ぶこともできるも
のであって、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の
整流ダイオード８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ、８ｆを
ブリッジ接続した回路から成る。第１及び第２の整流ダ
イオード８ａ、８ｂの相互接続点は第１及び第２の主ス
イッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点Ｐ1 に接続されている。
第３及び第４の整流ダイオード８ｃ、８ｄの相互接続点
は第３及び第４の主スイッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点Ｐ
2 に接続されている。第５及び第６の整流ダイオード８
ｅ、８ｆの相互接続点は第５及び第６の主スイッチＱ5
、Ｑ6 の相互接続点Ｐ3 に接続されている。
【００１３】第１及び第２の平滑用コンデンサＣa 、Ｃ
b は互いに同一のキャパシタンス値を有して互いに直列
に接続され、この直列回路が第１及び第２の直流出力端
子４ａ、４ｂ間に接続されている。第１及び第２の平滑
用コンデンサＣa 、Ｃb は直流出力電圧Ｖ0 を１／２に
分割する機能を有し、それぞれがＶ0 ／２の電源として
機能する。
b は互いに同一のキャパシタンス値を有して互いに直列
に接続され、この直列回路が第１及び第２の直流出力端
子４ａ、４ｂ間に接続されている。第１及び第２の平滑
用コンデンサＣa 、Ｃb は直流出力電圧Ｖ0 を１／２に
分割する機能を有し、それぞれがＶ0 ／２の電源として
機能する。
【００１４】３相ブリッチ型補助ダイオード整流回路５
の正側の出力端子５ａと第１及び第２の平滑用コンデン
サＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に、第１の転流用
リアクトルとも呼ぶことができる第１の補助リアクトル
Ｌa を介して第１の補助スイッチＱa が接続されてい
る。３相ブリッチ型補助ダイオード整流回路５の負側の
出力端子５ｂと上記接続点Ｐ4 との間に第２の補助リア
クトルＬb を介して第２の補助スイッチＱb が接続され
ている。
の正側の出力端子５ａと第１及び第２の平滑用コンデン
サＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に、第１の転流用
リアクトルとも呼ぶことができる第１の補助リアクトル
Ｌa を介して第１の補助スイッチＱa が接続されてい
る。３相ブリッチ型補助ダイオード整流回路５の負側の
出力端子５ｂと上記接続点Ｐ4 との間に第２の補助リア
クトルＬb を介して第２の補助スイッチＱb が接続され
ている。
【００１５】第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１
ｂ、１ｃは、ライン９ａ、９ｂ、９ｃによって制御回路
６に接続されている。第１、第２及び第３の電流検出器
７ａ、７ｂ、７ｃは第１、第２及び第３の交流端子１
ａ、１ｂ、１ｃと第１、第２及び第３の接続点Ｐ1 、Ｐ
2 、Ｐ3 との間のラインに流れる電流を検出し、これを
ライン１０ａ、１０ｂ、１０ｃによって制御回路６に送
る。ライン１１は第１及び第２の直流出力端子４ａ、４
ｂ間の電圧を制御回路６に送る。
ｂ、１ｃは、ライン９ａ、９ｂ、９ｃによって制御回路
６に接続されている。第１、第２及び第３の電流検出器
７ａ、７ｂ、７ｃは第１、第２及び第３の交流端子１
ａ、１ｂ、１ｃと第１、第２及び第３の接続点Ｐ1 、Ｐ
2 、Ｐ3 との間のラインに流れる電流を検出し、これを
ライン１０ａ、１０ｂ、１０ｃによって制御回路６に送
る。ライン１１は第１及び第２の直流出力端子４ａ、４
ｂ間の電圧を制御回路６に送る。
【００１６】制御回路６は、第１〜第６の主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 のゲート電極（制御端子）に図３（Ａ）〜
（Ｆ）に示す第１〜第６の主ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 を供
給し、第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のゲート
電極（制御端子）に図３（Ｇ）（Ｈ）に示す第１及び第
２の補助ゲート信号Ｇa 、Ｇb を供給するように構成さ
れている。制御回路６による第１〜第６の主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 の制御は、第１〜第３の交流端子１ａ、１ｂ、
１ｃの交流電圧よりも高い一定の直流出力電圧Ｖ0を得
ると共に、交流端子１ａ、１ｂ、１ｃに流れる電流の波
形が近似正弦波になるように行われる。制御回路６によ
る第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb の制御は、第
１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 がターンオンする前に
第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 のエネルギ
を放出させるように行われる。
1 〜Ｑ6 のゲート電極（制御端子）に図３（Ａ）〜
（Ｆ）に示す第１〜第６の主ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 を供
給し、第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のゲート
電極（制御端子）に図３（Ｇ）（Ｈ）に示す第１及び第
２の補助ゲート信号Ｇa 、Ｇb を供給するように構成さ
れている。制御回路６による第１〜第６の主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 の制御は、第１〜第３の交流端子１ａ、１ｂ、
１ｃの交流電圧よりも高い一定の直流出力電圧Ｖ0を得
ると共に、交流端子１ａ、１ｂ、１ｃに流れる電流の波
形が近似正弦波になるように行われる。制御回路６によ
る第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb の制御は、第
１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 がターンオンする前に
第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 のエネルギ
を放出させるように行われる。
【００１７】図１の制御回路６は図２に示すように、入
力電圧検出回路２１と、出力電圧検出回路２２と、電流
検出回路２３と、演算回路２４と、電圧基準信号形成回
路２５と、第１の比較回路２６と、鋸波発生器２７と、
電流極性信号形成回路２８と、主スイッチゲート信号分
配回路２９と、基準値発生器３０と、第２の比較回路３
１と、パルス付加回路３２と、分配制御回路３３と、補
助スイッチゲート信号分配回路３４とから成り、主スイ
ッチゲート信号分配回路２９から図３（Ａ）〜（Ｆ）に
示す第１〜第６の主ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 を第１〜第６
の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート電極（制御端子）に供
給し、補助スイッチゲート信号分配回路３３から図３
（Ｇ）（Ｈ）に示す第１及び第２の補助スイッチゲート
信号Ｇa 、Ｇb を第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑ
b のゲート電極に供給するように構成されている。な
お、図２では制御回路６がアナログ回路で示されている
が、この一部又は全部をディジタル信号処理回路で形成
することができる。
力電圧検出回路２１と、出力電圧検出回路２２と、電流
検出回路２３と、演算回路２４と、電圧基準信号形成回
路２５と、第１の比較回路２６と、鋸波発生器２７と、
電流極性信号形成回路２８と、主スイッチゲート信号分
配回路２９と、基準値発生器３０と、第２の比較回路３
１と、パルス付加回路３２と、分配制御回路３３と、補
助スイッチゲート信号分配回路３４とから成り、主スイ
ッチゲート信号分配回路２９から図３（Ａ）〜（Ｆ）に
示す第１〜第６の主ゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 を第１〜第６
の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート電極（制御端子）に供
給し、補助スイッチゲート信号分配回路３３から図３
（Ｇ）（Ｈ）に示す第１及び第２の補助スイッチゲート
信号Ｇa 、Ｇb を第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑ
b のゲート電極に供給するように構成されている。な
お、図２では制御回路６がアナログ回路で示されている
が、この一部又は全部をディジタル信号処理回路で形成
することができる。
【００１８】図２の入力電圧検出回路２１は、ライン９
ａ、９ｂ、９ｃによって図１の第１〜第３の交流端子１
ａ、１ｂ、１ｃに接続され、これ等の相電圧を示すＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の検出電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw を出力す
る。なお、ここでは説明を容易にするために入力電圧検
出回路２１の入力と出力との両方を同一記号で示してい
る。
ａ、９ｂ、９ｃによって図１の第１〜第３の交流端子１
ａ、１ｂ、１ｃに接続され、これ等の相電圧を示すＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の検出電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw を出力す
る。なお、ここでは説明を容易にするために入力電圧検
出回路２１の入力と出力との両方を同一記号で示してい
る。
【００１９】演算回路２４は、直流出力電圧Ｖ0が目標
値になるように正弦波の第１、第２及び第３の検出電圧
Ｖu 、Ｖv 、Ｖwの振幅を出力電圧検出回路２２の検出
電圧Ｖ0によって調整し、且つ入力電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを
正弦波にするように、電流検出回路２３の電流検出信号
Ｉu、Ｉv、Ｉwによって第１、第２及び第３の検出電圧
Ｖu、Ｖv、Ｖwの振幅を調整して第１、第２及び第３の
補正正弦波電圧をＶu1´、Ｖv1´、Ｖw1´を出力する。
このため、演算回路２４は、出力電圧基準値と直流出力
検出電圧Ｖ0との誤差信号を形成する手段と、この誤差
信号を交流検出電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに乗算する乗算手段
と、この乗算手段の出力と電流検出信号の誤差信号（比
較信号）を形成する回路とを有している。この種の回路
は周知であるので詳しい説明を省略する。
値になるように正弦波の第１、第２及び第３の検出電圧
Ｖu 、Ｖv 、Ｖwの振幅を出力電圧検出回路２２の検出
電圧Ｖ0によって調整し、且つ入力電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを
正弦波にするように、電流検出回路２３の電流検出信号
Ｉu、Ｉv、Ｉwによって第１、第２及び第３の検出電圧
Ｖu、Ｖv、Ｖwの振幅を調整して第１、第２及び第３の
補正正弦波電圧をＶu1´、Ｖv1´、Ｖw1´を出力する。
このため、演算回路２４は、出力電圧基準値と直流出力
検出電圧Ｖ0との誤差信号を形成する手段と、この誤差
信号を交流検出電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに乗算する乗算手段
と、この乗算手段の出力と電流検出信号の誤差信号（比
較信号）を形成する回路とを有している。この種の回路
は周知であるので詳しい説明を省略する。
【００２０】電圧基準信号形成回路２５は、図４（Ａ）
に示す第１、第２及び第３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、
Ｖw1を得るものである。第１の電圧基準信号Ｖu1は、図
４（Ａ）で太い実線で示されており、図４のｔ0 〜ｔ1
の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０度区
間で正弦波の２１０〜２７０度の波形に相当する値をと
り、ｔ1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ5 の
２４０〜３００度区間で鋸波電圧Ｖt の最低レベル以下
の値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８０度区間及びｔ
5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で正弦波の２７０〜３
３０度の波形に相当する値をとる。第２の電圧基準信号
Ｖv1は、図４（Ａ）で細い実線で示されており、ｔ0 〜
ｔ1 の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０
度区間で鋸波電圧Ｖt の最低レベル以下の値をとり、ｔ
1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ5 の２４０
〜３００度区間で正弦波の２７０〜３３０度の波形に相
当する値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８０度区間及
びｔ5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で正弦波の２１０
〜２７０度の波形に相当する値をとる。第３の電圧基準
信号Ｖw1は、図４（Ａ）で破線で示されており、ｔ0 〜
ｔ1 の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０
度区間で正弦波の２７０〜３３０度の波形に相当する値
をとり、ｔ1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ
5 の２４０〜３００度区間で正弦波の２１０〜２７０度
の波形に相当する値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８
０度区間及びｔ5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で鋸波
電圧Ｖt の最低レベル以下の値をとる。図４（Ａ）にお
ける０〜３６０度の表示は、Ｕ相検出電圧Ｖu 又はＵ相
電流Ｉu の１周期を基準にして示されている。なお、図
４のｔ1〜ｔ2区間の第1、第2及び第3の電圧基準信号Ｖu
1、Ｖv1、Ｖw1は次式示すことができる。 Ｖu1＝−１ Ｖv1＝１−Ｖ1 ｃｏｓ(θ) Ｖw1＝１−Ｖ1 ｃｏｓ(θ−π／３) 但し、鋸波電圧Ｖtの最大値を＋１、最小値を−１、Ｖ
１は０〜２の範囲の電圧振幅基準値、ｔ１をθ＝０とし
て上記式は示されている。図4のｔ1〜ｔ2以外の区間に
おいても、ｔ1〜ｔ2区間と同様にＶu1、Ｖv1、Ｖw1を求
めることができる。この電圧基準信号形成回路２５は、
図４(Ａ)の第１、第２及び第３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖ
v1、Ｖw1を形成するために、演算回路２４及び電流極性
信号形成回路２８に接続されている。
に示す第１、第２及び第３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、
Ｖw1を得るものである。第１の電圧基準信号Ｖu1は、図
４（Ａ）で太い実線で示されており、図４のｔ0 〜ｔ1
の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０度区
間で正弦波の２１０〜２７０度の波形に相当する値をと
り、ｔ1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ5 の
２４０〜３００度区間で鋸波電圧Ｖt の最低レベル以下
の値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８０度区間及びｔ
5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で正弦波の２７０〜３
３０度の波形に相当する値をとる。第２の電圧基準信号
Ｖv1は、図４（Ａ）で細い実線で示されており、ｔ0 〜
ｔ1 の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０
度区間で鋸波電圧Ｖt の最低レベル以下の値をとり、ｔ
1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ5 の２４０
〜３００度区間で正弦波の２７０〜３３０度の波形に相
当する値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８０度区間及
びｔ5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で正弦波の２１０
〜２７０度の波形に相当する値をとる。第３の電圧基準
信号Ｖw1は、図４（Ａ）で破線で示されており、ｔ0 〜
ｔ1 の０〜６０度区間及びｔ3 〜ｔ4 の１８０〜２４０
度区間で正弦波の２７０〜３３０度の波形に相当する値
をとり、ｔ1 〜ｔ2 の６０〜１２０度区間及びｔ4 〜ｔ
5 の２４０〜３００度区間で正弦波の２１０〜２７０度
の波形に相当する値をとり、ｔ2 〜ｔ3 の１２０〜１８
０度区間及びｔ5 〜ｔ6 の３００〜３６０度区間で鋸波
電圧Ｖt の最低レベル以下の値をとる。図４（Ａ）にお
ける０〜３６０度の表示は、Ｕ相検出電圧Ｖu 又はＵ相
電流Ｉu の１周期を基準にして示されている。なお、図
４のｔ1〜ｔ2区間の第1、第2及び第3の電圧基準信号Ｖu
1、Ｖv1、Ｖw1は次式示すことができる。 Ｖu1＝−１ Ｖv1＝１−Ｖ1 ｃｏｓ(θ) Ｖw1＝１−Ｖ1 ｃｏｓ(θ−π／３) 但し、鋸波電圧Ｖtの最大値を＋１、最小値を−１、Ｖ
１は０〜２の範囲の電圧振幅基準値、ｔ１をθ＝０とし
て上記式は示されている。図4のｔ1〜ｔ2以外の区間に
おいても、ｔ1〜ｔ2区間と同様にＶu1、Ｖv1、Ｖw1を求
めることができる。この電圧基準信号形成回路２５は、
図４(Ａ)の第１、第２及び第３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖ
v1、Ｖw1を形成するために、演算回路２４及び電流極性
信号形成回路２８に接続されている。
【００２１】出力電圧検出回路２２は、ライン１１の直
流出力電圧Ｖ0 を検出し、これを演算回路２４に送る。
なお、図２では説明を簡単にするために出力電圧検出回
路２２の入力と出力との両方がＶ0 で示されている。こ
の実施例では目標出力電圧を示す基準値と出力検出電圧
との誤差信号を形成する回路を演算回路２４側に設けた
が、これを検出回路２２に設けることもできる。
流出力電圧Ｖ0 を検出し、これを演算回路２４に送る。
なお、図２では説明を簡単にするために出力電圧検出回
路２２の入力と出力との両方がＶ0 で示されている。こ
の実施例では目標出力電圧を示す基準値と出力検出電圧
との誤差信号を形成する回路を演算回路２４側に設けた
が、これを検出回路２２に設けることもできる。
【００２２】鋸波発生回路２７は、図４（Ａ）に示す鋸
波電圧Ｖt を発生する。鋸波電圧Ｖt は電源電圧Ｖu 、
Ｖv 、Ｖw の周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い
繰返し周波数（例えば２５kHz ）で三角波（搬送波）を
発生する。鋸波電圧Ｖt は図５（Ａ）に示すように傾斜
を有して立上った後に垂直に立下る波形を有する。
波電圧Ｖt を発生する。鋸波電圧Ｖt は電源電圧Ｖu 、
Ｖv 、Ｖw の周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い
繰返し周波数（例えば２５kHz ）で三角波（搬送波）を
発生する。鋸波電圧Ｖt は図５（Ａ）に示すように傾斜
を有して立上った後に垂直に立下る波形を有する。
【００２３】第１の比較回路２６は、第１、第２及び第
３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、Ｖw1と鋸波電圧Ｖt とを
比較する３つの比較器（コンパレータ）から成り、図４
（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す第１、第２及び第３の比較出
力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を出力する。第１の比較出力Ｐu は
図４のｔ0 〜ｔ1 区間、ｔ2 〜ｔ4 区間、ｔ5 〜ｔ6区
間にＰＷＭパルスを有する。第２の比較出力Ｐv はｔ1
〜ｔ3 区間、ｔ4 〜ｔ6 区間にＰＷＭパルスを有する。
第３の比較出力Ｐw はｔ0 〜ｔ2 区間、ｔ3 〜ｔ5 区間
にＰＷＭパルスを有する。
３の電圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、Ｖw1と鋸波電圧Ｖt とを
比較する３つの比較器（コンパレータ）から成り、図４
（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す第１、第２及び第３の比較出
力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を出力する。第１の比較出力Ｐu は
図４のｔ0 〜ｔ1 区間、ｔ2 〜ｔ4 区間、ｔ5 〜ｔ6区
間にＰＷＭパルスを有する。第２の比較出力Ｐv はｔ1
〜ｔ3 区間、ｔ4 〜ｔ6 区間にＰＷＭパルスを有する。
第３の比較出力Ｐw はｔ0 〜ｔ2 区間、ｔ3 〜ｔ5 区間
にＰＷＭパルスを有する。
【００２４】図４（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）の第１、第２及び
第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw は、分配回路２９によ
って図３（Ａ）〜（Ｆ）の第１〜第６のゲート信号Ｇ1
〜Ｇ6 に示すように分配される。この分配を行うため
に、電流検出回路２３及び電流極性信号形成回路２８が
設けられている。電流検出回路２３はライン１０ａ、１
０ｂ、１０ｃによって図１の第１、第２及び第３の電流
検出器７ａ、７ｂ、７ｃに接続されており、第１、第２
及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃ及び第１、第２及
び第３の昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を流れる図
４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流Ｉ
u 、Ｉv 、Ｉw を検出する。なお、図２では説明を簡略
化するために電流検出回路２３の入力と出力との両方が
同一のＩu、Ｉv 、Ｉw で示されている。
第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw は、分配回路２９によ
って図３（Ａ）〜（Ｆ）の第１〜第６のゲート信号Ｇ1
〜Ｇ6 に示すように分配される。この分配を行うため
に、電流検出回路２３及び電流極性信号形成回路２８が
設けられている。電流検出回路２３はライン１０ａ、１
０ｂ、１０ｃによって図１の第１、第２及び第３の電流
検出器７ａ、７ｂ、７ｃに接続されており、第１、第２
及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃ及び第１、第２及
び第３の昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を流れる図
４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流Ｉ
u 、Ｉv 、Ｉw を検出する。なお、図２では説明を簡略
化するために電流検出回路２３の入力と出力との両方が
同一のＩu、Ｉv 、Ｉw で示されている。
【００２５】電流極性信号形成回路２８は、電流検出回
路２３から得られる図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の正弦波又
は近似正弦波を図４（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示す方形波か
ら成る第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、
Ｉw1に整形するための３つの波形整形回路から成る。図
４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）と図４（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）との比
較から明らかなように電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の正の半波
の期間に各電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1が高レベル
（Ｈ）となり、その負の半波の期間に各電流極性信号Ｉ
u1、Ｉv1、Ｉw1が低レベル（Ｌ）になる。電流極性信号
形成回路２８から得られた第１、第２及び第３の電流極
性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1は電圧基準形成回路２５、第１
の分配回路２９及び分配制御回路３３に送られる。電圧
基準信号形成回路２５は、演算回路２４から得られた補
正正弦波電圧Ｖu1´、Ｖv1´、Ｖw1´を第１、第2、第
３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1に基づいて図４の電
圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、Ｖw1に変形する。第１の分配回
路２９は、第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉ
v1、Ｉw1の高レベル期間に図４（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）の第
１、第２及び第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を抽出し
て図３（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第２、第４及び第６の
ゲート信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 を形成し、これを第２、第
４及び第６の主スイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のゲートに送
り、また、第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉ
v1、Ｉw1の低レベル期間に図４（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）の第
１、第２及び第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を抽出し
て図３（Ａ）（Ｃ）（Ｅ）に示す第１、第３及び第５の
ゲート信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を形成し、これを第１、第
３及び第５の主スイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のゲートに送
る。
路２３から得られる図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の正弦波又
は近似正弦波を図４（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）に示す方形波か
ら成る第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、
Ｉw1に整形するための３つの波形整形回路から成る。図
４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）と図４（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）との比
較から明らかなように電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw の正の半波
の期間に各電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1が高レベル
（Ｈ）となり、その負の半波の期間に各電流極性信号Ｉ
u1、Ｉv1、Ｉw1が低レベル（Ｌ）になる。電流極性信号
形成回路２８から得られた第１、第２及び第３の電流極
性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1は電圧基準形成回路２５、第１
の分配回路２９及び分配制御回路３３に送られる。電圧
基準信号形成回路２５は、演算回路２４から得られた補
正正弦波電圧Ｖu1´、Ｖv1´、Ｖw1´を第１、第2、第
３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1に基づいて図４の電
圧基準信号Ｖu1、Ｖv1、Ｖw1に変形する。第１の分配回
路２９は、第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉ
v1、Ｉw1の高レベル期間に図４（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）の第
１、第２及び第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を抽出し
て図３（Ｂ）（Ｄ）（Ｆ）に示す第２、第４及び第６の
ゲート信号Ｇ2 、Ｇ4 、Ｇ6 を形成し、これを第２、第
４及び第６の主スイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のゲートに送
り、また、第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉ
v1、Ｉw1の低レベル期間に図４（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）の第
１、第２及び第３の比較出力Ｐu 、Ｐv 、Ｐw を抽出し
て図３（Ａ）（Ｃ）（Ｅ）に示す第１、第３及び第５の
ゲート信号Ｇ1 、Ｇ3 、Ｇ5 を形成し、これを第１、第
３及び第５の主スイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のゲートに送
る。
【００２６】基準値発生器３０は、図５（Ａ）に示す鋸
波電圧Ｖt の上方を横切る直流電圧から成る基準値Ｖr
を発生するものである。第２の比較回路３１は、鋸波電
圧Ｖt と基準値Ｖr とを比較し、図５（Ｄ）に示すよう
にｔ1 〜ｔ3 期間に対応する幅を有するパルスＰ31を発
生する。付加回路３２は、図５（Ｄ）の比較出力パルス
Ｐ31の後縁に時間幅Ｔa のパルスを付加して図５（Ｅ）
に示す補助ゲート信号用パルスＰ32を出力するものであ
る。この補助ゲート信号用パルスＰ32は図４（Ｌ）に示
すように図４（Ａ）の鋸波電圧Ｖt に同期して繰返して
発生する。
波電圧Ｖt の上方を横切る直流電圧から成る基準値Ｖr
を発生するものである。第２の比較回路３１は、鋸波電
圧Ｖt と基準値Ｖr とを比較し、図５（Ｄ）に示すよう
にｔ1 〜ｔ3 期間に対応する幅を有するパルスＰ31を発
生する。付加回路３２は、図５（Ｄ）の比較出力パルス
Ｐ31の後縁に時間幅Ｔa のパルスを付加して図５（Ｅ）
に示す補助ゲート信号用パルスＰ32を出力するものであ
る。この補助ゲート信号用パルスＰ32は図４（Ｌ）に示
すように図４（Ａ）の鋸波電圧Ｖt に同期して繰返して
発生する。
【００２７】分配制御回路３３は、図４（Ｈ）（Ｉ）
（Ｊ）に示す第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、
Ｉv1、Ｉw1に基づいて図４（Ｋ）に示す分配制御信号Ｓ
33を出力する排他的論理和回路から成り、第１、第２及
び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1の内で１つのみ
が高レベルとなる期間に高レベルの出力を発生し、その
他は低レベルの出力を発生する。分配制御信号Ｐ33は、
図４（Ｋ）から明らかなように低レベル区間と高レベル
区間とが交互に配置されたものであり、６０度毎に状態
変化が生じている。
（Ｊ）に示す第１、第２及び第３の電流極性信号Ｉu1、
Ｉv1、Ｉw1に基づいて図４（Ｋ）に示す分配制御信号Ｓ
33を出力する排他的論理和回路から成り、第１、第２及
び第３の電流極性信号Ｉu1、Ｉv1、Ｉw1の内で１つのみ
が高レベルとなる期間に高レベルの出力を発生し、その
他は低レベルの出力を発生する。分配制御信号Ｐ33は、
図４（Ｋ）から明らかなように低レベル区間と高レベル
区間とが交互に配置されたものであり、６０度毎に状態
変化が生じている。
【００２８】第２の分配回路３４は、付加回路３２から
出力された図４（Ｌ）の補助ゲート信号用パルスＰ32を
図４（Ｋ）の分配制御信号Ｓ33によって図５（Ｇ）
（Ｈ）に示すように分配する。即ち、第２の分配回路３
４は分配制御信号Ｓ33のｔ0 〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 、ｔ4
〜ｔ5 の低レベル期間に図４（Ｌ）のパルスＰ32を抽出
して図３（Ｇ）の第１の補助ゲート信号Ｇa を形成し、
これを第１の補助スイッチＱa のゲートに供給し、また
図４（Ｋ）の分配制御信号Ｓ33のｔ1 〜ｔ2 、ｔ3〜ｔ4
、ｔ5 〜ｔ6 の高レベル期間に図４（Ｌ）のパルスＰ3
2を抽出して図３（Ｈ）の第２の補助ゲート信号を形成
し、これを第２の補助スイッチＱb のゲートに供給す
る。
出力された図４（Ｌ）の補助ゲート信号用パルスＰ32を
図４（Ｋ）の分配制御信号Ｓ33によって図５（Ｇ）
（Ｈ）に示すように分配する。即ち、第２の分配回路３
４は分配制御信号Ｓ33のｔ0 〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 、ｔ4
〜ｔ5 の低レベル期間に図４（Ｌ）のパルスＰ32を抽出
して図３（Ｇ）の第１の補助ゲート信号Ｇa を形成し、
これを第１の補助スイッチＱa のゲートに供給し、また
図４（Ｋ）の分配制御信号Ｓ33のｔ1 〜ｔ2 、ｔ3〜ｔ4
、ｔ5 〜ｔ6 の高レベル期間に図４（Ｌ）のパルスＰ3
2を抽出して図３（Ｈ）の第２の補助ゲート信号を形成
し、これを第２の補助スイッチＱb のゲートに供給す
る。
【００２９】次に、図１の交流−直流変換装置の動作を
図３及び図５を参照して説明する。なお、電流経路は素
子の参照符号のみで示す。第１〜第６の主ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 は３相ブリッジに接続されているので、３相全
波整流回路としての機能を有する。しかし、３相スイッ
チング整流回路２において、第１〜第６の主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 から選択された２つが同時にオン制御される
と、整流機能が停止し、第１〜第３のリアクトルＬu 、
Ｌv 、Ｌw の内の２つを含む短絡回路が形成される。例
えば、交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃに第１、第４及び
第６の主ダイオードＤ1 、Ｄ4 、Ｄ6 をオンにする向き
の電圧が発生している期間に第３及び第５の主スイッチ
Ｑ3 、Ｑ5 を同時にオンにすると、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −
Ｑ3 −Ｌ2−１ｂから成る閉回路及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1
−Ｑ5 −Ｌ3 −１ｃから成る閉回路が形成される。これ
により、平滑用コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない
昇圧用及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱ3 、Ｑ
5 のオン時間幅を変えると、昇圧用及び力率改善用電流
の値が変化するので、出力電圧及び力率を目標に近づけ
るように調整することが可能になる。今、３相交流電圧
の一部区間のみの動作を説明したが、別の区間において
も同様な動作が生じる。本実施例では第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のスイッチング回数を減らすために０
〜３６０度の全期間で高周波スイッチングせずに、交流
電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の各半波において６０度の非スイ
ッチング期間を設けている。図３（Ａ）〜（Ｆ）の第１
〜第６のゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 によって第１〜第６の主
スイッチＱ1 〜Ｑ6 をオン・オフすると、第１〜第６の
主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の電流Ｉq1〜Ｉq6及び第１〜第６
の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の電流Ｉd1〜Ｉd6は図３
（Ｉ）〜（Ｎ）に示すように流れる。図３（Ｉ）〜
（Ｎ）においては、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6
の順方向電流が正方向電流として示され、第１〜第６の
主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の順方向電流が負方向電流とし
て示されている。即ち、図３（Ｉ）〜（Ｎ）のそれぞれ
の上半分に第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の電流Ｉ
q1〜Ｉq6が示され、それぞれの下半分に第１〜第６の主
ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の電流Ｉd1〜Ｉd6が示されてい
る。第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 から選択された
２つがオンになっている時には電源電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖ
w の振幅に対応した振幅を有する電流が主スイッチＱ1
〜Ｑ6 及び主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を通って流れる。従
って、入力電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を正弦波に近似させる
ことができる。前述したように、例えば図３のｔ1 〜ｔ
2 区間で第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオンに
なると、第１の昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギが蓄積
され、第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオフにな
ると、Ｕ相の電源電圧Ｖu に第１の昇圧用リアクトルＬ
1 の電圧を加算した値で出力平滑用コンデンサＣa 、Ｃ
b が昇圧充電される。
図３及び図５を参照して説明する。なお、電流経路は素
子の参照符号のみで示す。第１〜第６の主ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 は３相ブリッジに接続されているので、３相全
波整流回路としての機能を有する。しかし、３相スイッ
チング整流回路２において、第１〜第６の主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 から選択された２つが同時にオン制御される
と、整流機能が停止し、第１〜第３のリアクトルＬu 、
Ｌv 、Ｌw の内の２つを含む短絡回路が形成される。例
えば、交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃに第１、第４及び
第６の主ダイオードＤ1 、Ｄ4 、Ｄ6 をオンにする向き
の電圧が発生している期間に第３及び第５の主スイッチ
Ｑ3 、Ｑ5 を同時にオンにすると、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −
Ｑ3 −Ｌ2−１ｂから成る閉回路及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1
−Ｑ5 −Ｌ3 −１ｃから成る閉回路が形成される。これ
により、平滑用コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない
昇圧用及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱ3 、Ｑ
5 のオン時間幅を変えると、昇圧用及び力率改善用電流
の値が変化するので、出力電圧及び力率を目標に近づけ
るように調整することが可能になる。今、３相交流電圧
の一部区間のみの動作を説明したが、別の区間において
も同様な動作が生じる。本実施例では第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のスイッチング回数を減らすために０
〜３６０度の全期間で高周波スイッチングせずに、交流
電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw の各半波において６０度の非スイ
ッチング期間を設けている。図３（Ａ）〜（Ｆ）の第１
〜第６のゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 によって第１〜第６の主
スイッチＱ1 〜Ｑ6 をオン・オフすると、第１〜第６の
主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の電流Ｉq1〜Ｉq6及び第１〜第６
の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の電流Ｉd1〜Ｉd6は図３
（Ｉ）〜（Ｎ）に示すように流れる。図３（Ｉ）〜
（Ｎ）においては、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6
の順方向電流が正方向電流として示され、第１〜第６の
主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の順方向電流が負方向電流とし
て示されている。即ち、図３（Ｉ）〜（Ｎ）のそれぞれ
の上半分に第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の電流Ｉ
q1〜Ｉq6が示され、それぞれの下半分に第１〜第６の主
ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の電流Ｉd1〜Ｉd6が示されてい
る。第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 から選択された
２つがオンになっている時には電源電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖ
w の振幅に対応した振幅を有する電流が主スイッチＱ1
〜Ｑ6 及び主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を通って流れる。従
って、入力電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を正弦波に近似させる
ことができる。前述したように、例えば図３のｔ1 〜ｔ
2 区間で第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオンに
なると、第１の昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギが蓄積
され、第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオフにな
ると、Ｕ相の電源電圧Ｖu に第１の昇圧用リアクトルＬ
1 の電圧を加算した値で出力平滑用コンデンサＣa 、Ｃ
b が昇圧充電される。
【００３０】ところで、主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のターン
オフ時においては、周知のように、第１〜第６のスナバ
用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 はサージ電圧を吸収に寄与し、
且つこの電圧が傾斜を有して上昇する。これにより、ノ
イズの低減及びスイッチング損失の低減を図ることがで
きる。
オフ時においては、周知のように、第１〜第６のスナバ
用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 はサージ電圧を吸収に寄与し、
且つこの電圧が傾斜を有して上昇する。これにより、ノ
イズの低減及びスイッチング損失の低減を図ることがで
きる。
【００３１】第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ
6 はこれ等に並列に接続されている主ダイオードＤ1 〜
Ｄ6 及び主スイッチＱ1 〜Ｑ6 がオフの時にはほぼ直流
出力電圧Ｖ0 に充電されている。もし、この状態で前述
した例えば主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオンになると、スナ
バ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電荷が主スイッチＱ3 、Ｑ
5 を通って放出され、電力損失になる。また、主スイッ
チＱ3 、Ｑ5 の電圧が０Ｖになる前にリアクトルＬ1 、
Ｌ2 を通る閉回路の電流が主スイッチＱ3 、Ｑ5 に流れ
ると、スイッチング損失が生じる。また、スナバ用コン
デンサＣ3 、Ｃ5 の放電電流が急激に流れると、これが
ノイズとなる。この種の問題を解決するために、補助ダ
イオード整流回路５、補助リアクトルＬa 、Ｌb 、補助
スイッチＱa 、Ｑb が設けられている。
6 はこれ等に並列に接続されている主ダイオードＤ1 〜
Ｄ6 及び主スイッチＱ1 〜Ｑ6 がオフの時にはほぼ直流
出力電圧Ｖ0 に充電されている。もし、この状態で前述
した例えば主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオンになると、スナ
バ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電荷が主スイッチＱ3 、Ｑ
5 を通って放出され、電力損失になる。また、主スイッ
チＱ3 、Ｑ5 の電圧が０Ｖになる前にリアクトルＬ1 、
Ｌ2 を通る閉回路の電流が主スイッチＱ3 、Ｑ5 に流れ
ると、スイッチング損失が生じる。また、スナバ用コン
デンサＣ3 、Ｃ5 の放電電流が急激に流れると、これが
ノイズとなる。この種の問題を解決するために、補助ダ
イオード整流回路５、補助リアクトルＬa 、Ｌb 、補助
スイッチＱa 、Ｑb が設けられている。
【００３２】次に、本発明に従うターンオン時における
電力損失の低減動作を図３のｔr 時点の前後を示す図５
を参照して説明する。図５におけるｔ3 時点は図３のｔ
r 時点に一致している。従って、第３及び第５の主スイ
ッチＱ3 、Ｑ5 の第３及び第５のゲート信号Ｇ3 、Ｇ5
が図５のｔ3 時点で発生する。第３及び第５の主スイッ
チＱ3 、Ｑ5 をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）させる
ためには図５のｔ3 時点よりも前に第３及び第５のスナ
バ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電荷を実質的に零に放出し
ておくことが必要になるので、図５ではｔ1 時点で図５
（Ｆ）に示す第２の補助ゲート信号Ｇb を発生させる。
ｔ1 時点よりも前は１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb −Ｄ
4 −Ｌ2 −１ｂの経路及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃ
b −Ｄ6−Ｌ3 −１ｃの経路でコンデンサＣa 、Ｃb の
充電電流が流れる。このｔ1 時点よりも前では、第３及
び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオフであり、第３及び
第５のスナバ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 はほぼ出力電圧Ｖ
0 に充電されている。
電力損失の低減動作を図３のｔr 時点の前後を示す図５
を参照して説明する。図５におけるｔ3 時点は図３のｔ
r 時点に一致している。従って、第３及び第５の主スイ
ッチＱ3 、Ｑ5 の第３及び第５のゲート信号Ｇ3 、Ｇ5
が図５のｔ3 時点で発生する。第３及び第５の主スイッ
チＱ3 、Ｑ5 をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）させる
ためには図５のｔ3 時点よりも前に第３及び第５のスナ
バ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電荷を実質的に零に放出し
ておくことが必要になるので、図５ではｔ1 時点で図５
（Ｆ）に示す第２の補助ゲート信号Ｇb を発生させる。
ｔ1 時点よりも前は１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb −Ｄ
4 −Ｌ2 −１ｂの経路及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃ
b −Ｄ6−Ｌ3 −１ｃの経路でコンデンサＣa 、Ｃb の
充電電流が流れる。このｔ1 時点よりも前では、第３及
び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 がオフであり、第３及び
第５のスナバ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 はほぼ出力電圧Ｖ
0 に充電されている。
【００３３】
【ｔ1 〜ｔ2 区間】図５のｔ1 〜ｔ2 区間では、第２の
補助スイッチＱb がオンになるので、ｔ1以前の区間の
主整流回路の他に、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｑb −Ｌ
b −８ｄ−Ｌ2 −１ｂの経路、及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −
Ｃa −Ｃb −Ｑb −Ｌb −８ｆ−Ｌ3 −Ｌc の経路が形
成される。この経路には補助リアクトルＬb が含まれて
いるので、第２の補助スイッチＱb の電流Ｉlbは図５
（Ｇ）に示すように徐々に増大し、第２の補助スイッチ
Ｑb のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成される。
第２の補助スイッチＱb の電流Ｉb が流れ始めると、図
５（Ｋ）（Ｏ）に示すように第４及び第６の主ダイオー
ドＤ4 、Ｄ6 の電流Ｉd4、Ｉd6が徐々に減少し、ｔ2 時
点でゼロになる。
補助スイッチＱb がオンになるので、ｔ1以前の区間の
主整流回路の他に、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｑb −Ｌ
b −８ｄ−Ｌ2 −１ｂの経路、及び１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −
Ｃa −Ｃb −Ｑb −Ｌb −８ｆ−Ｌ3 −Ｌc の経路が形
成される。この経路には補助リアクトルＬb が含まれて
いるので、第２の補助スイッチＱb の電流Ｉlbは図５
（Ｇ）に示すように徐々に増大し、第２の補助スイッチ
Ｑb のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成される。
第２の補助スイッチＱb の電流Ｉb が流れ始めると、図
５（Ｋ）（Ｏ）に示すように第４及び第６の主ダイオー
ドＤ4 、Ｄ6 の電流Ｉd4、Ｉd6が徐々に減少し、ｔ2 時
点でゼロになる。
【００３４】
【ｔ2 〜ｔ3 区間】ｔ2 〜ｔ3 区間においては、Ｃb −
Ｑb −Ｌb −８ｄ−Ｃ4 の経路、Ｃb −Ｑb −Ｌb −８
ｆ−Ｃ6 の経路によって第４及び第６のスナバ用コンデ
ンサＣ4 、Ｃ6 が徐々に充電され、これ等の電圧及び第
４及び第６の主スイッチＱ4 、Ｑ6の電圧Ｖq4、Ｖq6が
図５（Ｇ）（Ｎ）に示すように徐々に高くなる。また、
Ｃ3−Ｃa −Ｑb −Ｌb −８ｄの共振回路及びＣ5 −Ｃa
−Ｑb −Ｌb −８ｆの共振回路が形成され、第３及び
第５のスナバ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電圧及び第３及
び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 の電圧Ｖq3、Ｖq5が図５
（Ｈ）（Ｌ）に示すように徐々に低下し、ｔ3 時点で実
質的にゼロになる。従って、ｔ3 時点で第３及び第５の
主スイッチＱ3 、Ｑ5 を図５（Ｂ）（Ｃ）に示す第３及
び第５のゲート信号Ｇ3 、Ｇ5 でターンオン制御する
と、ＺＶＳが達成される。図５（Ｄ）に示すパルスＰ31
の時間幅ｔ1 〜ｔ3 及び第２の補助リアクトルＬb の値
は、ｔ3 時点で第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 の
電圧Ｖq3、Ｖq5を実質的にゼロにすることができる値に
設定される。今、第１の交流端子１ａの交流電流をＩu
、出力電圧をＶ0 、第２の補助リアクトルＬb のイン
ダクタンスをＬ、スナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 の容量
をＣとすれば、図５のｔ1 〜ｔ3 期間は、 ２Ｉu （Ｌ／Ｖ0 ）＋２（ＬＣ）１／２ で決定される。
Ｑb −Ｌb −８ｄ−Ｃ4 の経路、Ｃb −Ｑb −Ｌb −８
ｆ−Ｃ6 の経路によって第４及び第６のスナバ用コンデ
ンサＣ4 、Ｃ6 が徐々に充電され、これ等の電圧及び第
４及び第６の主スイッチＱ4 、Ｑ6の電圧Ｖq4、Ｖq6が
図５（Ｇ）（Ｎ）に示すように徐々に高くなる。また、
Ｃ3−Ｃa −Ｑb −Ｌb −８ｄの共振回路及びＣ5 −Ｃa
−Ｑb −Ｌb −８ｆの共振回路が形成され、第３及び
第５のスナバ用コンデンサＣ3 、Ｃ5 の電圧及び第３及
び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 の電圧Ｖq3、Ｖq5が図５
（Ｈ）（Ｌ）に示すように徐々に低下し、ｔ3 時点で実
質的にゼロになる。従って、ｔ3 時点で第３及び第５の
主スイッチＱ3 、Ｑ5 を図５（Ｂ）（Ｃ）に示す第３及
び第５のゲート信号Ｇ3 、Ｇ5 でターンオン制御する
と、ＺＶＳが達成される。図５（Ｄ）に示すパルスＰ31
の時間幅ｔ1 〜ｔ3 及び第２の補助リアクトルＬb の値
は、ｔ3 時点で第３及び第５の主スイッチＱ3 、Ｑ5 の
電圧Ｖq3、Ｖq5を実質的にゼロにすることができる値に
設定される。今、第１の交流端子１ａの交流電流をＩu
、出力電圧をＶ0 、第２の補助リアクトルＬb のイン
ダクタンスをＬ、スナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 の容量
をＣとすれば、図５のｔ1 〜ｔ3 期間は、 ２Ｉu （Ｌ／Ｖ0 ）＋２（ＬＣ）１／２ で決定される。
【００３５】
【ｔ3 〜ｔ4 区間】ｔ3 時点で第３及び第５の主スイッ
チＱ3 、Ｑ5 がターンオン制御されてオンになるので、
１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ3 −Ｌ2 −１ｂの経路、及び１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ5 −Ｌ3 −１ｃの経路が形成され、図
５（Ｉ）（Ｍ）に示すように昇圧用及び力率改善用の電
流Ｉq3、Ｉq5が流れ始める。第２の補助リアクトルＬb
の電流Ｉlbはｔ4 時点でゼロになる。
チＱ3 、Ｑ5 がターンオン制御されてオンになるので、
１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ3 −Ｌ2 −１ｂの経路、及び１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ5 −Ｌ3 −１ｃの経路が形成され、図
５（Ｉ）（Ｍ）に示すように昇圧用及び力率改善用の電
流Ｉq3、Ｉq5が流れ始める。第２の補助リアクトルＬb
の電流Ｉlbはｔ4 時点でゼロになる。
【００３６】
【ｔ4 〜ｔ5 区間】ｔ4 〜ｔ5 区間は前のｔ3 〜ｔ4 区
間と同様に第３及び第５の主スイッチＱ3、Ｑ5 がオン
しているので、図５（Ｉ）（Ｍ）に示すようにこれ等の
電流Ｉq3、Ｉq5が流れる。図５（Ｆ）に示すように第２
の補助スイッチＱb のゲート信号Ｇb はｔ3 時点よりも
時間Ｔa だけ遅れた時点で低レベルになり、第２の補助
スイッチＱb がターンオフ制御される。時間Ｔa はｔ3
〜ｔ4 の時間幅以上であり且つｔ3 〜ｔ5 の時間幅以下
に設定される。即ち、第２の補助ゲート信号Ｇb の高レ
ベルの終端がｔ4 時点以後になるように設定される。ｔ
4 時点において第２の補助リアクトルＬb の電流Ｉlbが
ゼロになるので、第２の補助スイッチＱb のゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が達成される。
間と同様に第３及び第５の主スイッチＱ3、Ｑ5 がオン
しているので、図５（Ｉ）（Ｍ）に示すようにこれ等の
電流Ｉq3、Ｉq5が流れる。図５（Ｆ）に示すように第２
の補助スイッチＱb のゲート信号Ｇb はｔ3 時点よりも
時間Ｔa だけ遅れた時点で低レベルになり、第２の補助
スイッチＱb がターンオフ制御される。時間Ｔa はｔ3
〜ｔ4 の時間幅以上であり且つｔ3 〜ｔ5 の時間幅以下
に設定される。即ち、第２の補助ゲート信号Ｇb の高レ
ベルの終端がｔ4 時点以後になるように設定される。ｔ
4 時点において第２の補助リアクトルＬb の電流Ｉlbが
ゼロになるので、第２の補助スイッチＱb のゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が達成される。
【００３７】
【ｔ5 〜ｔ6 区間】ｔ5 〜ｔ6 区間では第３の主スイッ
チＱ3 がオフ、第５の主スイッチＱ5 がオンである。ｔ
5 時点で第３のスイッチＱ3 がターンオフ制御される
と、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ3 −Ｌ2 −１ｂの経路で第３
のスナバ用コンデンサＣ3 が充電され、この電圧及び第
３の主スイッチＱ3 の電圧Ｖq3が図５（Ｈ）に示すよう
に電源電圧まで徐々に上昇する。これにより、ノイズの
抑制及びスイッチング損失が低減する。また、第４のス
ナバ用コンデンサＣ4 の電荷がＣ4 −Ｌ2 −１ｂ−１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb の経路で放出され、この電圧
及び第４の主スイッチＱ4 の電圧Ｖq4は図５（Ｊ）に示
すようｔ6 時点でゼロになる。
チＱ3 がオフ、第５の主スイッチＱ5 がオンである。ｔ
5 時点で第３のスイッチＱ3 がターンオフ制御される
と、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ3 −Ｌ2 −１ｂの経路で第３
のスナバ用コンデンサＣ3 が充電され、この電圧及び第
３の主スイッチＱ3 の電圧Ｖq3が図５（Ｈ）に示すよう
に電源電圧まで徐々に上昇する。これにより、ノイズの
抑制及びスイッチング損失が低減する。また、第４のス
ナバ用コンデンサＣ4 の電荷がＣ4 −Ｌ2 −１ｂ−１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb の経路で放出され、この電圧
及び第４の主スイッチＱ4 の電圧Ｖq4は図５（Ｊ）に示
すようｔ6 時点でゼロになる。
【００３８】
【ｔ6 〜ｔ7 区間】ｔ6 〜ｔ7 区間には、第５の主スイ
ッチＱ5 のオンが維持され、且つ第４の主ダイオードＤ
4 が導通する。即ち、ｔ6 時点で第４のスナバ用コンデ
ンサＣ4 の電圧がゼロになると、第４の主ダイオードＤ
4 の逆バイアスが解除され、第４の主ダイオードＤ4 が
オンになり、図５（Ｋ）に示すように第４のダイオード
Ｄ4の電流Ｉd4が流れる。この結果、ｔ6 〜ｔ7 期間に
は、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ5−Ｌ3 −１ｃの経路と１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb −Ｄ4 −Ｌ2 −１ｂの経路と
が形成される。
ッチＱ5 のオンが維持され、且つ第４の主ダイオードＤ
4 が導通する。即ち、ｔ6 時点で第４のスナバ用コンデ
ンサＣ4 の電圧がゼロになると、第４の主ダイオードＤ
4 の逆バイアスが解除され、第４の主ダイオードＤ4 が
オンになり、図５（Ｋ）に示すように第４のダイオード
Ｄ4の電流Ｉd4が流れる。この結果、ｔ6 〜ｔ7 期間に
は、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｑ5−Ｌ3 −１ｃの経路と１ａ
−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb −Ｄ4 −Ｌ2 −１ｂの経路と
が形成される。
【００３９】
【ｔ7 〜ｔ8 区間】ｔ7 時点で第５の主スイッチＱ5 が
図５（Ｃ）に示すようにオフ制御されると、第５のスナ
バ用コンデンサＣ5 が、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ5 −Ｌ3
−１ｃの経路で充電され、この電圧及び第５の主スイッ
チＱ5 の電圧Ｖq5が図５（Ｌ）に示すように徐々に上昇
し、ノイズ抑制及びＺＶＳが達成される。また、第６の
スナバ用コンデンサＣ6 の電荷が、Ｃ6 −Ｌ3 −１ｃ−
１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb の経路で放出され、この
電圧及び第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6が図５（Ｎ）
に示すように徐々に低下し、ｔ8 時点でゼロになる。こ
れにより、ｔ8 時点以後に第６の主ダイオードＤ6 の導
通が可能になり、図５のｔ1 時点以前の状態に戻る。
図５（Ｃ）に示すようにオフ制御されると、第５のスナ
バ用コンデンサＣ5 が、１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ5 −Ｌ3
−１ｃの経路で充電され、この電圧及び第５の主スイッ
チＱ5 の電圧Ｖq5が図５（Ｌ）に示すように徐々に上昇
し、ノイズ抑制及びＺＶＳが達成される。また、第６の
スナバ用コンデンサＣ6 の電荷が、Ｃ6 −Ｌ3 −１ｃ−
１ａ−Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃa −Ｃb の経路で放出され、この
電圧及び第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6が図５（Ｎ）
に示すように徐々に低下し、ｔ8 時点でゼロになる。こ
れにより、ｔ8 時点以後に第６の主ダイオードＤ6 の導
通が可能になり、図５のｔ1 時点以前の状態に戻る。
【００４０】以上、交流電圧の１周期中のある期間の動
作を説明したが、これ以外の期間においても同様な動作
が生じる。なお、第１の補助スイッチＱa は図３（Ｇ）
から明らかなように、図３のｔ0〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 、
ｔ4 〜ｔ5 期間にオン・オフし、第１の補助リアクトル
Ｌa は第２の補助リアクトルＬb と同様に機能する。
作を説明したが、これ以外の期間においても同様な動作
が生じる。なお、第１の補助スイッチＱa は図３（Ｇ）
から明らかなように、図３のｔ0〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ3 、
ｔ4 〜ｔ5 期間にオン・オフし、第１の補助リアクトル
Ｌa は第２の補助リアクトルＬb と同様に機能する。
【００４１】本実施例によれば次の効果が得られる。 （１） 補助ダイオ−ド整流回路５を設け、単方向スイ
ッチから成る第１及び第２の補助スイッチを使用してス
ナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 に基づく電力損失を低減さ
せるので、電力損失の低減を簡単且つ低コストの回路で
行うことができる。 （２） 平滑用コンデンサＣa 、Ｃb の前段の直流電源
ラインに逆流阻止用ダイオードを接続することが不要で
あるので、逆流阻止用ダイオードによる電力損失の問題
がなくなり、効率が向上する。 （３） 第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb もゼロ
電流スイッチングされるので、ここでの電力損失が小さ
い。 （４） 図２及び図５に示す方法で、第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 及び第１及び
第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のゲート信号Ｇa 、Ｇb
を作成するので、これ等の作成を容易且つ正確に行うこ
とができる。
ッチから成る第１及び第２の補助スイッチを使用してス
ナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 に基づく電力損失を低減さ
せるので、電力損失の低減を簡単且つ低コストの回路で
行うことができる。 （２） 平滑用コンデンサＣa 、Ｃb の前段の直流電源
ラインに逆流阻止用ダイオードを接続することが不要で
あるので、逆流阻止用ダイオードによる電力損失の問題
がなくなり、効率が向上する。 （３） 第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb もゼロ
電流スイッチングされるので、ここでの電力損失が小さ
い。 （４） 図２及び図５に示す方法で、第１〜第６の主ス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート信号Ｇ1 〜Ｇ6 及び第１及び
第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のゲート信号Ｇa 、Ｇb
を作成するので、これ等の作成を容易且つ正確に行うこ
とができる。
【００４２】
【第２の実施例】次に、図６を参照して第２の実施例の
交流−直流変換装置を説明する。但し、図６及び後述す
る図７〜図１１において、図１〜図５と実質的に同一の
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
交流−直流変換装置を説明する。但し、図６及び後述す
る図７〜図１１において、図１〜図５と実質的に同一の
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４３】図６の交流−直流変換装置は、図１の回路
に、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb と、第１
及び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12と、第１及
び第２のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とを付加し、この他
は図１の回路と同一に構成したものである。第１の補助
ダイオードＤa と第１のクランプ用コンデンサＣ11との
直列回路は第１の補助スイッチＱa に並列に接続されて
いる。また、第１のクランプ用コンデンサＣ11は第１の
クランプ用抵抗Ｒ1 を介して第１の平滑用コンデンサＣ
a に並列に接続されている。第２の補助ダイオードＤb
と第２のクランプ用コンデンサＣ12との直列回路は第２
の補助スイッチＱb に並列に接続されている。また第２
のクランプ用コンデンサＣ12は第２のクランプ用抵抗Ｒ
2 を介して第２の平滑用コンデンサＣb に並列に接続さ
れている。
に、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb と、第１
及び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12と、第１及
び第２のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とを付加し、この他
は図１の回路と同一に構成したものである。第１の補助
ダイオードＤa と第１のクランプ用コンデンサＣ11との
直列回路は第１の補助スイッチＱa に並列に接続されて
いる。また、第１のクランプ用コンデンサＣ11は第１の
クランプ用抵抗Ｒ1 を介して第１の平滑用コンデンサＣ
a に並列に接続されている。第２の補助ダイオードＤb
と第２のクランプ用コンデンサＣ12との直列回路は第２
の補助スイッチＱb に並列に接続されている。また第２
のクランプ用コンデンサＣ12は第２のクランプ用抵抗Ｒ
2 を介して第２の平滑用コンデンサＣb に並列に接続さ
れている。
【００４４】図６の交流−直流変換装置におけるクラン
プ動作以外は図１の装置と同一である。図６の第１及び
第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12は第１及び第２
のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介して第１及び第２の平
滑用コンデンサＣa 、Ｃb の電圧によって所定電圧値Ｖ
0 ／２に充電されている。第１及び第２の補助スイッチ
Ｑa 、Ｑb に所定電圧Ｖ0 ／２よりも高い電圧が印加さ
れると、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb が導
通し、第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑbの電圧が
第１及び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12の電圧
Ｖ0 ／２に制限される。従って、第１及び第２の補助ス
イッチＱa 、Ｑb を過電圧から保護することができ、第
１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb に比較的低コスト
な低耐圧スイッチを使用することが可能になる。なお、
第２の実施例は第１の実施例と同一の作用及び効果も有
する。
プ動作以外は図１の装置と同一である。図６の第１及び
第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12は第１及び第２
のクランプ用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介して第１及び第２の平
滑用コンデンサＣa 、Ｃb の電圧によって所定電圧値Ｖ
0 ／２に充電されている。第１及び第２の補助スイッチ
Ｑa 、Ｑb に所定電圧Ｖ0 ／２よりも高い電圧が印加さ
れると、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb が導
通し、第１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑbの電圧が
第１及び第２のクランプ用コンデンサＣ11、Ｃ12の電圧
Ｖ0 ／２に制限される。従って、第１及び第２の補助ス
イッチＱa 、Ｑb を過電圧から保護することができ、第
１及び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb に比較的低コスト
な低耐圧スイッチを使用することが可能になる。なお、
第２の実施例は第１の実施例と同一の作用及び効果も有
する。
【００４５】
【第３の実施例】図７に示す第３の実施例の交流−直流
変換装置は、図１の回路に第１及び第２の補助ダイオー
ドＤa 、Ｄb を付加し、この他は図１と同一に構成した
ものである。第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb
は、補助ダイオ−ド整流回路５の対の出力端子５ａ、５
ｂと対の直流出力端子４ａ、４ｂとの間に接続されてい
る。
変換装置は、図１の回路に第１及び第２の補助ダイオー
ドＤa 、Ｄb を付加し、この他は図１と同一に構成した
ものである。第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb
は、補助ダイオ−ド整流回路５の対の出力端子５ａ、５
ｂと対の直流出力端子４ａ、４ｂとの間に接続されてい
る。
【００４６】図５のｔ3 〜ｔ4 区間のモードからｔ4 〜
ｔ6 区間のモードに移行する際に、補助ダイオ−ド整流
回路５のダイオード８ａ〜８ｆが逆回復状態になる。こ
の時、ダイオード８ａ〜８ｆに逆回復電圧サージが発生
することがある。図７の補助ダイオードＤa 、Ｄb は上
記の逆回復電圧サージを抑制するために設けられてい
る。図７において、出力電圧Ｖ0 よりも高い逆回復電圧
サージが補助ダイオ−ド整流回路５に発生すると、補助
ダイオードＤa 又はＤb が導通し、補助ダイオード整流
回路５のダイオード８ａ〜８ｆの電圧が出力電圧Ｖ0 に
抑えられる。例えば、ダイオード８ａに出力電圧Ｖ0 以
上の過電圧が発生した時には、８ａ−Ｄa−Ｃa −Ｃb
−Ｄ2 の回路が成立し、過電圧分のエネルギがコンデン
サＣa 、Ｃb に回生される。なお、第３の実施例は第１
の実施例と同一の効果も有する。
ｔ6 区間のモードに移行する際に、補助ダイオ−ド整流
回路５のダイオード８ａ〜８ｆが逆回復状態になる。こ
の時、ダイオード８ａ〜８ｆに逆回復電圧サージが発生
することがある。図７の補助ダイオードＤa 、Ｄb は上
記の逆回復電圧サージを抑制するために設けられてい
る。図７において、出力電圧Ｖ0 よりも高い逆回復電圧
サージが補助ダイオ−ド整流回路５に発生すると、補助
ダイオードＤa 又はＤb が導通し、補助ダイオード整流
回路５のダイオード８ａ〜８ｆの電圧が出力電圧Ｖ0 に
抑えられる。例えば、ダイオード８ａに出力電圧Ｖ0 以
上の過電圧が発生した時には、８ａ−Ｄa−Ｃa −Ｃb
−Ｄ2 の回路が成立し、過電圧分のエネルギがコンデン
サＣa 、Ｃb に回生される。なお、第３の実施例は第１
の実施例と同一の効果も有する。
【００４７】
【第４の実施例】図８の第４の実施例の交流−直流変換
装置は、図１における第１及び第２の補助リアクトルＬ
a 、Ｌb を省き、この代りに、第１及び第２の補助スイ
ッチＱa、Ｑb の相互接続点と第１及び第２の平滑用コ
ンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に共通の補
助リアクトルＬ11を接続し、この他は図１と同一に構成
したものである。
装置は、図１における第１及び第２の補助リアクトルＬ
a 、Ｌb を省き、この代りに、第１及び第２の補助スイ
ッチＱa、Ｑb の相互接続点と第１及び第２の平滑用コ
ンデンサＣa 、Ｃb の相互接続点Ｐ4 との間に共通の補
助リアクトルＬ11を接続し、この他は図１と同一に構成
したものである。
【００４８】図８の補助リアクトルＬ11は図１の第１及
び第２の補助リアクトルＬa 、Ｌbと同一の機能を有す
る。従って、図８の回路にすることによって補助リアク
トルの数を減らしてコストの低減を図ることができる。
なお、図８の第４の実施例は図１の第１の実施例と同一
の作用及び効果も有する。
び第２の補助リアクトルＬa 、Ｌbと同一の機能を有す
る。従って、図８の回路にすることによって補助リアク
トルの数を減らしてコストの低減を図ることができる。
なお、図８の第４の実施例は図１の第１の実施例と同一
の作用及び効果も有する。
【００４９】
【第５の実施例】図９に示す第５の実施例の交流−直流
変換装置は、図８の第４の実施例の回路に、図７の第３
の実施例と同様に第１及び第２の補助ダイオードＤa 、
Ｄb を接続し、この他は図８と同一に形成したものであ
る。従って、図９の第５の実施例は、図１の第１の実施
例の効果と図７の第３の実施例の効果と図８の第４の実
施例の効果とを有する。
変換装置は、図８の第４の実施例の回路に、図７の第３
の実施例と同様に第１及び第２の補助ダイオードＤa 、
Ｄb を接続し、この他は図８と同一に形成したものであ
る。従って、図９の第５の実施例は、図１の第１の実施
例の効果と図７の第３の実施例の効果と図８の第４の実
施例の効果とを有する。
【００５０】
【第６の実施例】図１０の第６の実施例は図８の第４の
実施例の回路に補助ダイオードＤa 、Ｄb を接続し、こ
の他は図８と同一に構成したものである。図１０では第
１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb が共通の補助リ
アクトルＬ11を介して第１及び第２の平滑用コンデンサ
Ｃa 、Ｃb に並列に接続されている。
実施例の回路に補助ダイオードＤa 、Ｄb を接続し、こ
の他は図８と同一に構成したものである。図１０では第
１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb が共通の補助リ
アクトルＬ11を介して第１及び第２の平滑用コンデンサ
Ｃa 、Ｃb に並列に接続されている。
【００５１】図１０の回路において、図７の回路で説明
したように補助ダイオード整流回路５のダイオード８ａ
〜８ｆに逆回復電圧サージが発生すると、この時第１及
び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のいずれかが導通状態
にあるので、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb
のいずれか一方を通るエネルギ回生回路が形成され、過
電圧が抑制される。例えば、ダイオード８ａに出力電圧
Ｖ0 よりも高い過電圧が発生すると、８ａ−Ｑa −Ｄa
−Ｃa −Ｃb −Ｄ1 の経路が成立し、過電圧分のエネル
ギがコンデンサＣa 、Ｃb に回生され、ダイオード８ａ
の電圧は出力電圧Ｖ0 に制限される。従って、第６の実
施例は、第１、第３及び第４の実施例と同一の効果を有
する。
したように補助ダイオード整流回路５のダイオード８ａ
〜８ｆに逆回復電圧サージが発生すると、この時第１及
び第２の補助スイッチＱa 、Ｑb のいずれかが導通状態
にあるので、第１及び第２の補助ダイオードＤa 、Ｄb
のいずれか一方を通るエネルギ回生回路が形成され、過
電圧が抑制される。例えば、ダイオード８ａに出力電圧
Ｖ0 よりも高い過電圧が発生すると、８ａ−Ｑa −Ｄa
−Ｃa −Ｃb −Ｄ1 の経路が成立し、過電圧分のエネル
ギがコンデンサＣa 、Ｃb に回生され、ダイオード８ａ
の電圧は出力電圧Ｖ0 に制限される。従って、第６の実
施例は、第１、第３及び第４の実施例と同一の効果を有
する。
【００５２】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （1） 第１及び第２の平滑用コンデンサＣａ、Ｃｂの
直列回路に並列にこれよりも容量の大きい出力平滑用コ
ンデンサを接続することができる。また、図１１及び図
１２に示すように第１及び第２の直流出力端子４ａ、４
ｂ間に出力平滑用コンデンサＣ0を接続し、第１のコン
デンサＣａを省き、第２のコンデンサＣｂを出力平滑用
コンデンサＣ0よりも容量の小さい補助コンデンサとし
て残すことができる。また、図１の第２のコンデンサＣ
ｂを省き、第１のコンデンサＣａを残し、出力平滑用コ
ンデンサＣ0を図１１及び図１２に示すように接続する
ことができる。図１１及び図１２に示すように変形され
た回路によっても各実施例と同様な効果を得ることがで
きる。 （２） 図２の付加回路３２では、図５（Ｄ）のパルス
Ｐ31の後縁に同期して幅Ｔa のパルスを形成し、これを
パルスＰ31に付加することによって図５（Ｅ）のパルス
Ｐ32を形成しているが、この代りに、図５（Ａ）に示す
ように鋸波電圧Ｖt を横切る基準電圧Ｖr2を設け、この
基準電圧Ｖr2と鋸波電圧Ｖt との比較によって幅Ｔa の
パルスを形成し、これを図５（Ｄ）のパルスＰ31に付加
することができる。 （３） 主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴとは別のトラ
ンジスタ、ＦＥＴ等の半導体スイッチとすることができ
る。 （４） スナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 を主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 の寄生容量とすることができる。 (５) 第１、第３及び第５のスナバ用コンデンサＣ1 、
Ｃ3 、Ｃ5 を省いた構成、又は第２、第４及び第６のス
ナバ用コンデンサＣ2 、Ｃ4 、Ｃ6 を省いた構成にする
ことができる。 (６) 第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 と第１〜第６
の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の代りに、第１〜第６の双方
向性スイッチを設け、これを図３（Ｉ）〜（Ｎ）に示す
ように電流が流れるように制御することができる。 (７) 第２の実施例を示す図６の回路に、第３の実施例
を示す図７の補助ダイオ−ドＤａ、Ｄｂと同一のものを
同一の場所に追加することができる。 (８) 第６の実施例を示す図１０の回路に、第５の実施
例を示す図９の補助ダイオ−ドと同一のものを同一場所
に追加することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （1） 第１及び第２の平滑用コンデンサＣａ、Ｃｂの
直列回路に並列にこれよりも容量の大きい出力平滑用コ
ンデンサを接続することができる。また、図１１及び図
１２に示すように第１及び第２の直流出力端子４ａ、４
ｂ間に出力平滑用コンデンサＣ0を接続し、第１のコン
デンサＣａを省き、第２のコンデンサＣｂを出力平滑用
コンデンサＣ0よりも容量の小さい補助コンデンサとし
て残すことができる。また、図１の第２のコンデンサＣ
ｂを省き、第１のコンデンサＣａを残し、出力平滑用コ
ンデンサＣ0を図１１及び図１２に示すように接続する
ことができる。図１１及び図１２に示すように変形され
た回路によっても各実施例と同様な効果を得ることがで
きる。 （２） 図２の付加回路３２では、図５（Ｄ）のパルス
Ｐ31の後縁に同期して幅Ｔa のパルスを形成し、これを
パルスＰ31に付加することによって図５（Ｅ）のパルス
Ｐ32を形成しているが、この代りに、図５（Ａ）に示す
ように鋸波電圧Ｖt を横切る基準電圧Ｖr2を設け、この
基準電圧Ｖr2と鋸波電圧Ｖt との比較によって幅Ｔa の
パルスを形成し、これを図５（Ｄ）のパルスＰ31に付加
することができる。 （３） 主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴとは別のトラ
ンジスタ、ＦＥＴ等の半導体スイッチとすることができ
る。 （４） スナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 を主スイッチＱ
1 〜Ｑ6 の寄生容量とすることができる。 (５) 第１、第３及び第５のスナバ用コンデンサＣ1 、
Ｃ3 、Ｃ5 を省いた構成、又は第２、第４及び第６のス
ナバ用コンデンサＣ2 、Ｃ4 、Ｃ6 を省いた構成にする
ことができる。 (６) 第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 と第１〜第６
の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の代りに、第１〜第６の双方
向性スイッチを設け、これを図３（Ｉ）〜（Ｎ）に示す
ように電流が流れるように制御することができる。 (７) 第２の実施例を示す図６の回路に、第３の実施例
を示す図７の補助ダイオ−ドＤａ、Ｄｂと同一のものを
同一の場所に追加することができる。 (８) 第６の実施例を示す図１０の回路に、第５の実施
例を示す図９の補助ダイオ−ドと同一のものを同一場所
に追加することができる。
【図１】第１の実施例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図４】図２の各部の状態を示す波形図である。
【図５】図１及び図２の各部の状態を示す波形図であ
る。
る。
【図６】第２の実施例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図７】第３の実施例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図８】第４の実施例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図９】第５の実施例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図１０】第６の実施例の交流−直流変換装置を示す回
路図である。
路図である。
【図１１】変形例の交流−直流変換装置を示す回路図で
ある。
ある。
【図１２】別の変形例の交流−直流変換装置を示す回路
図である。
図である。
１ａ、１ｂ、１ｃ 交流端子 ２ ３相ブリッジ型整流回路 ３ 負荷 ４ａ、４ｂ 直流出力端子 ５ 補助ダイオ−ド整流回路 ６ 制御回路 ７ａ、７ｂ、７ｃ 電流検出器 ８ａ〜８ｆ 補助整流ダイオード Ｌ1 、Ｌ2 昇圧用リアクトル Ｑ1 〜Ｑ6 第１〜第６の主スイッチ Ｄ1 〜Ｄ6 第１〜第６の主ダイオード Ｃ1 〜Ｃ6 第１〜第６のスナバ用コンデンサ Ｃa 、Ｃb 平滑用コンデンサ Ｌa 、Ｌb 補助リアクトル Ｑa 、Ｑb 補助スイッチ
Claims (9)
- 【請求項1】 第1、第2及び第3の交流端子と、 ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、第5及び第6
の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第5、及び第6
の主スイッチに並列に接続された第1、第2、第3、第4、
第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、第3、第4、
第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容量とを有し
ている3相ブリッジ型スイッチング整流回路と、 前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチング整
流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間に接
続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトルと、 前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出力端
子間に接続された第１及び第２の平滑用コンデンサの直
列回路と、 前記スイッチング整流回路の第１、第２及び第３の交流
入力端子に接続された３相ブリッジ型ダイオ−ド整流回
路と、 前記ダイオ−ド整流回路の一方の直流出力端子と前記第
１及び第２の平滑用コンデンサの相互接続点との間に第
１の補助スイッチを介して接続された第１の補助リアク
トルと、 前記ダイオ−ド整流回路の他方の直流出力端子と前記第
１及び第２の平滑用コンデンサの相互接続点との間に第
2の補助スイッチ介して接続された第2の補助リアクトル
と、 前記スイッチング整流回路から昇圧出力電圧が得られる
ように前記第１〜第６の主スイッチを前記第１〜第３の
交流端子の交流電源電圧の周波数よりも高い繰返し周波
数でオン・オフ制御するための信号を形成し且つ前記第
１〜第６のスナバ用コンデンサのエネルギを前記第１〜
第６の主スイッチのタ−ンオン前に放出するように前記
第１及び第２の補助スイッチをオン・オフ制御するため
の信号を形成する制御回路とを備えた交流−直流変換装
置。 - 【請求項２】 第1、第2及び第3の交流端子と、 ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、第5及び第6
の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第5、及び第6
の主スイッチに並列に接続された第1、第2、第3、第4、
第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、第3、第4、
第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容量とを有し
ている3相ブリッジ型スイッチング整流回路と、 前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチング整
流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間に接
続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトルと、 前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出力端
子間に接続された平滑用コンデンサと、 その一端が前記第１又は第２の直流出力端子に接続さ
れ、且つ前記平滑用コンデンサよりも小さい容量を有し
ている補助コンデンサと、 前記スイッチング整流回路の第１、第２及び第３の交流
入力端子に接続された３相ブリッジ型ダイオ−ド整流回
路と、 前記ダイオ−ド整流回路の一方の直流出力端子と前記補
助コンデンサの他端との間に第１の補助スイッチを介し
て接続された第１の補助リアクトルと、 前記ダイオ−ド整流回路の他方の直流出力端子と前記補
助コンデンサの他端との間に第2の補助スイッチ介して
接続された第2の補助リアクトルと、 前記スイッチング整流回路から昇圧出力電圧が得られる
ように前記第１〜第６の主スイッチを前記第１〜第３の
交流端子の交流電源電圧の周波数よりも高い繰返し周波
数でオン・オフ制御するための信号を形成し且つ前記第
１〜第６のスナバ用コンデンサのエネルギを前記第１〜
第６の主スイッチのタ−ンオン前に放出するように前記
第１及び第２の補助スイッチをオン・オフ制御するため
の信号を形成する制御回路とを備えた交流−直流変換装
置。 - 【請求項３】 更に、第１及び第２の補助ダイオ−ド
と、第１及び第２のクランプ用コンデンサと、第１及び
第２のクランプ用抵抗とを有し、前記第１のクランプ用
コンデンサは前記第１の補助スイッチに対して前記第１
の補助ダイオ−ドを介して並列に接続され、第１のクラ
ンプ用抵抗は前記第１のクランプ用コンデンサと前記第
１の直流出力端子との間に接続され、前記第２のクラン
プ用コンデンサは前記第２の補助スイッチに対して前記
第２の補助ダイオ−ドを介して並列に接続され、前記第
２のクランプ用抵抗は前記第２のクランプ用コンデンサ
と前記第２の直流出力端子との間に接続されていること
を特徴とする請求項１又は2記載の交流−直流変換装
置。 - 【請求項４】 更に、前記ダイオ−ド整流回路の一方の
直流出力端子と前記第１の直流出力端子との間に接続さ
れた第１の補助ダイオ−ドと、前記ダイオ−ド整流回路
の他方の直流出力端子と前記第２の直流出力端子との間
に接続された第２の補助ダイオ−ドとを有し、前記第１
及び第２の補助ダイオ−ドは前記第１及び第２の直流出
力端子間の電圧で逆バイアスされる向きに接続されてい
ることを特徴する請求項１又は２又は３記載の交流−直
流変換装置。 - 【請求項５】 第1、第2及び第3の交流端子と、 ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、第5及び第6
の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第5、及び第6
の主スイッチに並列に接続された第1、第2、第3、第4、
第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、第3、第4、
第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容量とを有し
ている3相ブリッジ型スイッチング整流回路と、 前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチング整
流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間に接
続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトルと、 前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出力端
子間に接続された第１及び第２の平滑用コンデンサの直
列回路と、 前記スイッチング整流回路の第１、第２及び第３の交流
入力端子に接続された３相ブリッジ型ダイオ−ド整流回
路と、 その一端が前記補助コンデンサの他端に接続された補助
リアクトルと、 前記ダイオ−ド整流回路の一方の直流出力端子と前記補
助リアクトルの他端との間に接続された第１の補助スイ
ッチと、 前記ダイオ−ド整流回路の他方の直流出力端子と前記補
助リアクトルの他端との間に接続された第２の補助スイ
ッチと、 前記スイッチング整流回路から昇圧出力電圧が得られる
ように前記第１〜第６の主スイッチを前記第１〜第３の
交流端子の交流電源電圧の周波数よりも高い繰返し周波
数でオン・オフ制御するための信号を形成し且つ前記第
１〜第６のスナバ用コンデンサのエネルギを前記第１〜
第６の主スイッチのタ−ンオン前に放出するように前記
第１及び第２の補助スイッチをオン・オフ制御するため
の信号を形成する制御回路とを備えた交流−直流変換装
置。 - 【請求項6】 第1、第2及び第3の交流端子と、 ブリッジ接続された第1、第２、第3、第4、第5及び第6
の主スイッチと前記第1、第2、第3、第4、第5、及び第6
の主スイッチに並列に接続された第1、第2、第3、第4、
第5及び第6の主ダイオ−ド並びに第1、第2、第3、第4、
第5及び第6のスナバ用コンデンサ又は寄生容量とを有し
ている3相ブリッジ型スイッチング整流回路と、 前記第1、第2及び第3の交流端子と前記スイッチング整
流回路の第1、第２及び第３の交流入力端子との間に接
続された第１、第２及び第３の昇圧用リアクトルと、 前記スイッチング整流回路の第１及び第２の直流出力端
子間に接続された平滑用コンデンサの直列回路と、 その一端が前記第１又は第２の直流出力端子に接続さ
れ、且つ前記平滑用コンデンサよりも小さい容量を有し
ている補助コンデンサと、 前記スイッチング整流回路の第１、第２及び第３の交流
入力端子に接続された３相ブリッジ型ダイオ−ド整流回
路と、 その一端が前記補助コンデンサの他端に接続された補助
リアクトルと、 前記ダイオ−ド整流回路の一方の直流出力端子と前記補
助リアクトルの他端との間に接続された第１の補助スイ
ッチと、 前記ダイオ−ド整流回路の他方の直流出力端子と前記補
助リアクトルの他端との間に接続された第２の補助スイ
ッチと、 前記スイッチング整流回路から昇圧出力電圧が得られる
ように前記第１〜第６の主スイッチを前記第１〜第３の
交流端子の交流電源電圧の周波数よりも高い繰返し周波
数でオン・オフ制御するための信号を形成し且つ前記第
１〜第６のスナバ用コンデンサのエネルギを前記第１〜
第６の主スイッチのタ−ンオン前に放出するように前記
第１及び第２の補助スイッチをオン・オフ制御するため
の信号を形成する制御回路とを備えた交流−直流変換装
置。 - 【請求項7】 更に、前記ダイオ−ド整流回路の一方の
直流出力端子と前記第１の直流出力端子との間に接続さ
れた第１の補助ダイオ−ドと、前記ダイオ−ド整流回路
の他方の直流出力端子と前記第２の直流出力端子との間
に接続された第２の補助ダイオ−ドとを有し、前記第１
及び第２の補助ダイオ−ドは前記第1及び第２の直流出
力端子間の電圧で逆バイアスされる向きに接続されてい
ることを特徴する請求項５又は6記載の交流−直流変換
装置。 - 【請求項８】 更に、前記補助リアクトルの他端と前記
第１の直流出力端子との間に接続された第１の補助ダイ
オ−ドと、前記補助リアクトルの他端と前記第２の直流
出力端子との間に接続された第２の補助ダイオ−ドとを
有し、前記第１及び第２の補助ダイオ−ドは前記第1及
び第2の直流出力端子間の電圧で逆バイアスされる向き
に接続されていることを特徴とする請求項5又は６又は
７記載の交流−直流変換装置。 - 【請求項9】 前記３相ブリッジ型スイッチング整流回
路の各ア−ムの一方に接続された前記第１、第３及び第
5のスナバ用コンデンサ、又はア−ムの他方に接続され
た前記第2、第4、及び第6のスナバ用コンデンサとを省
いた構成にすることを特徴とする請求項１乃至8のいず
れかに記載の交流−直流変換装置。
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1999
- 1999-06-23 JP JP17693399A patent/JP3324645B2/ja not_active Expired - Fee Related
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