WO2024111247A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2024111247A1
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inductor
switch
conversion device
power conversion
voltage
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PCT/JP2023/035420
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瑞紀 中原
尊衛 嶋田
賢治 武田
真 相田
雄介 上井
Original Assignee
株式会社日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H02M7/10—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in series, e.g. for multiplication of voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • Inverter devices that convert DC power to three-phase AC power are widely used for the purpose of variable speed control of motors.
  • a commercial power source three-phase 200V, etc.
  • the downstream inverter outputs AC power with the desired voltage and frequency.
  • the diode rectifier circuit installed in the inverter device often performs full-wave rectification of three-phase AC, and the DC voltage is approximately ⁇ 2 times the line voltage input to the diode rectifier circuit.
  • the upper limit of an inverter's output voltage is determined by the DC voltage, and it is not possible to output a voltage higher than that. For this reason, for example, the inverter may not be able to output the voltage required to rotate a load motor at high speed. In a typical motor, the induced voltage increases as the rotation speed increases, so the inverter needs to output a higher voltage to pass the current required by the motor.
  • Patent Document 1 proposes boosting the DC voltage using a three-phase voltage doubler rectifier circuit.
  • Patent Document 2 a resonant voltage doubler rectifier circuit has been proposed as a method to reduce the number of components in a three-phase voltage doubler rectifier circuit and to miniaturize passive components, which was an issue in Patent Document 1 (Patent Document 2).
  • the DC voltage is limited to a maximum of twice the full-wave rectified voltage, and it is not possible to output a voltage greater than this.
  • a DC voltage that is more than twice as high may be required, so a method that allows for even further voltage boosting was needed.
  • Patent Document 1 JP 2017-184397 A JP 2022-119139 A Patent Document 1: WO2015/186229
  • Patent Document 3 realizes the same operation as a so-called boost chopper, but in order to apply this method to the resonant voltage doubler rectifier circuit of Patent Document 2, even if both of the two switches in the resonant voltage doubler rectifier circuit are turned on, a path for direct current to flow from the three-phase power supply to the inductor cannot be established, and therefore a period of time for storing energy in the inductor cannot be provided. For this reason, the resonant voltage doubler rectifier circuit cannot boost the DC voltage by more than double.
  • the object of the present invention is to provide a power conversion device that can provide a period of time for storing energy in the resonant inductor of a resonant voltage doubler rectifier circuit and can boost the DC voltage by more than twice the normal voltage.
  • the present invention is configured as follows:
  • the power conversion device of the present invention is a power conversion device having a resonant voltage doubler rectifier circuit that doubles the AC voltage of a three-phase AC power source, and the resonant voltage doubler rectifier circuit includes an auxiliary three-phase diode bridge connected to the three-phase AC power source, a first inductor connected to the upper arm cathode side of the auxiliary three-phase diode bridge, a second inductor connected to the lower arm anode side of the auxiliary three-phase diode bridge, a first switch and a second switch connected between the first inductor and the second inductor and connected in series with each other, a first diode with an anode connected between the first inductor and the first switch, a second diode with a cathode connected between the second inductor and the second switch, a first capacitor connected in parallel to the first diode and the first switch, a second capacitor connected in parallel to the second diode and the second switch and connected in series with the first capacitor, and
  • the present invention it is possible to provide a period during which energy is stored in the resonant inductor of the resonant voltage doubler rectifier circuit, and it is possible to provide a power conversion device that can boost the DC voltage by more than twice the normal voltage.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a control block according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a flowchart of control in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a control concept in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of voltage and current waveforms in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of voltage and current waveforms in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power conversion device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of voltage and current waveforms in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows an example of a circuit configuration of a power conversion device 100 according to a first embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 100 includes a resonant voltage doubler rectifier circuit 1 that doubles and rectifies the AC voltage of a three-phase AC power supply.
  • the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 receives power from a three-phase system (three-phase AC power supply) 101 and includes a main three-phase diode bridge 102, an auxiliary three-phase diode bridge 103 that is connected in parallel with the main three-phase diode bridge 102 to the three-phase system 101, a first inductor L1 having one end connected to the cathode output of the auxiliary three-phase diode bridge 103, and a first diode Dc1 having an anode connected to the other end of the first inductor L1 and a cathode connected to the DC section P.
  • the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 of the power conversion device 100 includes a first switch S1 having a drain connected in parallel to the anode of the first diode Dc1, a second switch S2 having a drain connected to the source of the first switch S1, a second diode Dc2 having a cathode connected to the source of the second switch S2 and an anode connected to the DC section N, a second inductor L2 having one end connected in parallel to the cathode of the second diode Dc2 and the other end connected to the anode side output of the auxiliary three-phase diode bridge 103, and a third inductor L3 having one end connected to the source of the first switch S1 and the drain of the second switch S2.
  • the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 includes a first capacitor C1 connected between the other end of the third inductor L3 and the DC part P, a second capacitor C2 connected between the first capacitor C1 and the DC part N, a smoothing capacitor (DC link capacitor) Cdc connected between the DC part P and the DC part N, a voltage sensor 104 that detects the DC voltage between the DC part P and the DC part N, and a control circuit 105 that controls the switching of the first switch S1 and the second switch S2 that constitute the half bridge 106.
  • a first capacitor C1 connected between the other end of the third inductor L3 and the DC part P
  • a second capacitor C2 connected between the first capacitor C1 and the DC part N
  • a smoothing capacitor (DC link capacitor) Cdc connected between the DC part P and the DC part N
  • a voltage sensor 104 that detects the DC voltage between the DC part P and the DC part N
  • a control circuit 105 that controls the switching of the first switch S1 and the second switch
  • the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 of the power conversion device 100 receives three-phase AC power from the three-phase system 101, and alternately charges the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by switching the first switch S1 and the second switch S2 of the half bridge 106, thereby boosting the DC voltage, which is the total voltage.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 act as resonant capacitors for generating series resonance with the first inductor L1, the second inductor L2, and the third inductor L3.
  • No voltage smoothing is performed here, but the smoothing of the DC voltage is performed by the smoothing capacitor Cdc.
  • An optional power converter such as an inverter (not shown) or a load is connected downstream of the smoothing capacitor Cdc to send power.
  • the DC voltage is controlled using a known control method.
  • the output is controlled by manipulating the switching frequency of the first switch S1 and the second switch S2, so that the DC voltage is controlled to match the DC voltage command value input from outside to the control circuit 105.
  • the first switch S1 and the second switch perform complementary switching, and if dead time is ignored, the duty ratio (on time/switching cycle) becomes 0.5, at which the on and off state times are equal.
  • the boost ratio is approximately doubled at the point where the switching frequency is approximately equal to the resonant frequency determined by the first inductor L1, the second inductor L2, the third inductor L3, and the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the switching frequency is fixed near the resonant frequency, and the duty ratio is increased from 0.5 so that the on states of the first switch S1 and the second switch S2 overlap.
  • the control circuit 105 controls the length of the period during which both the first switch S1 and the second switch S2 are in the ON state when the DC voltage command value is greater than the double voltage, and controls the switching frequency of the first switch S1 and the second switch S2 when the DC voltage command value is equal to or less than the double voltage.
  • the control circuit 105 calculates the length of the period during which both the first switch S1 and the second switch S2 are in the ON state based on the difference between the calculated switching frequency Fsw' and the predetermined lower limit switching frequency Fswmin, and controls the first switch S1 and the second switch S2.
  • the first inductor L1 and the second inductor L2 are connected in series, and energy is stored in the first inductor L1 and the second inductor L2 from the three-phase system 101. Specifically, a current flows from the three-phase system 101 to the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • FIG. 2 shows an example of a control block diagram in the first embodiment. Note that the switching frequency is operated in a range equal to or higher than the resonant frequency.
  • a subtractor 200 subtracts a DC voltage Vdc detected by a voltage sensor 104 from a DC voltage command value Vdc * input from the outside to a control circuit 105 to calculate a voltage deviation Verr.
  • the voltage deviation Verr is input to a PI controller 201, which outputs a switching frequency calculation value Fsw'.
  • the switching frequency calculation value Fsw' is input to a duty ratio calculator 202.
  • the calculated switching frequency value Fsw' is input to the switching frequency limiter 203. If the calculated switching frequency value Fsw' is less than the lower limit switching value Fswmin, the switching frequency limiter 203 limits the switching frequency output Fsw to Fswmin and outputs it to the main circuit 204 (the main circuit of the power conversion device 100 (the circuit that forms the auxiliary three-phase diode bridge 103, the half bridge 106, etc.)).
  • the control circuit 105 includes a subtractor 200, a PI controller 201, a duty ratio calculator 202, and a switching frequency limiter 203.
  • the configuration only performs voltage control, but the present invention is not limited to this, and it is also possible to have a configuration that includes a current controller in the minor loop, for example.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a control flowchart in Example 1.
  • step 301 a series of control flows according to the first embodiment of the present invention is started (step 301).
  • step 302 If the answer is YES in step 302, high boost ratio control is performed. That is, the switching frequency output Fsw is fixed at Fswmin, and the DC voltage Vdc is controlled by manipulating the duty ratio addition amount ⁇ D (step 303).
  • step 302 normal control is performed. That is, the duty ratio is fixed at 0.5, and the DC voltage Vdc is controlled by manipulating the switching frequency output Fsw (step 304).
  • step 303 Perform processing of step 303 or step 304, and then end the series of flows (step 305).
  • the above flow allows for seamless switching between normal frequency control and high boost ratio PWM control.
  • FIG. 4 shows an example of the control concept in the first embodiment.
  • the vertical axis represents duty ratio D and the horizontal axis represents boost ratio.
  • duty ratio D is fixed at 0.5, but when the boost ratio is 2 or more, duty ratio D increases according to the boost ratio.
  • the boost ratio and duty ratio D are in a proportional relationship when the boost ratio is 2 or more, but the present invention is not limited to this and the relationship may be a nonlinear relationship such as a quadratic function.
  • FIG. 5 shows an example of voltage and current waveforms in Example 1.
  • Figure 5 shows the waveforms in one switching cycle.
  • Vg-S1 is the gate signal of the first switch S1
  • Vg-S2 is the gate signal of the second switch S2
  • IL1 solid line
  • IL2 dashed line
  • Id-S2 solid line
  • the direction of each current is as shown in Figure 1.
  • the first switch S1 is turned on, and both the first switch S1 and the second switch S2 are in the on state.
  • a voltage obtained by full-wave rectifying the three-phase AC voltage of the three-phase system 101 is applied to the first inductor L1 and the second inductor L2, so that both the current IL1 and the current IL2 increase and energy is stored in each inductor.
  • the current IL1 becomes sinusoidal due to the above-mentioned resonant operation, while the second inductor L2 continues to release energy to the DC section, causing the current IL2 to gradually decrease.
  • the degree of this decrease depends on the step-up ratio.
  • the second switch S2 is turned on again, and a period of storing energy again begins in the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • the first switch S1 is turned off, and the same operation as between times T2 and T3 is performed with the current IL1 and the current IL2 interchanged.
  • the above circuit operation shows that operation as a resonant voltage doubler rectifier circuit 1 and high boost ratio operation coexist.
  • the power conversion device 100 includes a resonant voltage doubler rectifier circuit 1.
  • the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 includes an auxiliary three-phase diode bridge 103 connected to a three-phase AC system (three-phase AC power source) 101, a first inductor L1 connected to the cathode side of the upper arm of the auxiliary three-phase diode bridge 103, a second inductor L2 connected to the anode side of the lower arm of the auxiliary three-phase diode bridge 103, a first switch S1 and a second switch S2 connected between the first inductor L1 and the second inductor L2, and a first diode having an anode connected between the first inductor L1 and the first switch S1.
  • the inverter includes a first inductor Dc1, a second diode Dc2 whose cathode is connected between the second inductor L2 and the second switch S2, a DC link capacitor Cdc connected between the cathode of the first diode Dc1 and the anode of the second diode Dc2, a first capacitor C1 and a second capacitor C2 connected in parallel with the DC link capacitor Cdc, and a third inductor L3 located between the first switch S1 and the second switch S2 and connected to one terminal of each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the first embodiment of the present invention can provide a period for storing energy in the resonant inductor of the resonant voltage doubler rectifier circuit 1, and can provide a power conversion device 100 that can boost the DC voltage by more than twice the normal voltage.
  • the first inductor L1, the second inductor L2, and the third inductor L3 in the first embodiment are magnetically coupled to each other. Below, the differences from the first embodiment are described, and the points that are the same as the first embodiment are not described.
  • FIG. 6 shows an example of a circuit configuration 100 in the second embodiment.
  • Example 2 the first inductor L1 and the third inductor L3 are magnetically coupled with the polarity indicated by the dot on the circuit symbol in FIG. 6, and the second inductor L2 and the third inductor L3 are similarly configured to be magnetically coupled with the polarity indicated by the dot on the circuit symbol.
  • the first inductor L1 and the second inductor L2 are also configured to be magnetically coupled with each other.
  • a resonant voltage can be applied to the inductor on the switch side that is turned off. Because the resonant voltage is applied in a direction that reduces the current, the inductor current can be made zero before the next turn-on time, making zero current switching (ZCS) possible.
  • ZCS zero current switching
  • the magnetic coupling of the three inductors L1, L2, and L3 may be such that the polarity is such that a dot is placed on the right side of the inductor circuit symbol shown in Figure 6.
  • the first inductor L1 and the third inductor L3, and the second inductor L2 and the third inductor L3 are magnetically coupled with the polarity shown in FIG. 6, so that the inductance on the current path during the period when the first switch S1 is in the ON state and the period when the second switch S2 is in the ON state can be made equal, making it difficult for an imbalance in the current to occur.
  • FIG. 7 shows an example of voltage and current waveforms in Example 2.
  • Example 2 between times T2 and T3, a resonant voltage is also applied to the second inductor L2, causing the current IL2 to rapidly decrease and become zero just before time T3.
  • the second switch S2 is turned on at time T3 in this state, the second switch S2 and the second inductor L2 are connected in series, resulting in a ZCS operation in which the drain current Id-S2 of the second switch S2 gradually increases.
  • ZCS operation can be achieved by detecting the current of each inductor with a current sensor (not shown) and setting the turn-on time of the first switch S1 and the second switch S2 after the current of the first inductor L1 or the second inductor L2 becomes zero. This makes it possible to reduce the turn-on loss that occurs in the first switch S1 and the second switch S2.
  • the inductor current is detected to perform ZCS operation, but this is not limited to the present invention.
  • the time when the inductor current becomes zero may be estimated from the resonant frequency.
  • first switch S1 or the second switch S2 may be configured to be turned on after the first inductor L1 or the second inductor L2 falls below a predetermined set current value.
  • the second embodiment of the present invention in addition to being able to obtain the same effects as the first embodiment, it is possible to perform ZCS operation, thereby improving power conversion efficiency while realizing high boost ratio operation. Furthermore, since three inductors can be configured with one core, it is possible to reduce the size and cost of the circuit.
  • Example 3 of the present invention is a modified example of the power conversion device 100 shown in Examples 1 and 2. Below, the differences from Examples 1 and 2 are described, and the points that are the same as Examples 1 and 2 are not described.
  • FIG. 8 shows an example of a power conversion device 100 in Example 3.
  • an auxiliary capacitor Csub is added to the intermediate DC section on the output side of the auxiliary three-phase diode bridge 103.
  • the auxiliary capacitor Csub is connected to the upper arm cathode side of the auxiliary three-phase diode bridge 103 and the lower arm anode side of the auxiliary three-phase diode bridge 103.
  • the effect of the system impedance of the three-phase system 101 on the resonant frequency can be reduced, and the design margin of the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 can be reduced.
  • MOSFETs are used for the first switch S1 and the second switch S2, but in the third embodiment, IGBTs are used.
  • any switch such as an IGBT, may be used for the first switch S1 and the second switch S2.
  • the same effects as those of the first embodiment can be obtained.
  • the auxiliary capacitor Csub by providing the auxiliary capacitor Csub, the effect of the system impedance on the resonant frequency can be reduced, and the design margin of the resonant voltage doubler rectifier circuit 1 can be reduced. Furthermore, the effect on the output voltage due to transient voltage fluctuations such as a sudden change in the system voltage can be reduced.
  • zero voltage switching (ZVS) of the first switch S1 and the second switch S2 is realized in the circuit configuration shown in the third embodiment. Below, the differences from the first to third embodiments are described, and the points that are the same as the first to third embodiments are not described.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of voltage and current waveforms in the fourth embodiment.
  • the voltage and current waveforms shown in FIG. 9 can be realized by calculations using the duty ratio calculator 202 shown in FIG. 2.
  • Figure 9 shows the waveforms taking into account the recovery operation of the second diode Dc2, and is an enlarged view of the period before and after times T3 and T4.
  • the current is commutated in the direction of discharging the energy stored in the output capacitance of the second switch S2.
  • the voltage Vds-S2 across the second switch S2 decreases due to the discharge of the output capacitance, and the voltage Vds-S2 across the second switch S2 becomes equal to or lower than the forward voltage VF of the body diode or anti-parallel diode of the second switch S2, the current is commutated to the body diode or anti-parallel diode of the second switch S2.
  • ZVS operation is possible by turning on the second switch S2, which is expected to further improve efficiency.
  • ZVS operation can be achieved by controlling the second switch S2 to turn on a certain time after time Tre.
  • the voltage Vds-S2 across the second switch S2 may be detected, and the second switch S2 may be controlled to be turned on only when the voltage Vds-S2 across the second switch S2 becomes equal to or lower than a preset threshold.
  • the voltage across the first switch S1 may be detected, and the first switch S1 may be controlled to be turned on only when the detected voltage across the first switch S1 becomes equal to or lower than a preset threshold.
  • the fourth embodiment of the present invention it is possible to obtain the same effect as the first embodiment, and also to realize zero voltage switching, thereby reducing switching losses.
  • Resonant voltage doubler rectifier circuit 100: Power conversion device, 101: Three-phase system (three-phase AC power source), 102: Main three-phase diode bridge, 103: Auxiliary three-phase diode bridge, 104: Voltage sensor, 105: Control circuit, 106: Half bridge, 200: Subtractor, 201: PI controller, 202: Duty ratio calculator, 203: Switching frequency limiter, 204: Main circuit, L1: First inductor, L2: Second inductor, L3: Third inductor, S1: First switch, S2: Second switch, Dc1: First diode, Dc2: Second diode, C1: First capacitor, C2: Second capacitor, Cdc: Smoothing capacitor (DC link capacitor), Csub: Auxiliary capacitor, P, N: DC section, Vdc * : DC voltage command value, Verr: Voltage deviation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

共振形倍電圧整流回路の共振インダクタのエネルギー蓄積期間を設け、直流電圧を2倍以上に昇圧可能な電力変換装置を提供する。電力変換装置100の共振形倍電圧整流回路1は三相交流電源101と接続されたブリッジ103と、ブリッジ103の上アームカソード側のインダクタL1、ブリッジ103の下アームアノード側のインダクタL2、インダクタL1、L2の間に接続され、直列接続されたスイッチS1、S2、インダクタL1とスイッチS1の間にアノードが接続されたダイオードDc1、インダクタL2とスイッチS2の間にカソードが接続されたダイオードDc2、ダイオードDc1及びスイッチS1に並列接続されたコンデンサC1、ダイオードDc2及びスイッチS2に並列に接続されコンデンサC1と直列接続されたコンデンサC2、スイッチS1とS2の間に一方端がコンデンサC1とC2の間に他方端が接続されたインダクタL3を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ装置は、モータの可変速制御を目的として広く使用されている。これらのインバータ装置では、商用電源（三相２００Ｖ等）を整流回路によって直流電力に変換し、後段のインバータで任意の電圧や周波数をもつ交流電力を出力することが一般的である。
　インバータ装置が備えるダイオード整流回路では、三相交流を全波整流することが多く、直流電圧はダイオード整流回路に入力される各線間電圧のおよそ√２倍となる。
　一般的に、インバータの出力電圧は直流電圧によって、その上限が決まり、それ以上の電圧を出力することはできなかった。このため、例えば、負荷のモータを高速回転させるために必要な電圧をインバータが出力できないことがあった。一般的なモータでは、回転数が上昇すると誘起電圧が高くなるため、モータが要求する電流を流すためにはインバータがより高い電圧を出力する必要がある。
　この課題に対して、従来技術においては、三相倍電圧整流回路による直流電圧の昇圧が提案されている(特許文献１)。
　また、特許文献１で課題となっていた三相倍電圧整流回路の部品点数削減および受動部品の小型化を実現する方式として、共振形倍電圧整流回路が提案されている（特許文献２）。
　しかしながら、特許文献１および特許文献２に記載された方法では、直流電圧が最大で全波整流電圧の２倍が上限になっており、それ以上の電圧を出力することはできない。モータの仕様によっては、２倍以上の直流電圧が要求されることも有り得るため、さらなる昇圧が可能な手法が必要であった。
　これに対し、三相倍電圧整流回路が備える複数のスイッチング素子（以下、スイッチと呼称する）のオン状態をオーバーラップさせ、三相系統から三相倍電圧整流回路が備えるインダクタにエネルギーを蓄積する期間を設けることで直流電圧を２倍以上に昇圧する手法が提案されている（特許文献３）。
特開２０１７－１８４３９７号公報 特開２０２２－１１９１３９号公報 ＷＯ２０１５／１８６２２９号公報
　特許文献３に記載されている手法は、いわゆる昇圧チョッパと同様の動作を実現するものであるが、この手法を特許文献２の共振形倍電圧整流回路に適用するため、共振形倍電圧整流回路が備えるスイッチ２個を両方ともオン状態にしても、三相電源からインダクタに直接電流を流す経路ができないため、インダクタにエネルギーを蓄積する期間を設けることができない。このため、共振形倍電圧整流回路では、直流電圧を２倍以上に昇圧することができなかった。
　本発明の目的は、共振形倍電圧整流回路の共振インダクタにエネルギーを蓄積する期間を設けることができ、直流電圧を２倍以上に昇圧することが可能な電力変換装置を提供することである。
　上記目的を達成するため、本発明は、次のように構成される。
　本発明における電力変換装置は、三相交流電源の交流電圧を倍電圧整流する共振形倍電圧整流回路を有する電力変換装置であって、前記共振形倍電圧整流回路は、前記三相交流電源と接続された補助三相ダイオードブリッジと、前記補助三相ダイオードブリッジの上アームカソード側に接続された第１インダクタと、前記補助三相ダイオードブリッジの下アームアノード側に接続された第２インダクタと、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの間に接続され、互いに直列接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、前記第１インダクタと前記第１スイッチとの間にアノードが接続された第１ダイオードと、前記第２インダクタと前記第２スイッチとの間にカソードが接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードおよび前記第１スイッチに並列に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードおよび前記第２スイッチに並列に接続され、前記第１コンデンサと直列に接続される第２コンデンサと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間に一方端が接続され、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間に他方端が接続された第３インダクタと、を備える。
本発明によれば、共振形倍電圧整流回路の共振インダクタにエネルギーを蓄積する期間を設けることができ、直流電圧を２倍以上に昇圧することが可能な電力変換装置を提供することができる。
本発明の実施例１における電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。 本発明の実施例１における制御ブロックの一例を示す図である。 本発明の実施例１における制御のフローチャートの一例を示す図である。 本発明の実施例１における制御の概念の一例を示す図である。 本発明の実施例１における電圧および電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施例２における電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。 本発明の実施例２における電圧および電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施例３における電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。 本発明の実施例４における電圧および電流の波形の一例を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して説明する。
　（実施例１）
　図１は、本発明の実施例１による電力変換装置１００の回路構成の一例である。
　図１において、電力変換装置１００は、三相交流電源の交流電圧を倍電圧整流する共振形倍電圧整流回路１を備えている。共振形倍電圧整流回路１は、三相系統（三相交流電源）１０１を受電し、主三相ダイオードブリッジ１０２と、三相系統１０１に対して主三相ダイオードブリッジ１０２と並列に接続される補助三相ダイオードブリッジ１０３と、補助三相ダイオードブリッジ１０３のカソード側出力に一方が接続される第１インダクタＬ１と、第１インダクタＬ１のもう一方にアノードが接続され、カソードが直流部Ｐに接続される第１ダイオードＤｃ１と、を備える。
　さらに、電力変換装置１００の共振形倍電圧整流回路１は、第１ダイオードＤｃ１のアノードと並列にドレインが接続された第１スイッチＳ１と、第１スイッチＳ１のソースにドレインが接続された第２スイッチＳ２と、第２スイッチＳ２のソースにカソードが接続され、アノードが直流部Ｎに接続される第２ダイオードＤｃ２と、第２ダイオードＤｃ２のカソードと並列に一方が接続され、もう一方が補助三相ダイオードブリッジ１０３のアノード側出力に接続された第２インダクタＬ２と、第１スイッチＳ１のソースおよび第２スイッチＳ２のドレインと一方が接続された第３インダクタＬ３と、を備える。
　さらに、共振形倍電圧整流回路１は、第３インダクタＬ３のもう一方と直流部Ｐとの間に接続された第１コンデンサＣ１と、第１コンデンサＣ１と直流部Ｎとの間に接続された第２コンデンサＣ２と、直流部Ｐと直流部Ｎの間に接続された平滑コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）Ｃｄｃと、直流部Ｐと直流部Ｎの間の直流電圧を検出する電圧センサ１０４と、ハーフブリッジ１０６を構成する第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のスイッチングを制御する制御回路１０５と、を備える。
　電力変換装置１００の共振形倍電圧整流回路１は、三相系統１０１から三相交流電力を受電し、ハーフブリッジ１０６が備える第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とをスイッチングすることで第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２とを交互に充電し、合計の電圧である直流電圧を昇圧する。
　共振形倍電圧整流回路１では、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２とは、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２および第３インダクタＬ３と直列共振を起こすための共振用コンデンサとしての役割を担っており、ここでは電圧平滑を行わず、平滑コンデンサＣｄｃにおいて直流電圧の平滑を行う。平滑コンデンサＣｄｃの後段には、不図示のインバータ等の任意の電力変換器または負荷が接続され、電力が送られる。
　次に、実施例１における電力変換装置１００の詳細な動作について説明する。まず、昇圧比が２倍以下の領域においては、公知の制御手法で直流電圧を制御する。
　つまり、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とのスイッチング周波数を操作して出力を制御することで、直流電圧が外部から制御回路１０５に入力された直流電圧指令値と一致するように制御する。第１スイッチＳ１と第２スイッチは相補にスイッチングし、デッドタイムを無視するとオン状態とオフ状態の時間が等しくなるｄｕｔｙ比（オン時間／スイッチング周期）０．５となる。この制御手法では、スイッチング周波数が第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２、第３インダクタＬ３と、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２とで決まる共振周波数にほぼ等しくなる点で昇圧比が約２倍となる。
　昇圧比を２倍以上にする場合、スイッチング周波数を共振周波数近傍に固定し、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２のオン状態がオーバーラップするようにｄｕｔｙ比を０．５から増加させる。
　このように、制御回路１０５は、直流電圧指令値が２倍電圧よりも大きい場合は第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が双方ともオン状態になる期間の長さを制御し、直流電圧指令値が２倍電圧以下の場合は第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のスイッチング周波数を制御する。つまり、制御回路１０５は、計算したスイッチング周波数Ｆｓｗ‘と予め決定した下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎとの差分に基づいて、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が双方ともオン状態になる期間の長さを計算し、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２制御する。
　第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が両方ともオン状態の期間では、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２が直列に接続され、三相系統１０１から第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２へエネルギーが蓄積される。具体的には三相系統１０１から第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２に電流が流れる。
　次に、第１スイッチＳ１もしくは第２スイッチＳ２のいずれかをターンオフすることにより、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーが直流部の平滑コンデンサＣｄｃへ送られる。
　次に、例えば第２スイッチＳ２をターンオフした場合を考えると、第１スイッチＳ１がオン状態を維持しているため、通常の共振形倍電圧整流回路の動作が開始し、第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ３が直列に接続され、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２と直列共振を起こす。
　以上のように、インダクタを分散配置させることで、通常の倍電圧動作と昇圧比２倍以上（以下、高昇圧比）の動作を両立できる。
　図２は、実施例１における制御ブロック図の一例を示したものである。なお、ここではスイッチング周波数は共振周波数以上の領域で操作されることとする。
　図２において、外部から制御回路１０５に入力された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊から電圧センサ１０４で検出した直流電圧Ｖｄｃを減算器２００にて、引くことで電圧偏差Ｖｅｒｒを計算する。電圧偏差ＶｅｒｒはＰＩ制御器２０１に入力され、ＰＩ制御器２０１はスイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′を出力する。スイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′はｄｕｔｙ比演算器２０２に入力される。
　ｄｕｔｙ比演算器２０２は、入力されたスイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′が不図示の下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎ未満の場合には、スイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′と下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎの差分に基づいてｄｕｔｙ比加算分ΔＤを計算し、ｄｕｔｙ比Ｄ＝０．５＋ΔＤを出力する。スイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′が下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎ以上の場合は、ｄｕｔｙ比Ｄ＝０．５を出力する。
　また、スイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′はスイッチング周波数リミッタ２０３に入力される。スイッチング周波数リミッタ２０３ではスイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′が下限スイッチングＦｓｗｍｉｎ未満の場合はスイッチング周波数出力Ｆｓｗ＝Ｆｓｗｍｉｎに制限して主回路２０４（電力変換装置１００の主回路（補助三相ダイオードブリッジ１０３、ハーフブリッジ１０６等を形成する回路））へ出力する。
　制御回路１０５は、減算器２００と、ＰＩ制御器２０１と、ｄｕｔｙ比演算器２０２と、スイッチング周波数リミッタ２０３と、を備えている。
　なお、下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎは共振周波数とほぼ等しく設定されるのが望ましい。
　以上のような制御ブロックにすることで、高昇圧比、すなわちスイッチング周波数Ｆｓｗ′が下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎ未満となる時にのみｄｕｔｙ比Ｄを操作する動作を実現できる。
　なお、図２に示した例では電圧制御のみを行う構成であるが、本発明ではこれに限定せず、例えばマイナーループに電流制御器を備える構成であっても良い。
　図３は、実施例１における制御のフローチャートの一例を示す図である。
　図３において、本発明の実施例１による制御の一連のフローを開始する（ステップ３０１）。
　まず、スイッチング周波数計算値Ｆｓｗ′が下限スイッチング周波数Ｆｓｗｍｉｎ未満か否かを判定する（ステップ３０２）。
　ステップ３０２でＹＥＳの場合、高昇圧比制御を行う。すなわち、スイッチング周波数出力Ｆｓｗ＝Ｆｓｗｍｉｎに固定し、ｄｕｔｙ比加算分ΔＤを操作することで直流電圧Ｖｄｃを制御する（ステップ３０３）。
　ステップ３０２でＮＯの場合、通常制御を行う。すなわち、ｄｕｔｙ比＝０．５に固定し、スイッチング周波数出力Ｆｓｗを操作することで直流電圧Ｖｄｃを制御する（ステップ３０４）。
　ステップ３０３またはステップ３０４の処理を行い、一連のフローを終了する（ステップ３０５）。
　以上のフローにより、通常制御である周波数制御と高昇圧比制御であるＰＷＭ制御とをシームレスに切り替えることができる。
　図４は、実施例１における制御概念の一例を示す図である。
　図４では、縦軸にｄｕｔｙ比Ｄ、横軸に昇圧比をとっている。昇圧比２以下ではｄｕｔｙ比Ｄは０．５で固定されるが、昇圧比２以上ではｄｕｔｙ比Ｄが昇圧比に応じて増加していく関係となる。なお、図４では昇圧比２以上の領域では昇圧比とｄｕｔｙ比Ｄが比例関係であるが、本発明ではこれに限定せず、二次関数等の非線形な関係であっても良い。
　図５は、実施例１における電圧および電流の波形の一例を示す図である。
　図５では、１スイッチング周期における波形を示している。Ｖｇ－Ｓ１は第１スイッチＳ１のゲート信号、Ｖｇ－Ｓ２は第２スイッチＳ２のゲート信号、ＩＬ１（実線）は第１インダクタＬ１の電流、ＩＬ２（破線）は第２インダクタＬ２の電流、Ｉｄ－Ｓ２（実線）は第２スイッチＳ２のドレイン電流を示す。各電流の向きは図１に記載した方向とする。
　時刻Ｔ１で第１スイッチＳ１がターンオンし、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が両方ともオン状態となる。この時、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２には三相系統１０１の三相交流電圧を全波整流した電圧が印加されるため、電流ＩＬ１と電流ＩＬ２の両方が増加し、各インダクタにエネルギーが蓄積される。
　時刻Ｔ２で第２スイッチＳ２がターンオフすると、各インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーが直流部に放出され始めることで、第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１と第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２が両方とも減少する。なお、第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２は第２スイッチＳ２がターンオフするため、第２ダイオードＤｃ２に転流する。ここで、オン状態を維持している第１スイッチＳ１に接続される第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ３とが直列に接続され、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２と直列共振を起こす。厳密には第１インダクタＬ１の電流ＩＬ１が第３インダクタＬ３の電流と等しくなると共振動作に移行する。
　時刻Ｔ２とＴ３の間では、上述の共振動作により、電流ＩＬ１は正弦波状になる一方で、第２インダクタＬ２は直流部へのエネルギー放出を継続するため、電流ＩＬ２は徐々に減少していく。この減少の度合いは昇圧比に依存する。
　時刻Ｔ３で再び第２スイッチＳ２がターンオンし、再び第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２にエネルギーを蓄積する期間となる。時刻Ｔ４で第１スイッチＳ１がターンオフし、時刻Ｔ２とＴ３の間と同じ動作が電流ＩＬ１と電流ＩＬ２が入れ替わる形で行われる。
　以上の回路動作から、共振形倍電圧整流回路１としての動作と高昇圧比動作とが共存していることが分かる。
　本発明の実施例１による電力変換装置１００は、共振形倍電圧整流回路１を備える。そして、共振形倍電圧整流回路１は、三相交流系統（三相交流電源）１０１と接続される補助三相ダイオードブリッジ１０３と、補助三相ダイオードブリッジ１０３の上アームカソード側に接続している第１インダクタＬ１と、補助三相ダイオードブリッジ１０３の下アームアノード側に接続している第２インダクタＬ２と、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との間に接続している第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２と、第１インダクタＬ１と第１スイッチＳ１との間にアノードが接続している第１ダイオードＤｃ１と、第２インダクタＬ２と第２スイッチＳ２との間にカソードが接続している第２ダイオードＤｃ２と、第１ダイオードＤｃ１のカソードと第２ダイオードＤｃ２のアノードとの間に接続しているＤＣリンクコンデンサＣｄｃと、ＤＣリンクコンデンサＣｄｃと並列に接続している第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２と、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２との間に位置し、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２のそれぞれ一方の端子と接続している第３インダクタＬ３と、を備える。
　よって、本発明の実施例１は、共振形倍電圧整流回路１の共振インダクタにエネルギーを蓄積する期間を設けることができ、直流電圧を２倍以上に昇圧することが可能な電力変換装置１００を提供することができる。
　（実施例２）
　次に、本発明の実施例２について説明する。
　本発明における実施例２は、実施例１における第１インダクタＬ１と、第２インダクタＬ２と、第３インダクタＬ３と、を互いに磁気結合させたものである。以下では、実施例１との差分について述べ、実施例１と同様である点については説明を省略する。
　図６は、実施例２における回路構成１００の一例を示した図である。
　実施例２では、第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ３は、図６の回路記号上の点で示す極性に磁気結合し、第２インダクタＬ２と第３インダクタＬ３も、同様に回路記号上の点で示す極性に磁気結合するように構成されている。また、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２も、互いに磁気結合するように構成されている。
　このような構成にすることで、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のオン状態がオーバーラップした後、オフ状態になるスイッチ側のインダクタに共振電圧を印加することができる。共振電圧は電流を減少させる方向に印加されるため、次にターンオンする時刻よりも前にインダクタの電流をゼロにすることができ、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）することが可能になる。
　以上から、実施例１と比較して高昇圧比動作を実現しつつ、電力変換効率を向上することができる。さらに、第１インダクタＬ１の巻線と、第２インダクタＬ２の巻線と、第３インダクタＬ３の巻線を、同一の鉄心（コア）に巻かれているように構成し、磁気結合インダクタとすることで、鉄心１個で３つのインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３を構成できるため、回路の小型化や低コスト化も望める。
　また、３つのインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の磁気結合については、図６に示すインダクタ回路記号上の右側に点を配置する極性でも良い。
　磁気結合インダクタを用いることによる効果について詳細に説明する。
　第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ３、第２インダクタＬ２と第３インダクタＬ３が図６に示す極性に磁気結合することで、第１スイッチＳ１がオン状態となる期間と第２スイッチＳ２がオン状態となる期間における電流経路上のインダクタンスを等しくできるため、電流のアンバランスを生じにくくできる。
　さらに、図６に示す磁気結合の極性では、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のオン状態がオーバーラップする期間において、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の磁束が互いに打ち消す方向となる。このため、実装する際には、第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ３の磁気結合強度、および第２インダクタＬ２と第３インダクタＬ３の磁気結合強度は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の磁気結合強度より大きくなるように設計することが望ましい。
　図７は、実施例２における電圧および電流の波形の一例を示す図である。
　実施例２では、時刻Ｔ２とＴ３の間において、第２インダクタＬ２にも共振電圧が印加されることで電流ＩＬ２が急減し、時刻Ｔ３の直前にゼロになる。この状態で時刻Ｔ３に第２スイッチＳ２がターンオンすると、第２スイッチＳ２と第２インダクタＬ２は直列に接続されているので第２スイッチＳ２のドレイン電流Ｉｄ－Ｓ２が徐々に増加するＺＣＳ動作になる。
　例えば、不図示の電流センサで各インダクタの電流を検出しておき、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２のターンオン時刻を、第１インダクタＬ１又は第２インダクタＬ２がゼロ電流になった後に設定することでＺＣＳ動作を実現できる。これにより、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２で発生する損失のうち、ターンオン損失を低減できる。
　なお、上記ではインダクタの電流を検出してＺＣＳ動作を行うとしたが、本発明においてはこれに限定せず、例えば共振周波数からインダクタの電流がゼロになる時刻を推定しても良い。
　また、第１スイッチＳ１または第２スイッチＳ２を、第１インダクタＬ１又は第２インダクタＬ２が予め定めた設定電流値以下になってからターンオンするように構成してもよい。
　以上のように、本発明の実施例２によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、ＺＣＳ動作を行うことができ、高昇圧比動作を実現しつつ、電力変換効率を向上することができる。さらに、コア1個で３つのインダクタを構成できるので、回路の小型化および低コスト化を図ることができる。
　（実施例３）
　次に、本発明の実施例３について説明する。
　本発明における実施例３では、実施例１および実施例２で示した電力変換装置１００の変形例である。以下では、実施例１および実施例２との差分について述べ、実施例１および実施例２と同様である点については説明を省略する。
　図８は、実施例３における電力変換装置１００の一例を示した図である。
　実施例３では、補助三相ダイオードブリッジ１０３の出力側中間直流部に補助コンデンサＣｓｕｂを追加している。つまり、補助三相ダイオードブリッジ１０３の上アームカソード側と、補助三相ダイオードブリッジ１０３の下アームアノード側とに補助コンデンサＣｓｕｂが接続されている。
　補助コンデンサＣｓｕｂを設けることにより、三相系統１０１が有する系統インピーダンスの共振周波数への影響を軽減することができ、共振形倍電圧整流回路１の設計マージンを小さくすることができる。
　また、系統電圧の急変など過渡的な電圧変動による出力電圧への影響を軽減できる。
　次に、実施例１および実施例２では第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２にＭＯＳＦＥＴを用いていたが、実施例３ではＩＧＢＴを用いている。本発明においては第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２にＩＧＢＴ等任意のスイッチを用いて良い。
　以上のように、本発明の実施例３によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、上述したように、補助コンデンサＣｓｕｂを設けることにより、系統インピーダンスの共振周波数への影響を軽減することができ、共振形倍電圧整流回路１の設計マージンを小さくすることができる。さらに、系統電圧の急変など過渡的な電圧変動による出力電圧への影響を軽減できる。
　（実施例４）
　次に、本発明の実施例４について説明する。
　本発明における実施例４では、実施例３で示した回路構成において、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現するものである。以下では、実施例１～実施例３との差分について述べ、実施例１～実施例３と同様である点については説明を省略する。
　図９は、実施例４における電圧および電流の波形の一例を示す図である。図９に示す電圧および電流の波形は、図２に示したｄｕｔｙ比演算器２０２による演算により実現することができる。
　図９は、第２ダイオードＤｃ２のリカバリ動作を考慮した波形であり、時刻Ｔ３とＴ４の前後を拡大したものである。第２インダクタＬ２の電流ＩＬ２が時刻Ｔｒｅでゼロになると、それまで導通していた第２ダイオードＤｃ２をオフするためにカソードからアノードへ電流が流れる。
　このため、時刻Ｔｒｅ以降は電流ＩＬ２が負の向きに流れる。時刻Ｔｃｍで第２ダイオードＤｃ２のリカバリが完了してオフする。第２ダイオードＤｃ２がオフすると、電流ＩＬ２はオフ状態の第２スイッチＳ２に転流する。
　具体的には、第２スイッチＳ２の出力容量に蓄積されたエネルギーを放電する方向に電流が転流する。出力容量の放電により第２スイッチＳ２の両端電圧Ｖｄｓ－Ｓ２が低下し、両端電圧Ｖｄｓ－Ｓ２が第２スイッチＳ２のボディーダイオードもしくは逆並列ダイオードの順方向電圧ＶＦ以下になると、第２スイッチＳ２のボディーダイオードもしくは逆並列ダイオードに電流が転流する。
　この期間に、第２スイッチＳ２をターンオンすることでＺＶＳ動作が可能であり、さらなる効率の向上が見込める。制御においては、例えば、時刻Ｔｒｅから一定時間後に第２スイッチＳ２がターンオンするように制御することでＺＶＳ動作を実現できる。
　なお、本発明においては、これに限定せず、例えば、第２スイッチＳ２の両端電圧Ｖｄｓ－Ｓ２を検出し、両端電圧Ｖｄｓ－Ｓ２が予め設定した閾値以下になってから第２スイッチＳ２をターンオンするように制御しても良い。同様に、第１スイッチＳ１の両端電圧を検出し、検出した両端電圧が予め設定した閾値以下になってから第１スイッチＳ１をターンオンするように制御しても良い。
　本発明の実施例４によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、ゼロ電圧スイッチングを実現することができるので、スイッチング損失を低減することができる。
　１・・・共振形倍電圧整流回路、１００・・・電力変換装置、１０１・・・三相系統（三相交流電源）、１０２・・・主三相ダイオードブリッジ、１０３・・・補助三相ダイオードブリッジ、１０４・・・電圧センサ、１０５・・・制御回路、１０６・・・ハーフブリッジ、２００・・・減算器、２０１・・・ＰＩ制御器、２０２・・・ｄｕｔｙ比演算器、２０３・・・スイッチング周波数リミッタ、２０４・・・主回路、Ｌ１・・・第１インダクタ、Ｌ２・・・第２インダクタ、Ｌ３・・・第３インダクタ、Ｓ１・・・第１スイッチ、Ｓ２・・・第２スイッチ、Ｄｃ１・・・第１ダイオード、Ｄｃ２・・・第２ダイオード、Ｃ１・・・第１コンデンサ、Ｃ２・・・第２コンデンサ、Ｃｄｃ・・・平滑コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）、Ｃｓｕｂ・・・補助コンデンサ、Ｐ、Ｎ・・・直流部、Ｖｄｃ＊・・・直流電圧指令値、Ｖｅｒｒ・・・電圧偏差

Claims (11)

  1. 　三相交流電源の交流電圧を倍電圧整流する共振形倍電圧整流回路を有する電力変換装置であって、
    　前記共振形倍電圧整流回路は、
    　前記三相交流電源と接続された補助三相ダイオードブリッジと、
    　前記補助三相ダイオードブリッジの上アームカソード側に接続された第１インダクタと、
    　前記補助三相ダイオードブリッジの下アームアノード側に接続された第２インダクタと、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの間に接続され、互いに直列接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、
    　前記第１インダクタと前記第１スイッチとの間にアノードが接続された第１ダイオードと、
    　前記第２インダクタと前記第２スイッチとの間にカソードが接続された第２ダイオードと、
    　前記第１ダイオードおよび前記第１スイッチに並列に接続される第１コンデンサと、
    　前記第２ダイオードおよび前記第２スイッチに並列に接続され、前記第１コンデンサと直列に接続される第２コンデンサと、
    　前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間に一方端が接続され、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間に他方端が接続された第３インダクタと、
    　を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとが互いに磁気結合し、前記第１インダクタと前記第３インダクタとが互いに磁気結合し、前記第２インダクタと前記第３インダクタとが互いに磁気結合していることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インダクタの巻線と、前記第２インダクタの巻線と、前記第３インダクタＬ３の巻線は、同一の鉄心に巻かれていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項３に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インダクタのコイルの巻き始めが前記補助三相ダイオードブリッジ側に設定され、前記第２インダクタのコイルの巻き始めが前記補助三相ダイオードブリッジ側に設定され、前記第３インダクタのコイルの巻き始めが前記第１スイッチおよび前記第２スイッチ側に設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インダクタと前記第３インダクタの磁気結合強度および前記第２インダクタと前記第３インダクタの磁気結合強度が、前記第１インダクタと前記第２インダクタの磁気結合強度よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１スイッチと前記第２スイッチが双方ともオン状態になる期間の長さを制御する制御回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項６に記載の電力変換装置において、
    　前記制御回路は、計算したスイッチング周波数と予め決定した下限スイッチング周波数との差分に基づいて、前記第１スイッチと前記第２スイッチが双方ともオン状態になる期間の長さを計算することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項７に記載の電力変換装置において、
    　前記制御回路は、前記第１スイッチまたは前記第２スイッチを、それぞれが接続される前記第１インダクタまたは前記第２インダクタに流れる電流が予め定めた設定電流値以下になってからターンオンすることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項６に記載の電力変換装置において、
    　前記制御回路は、前記第１スイッチまたは前記第２スイッチを、それぞれの両端電圧が予め設定した閾値以下になってからターンオンすることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記補助三相ダイオードブリッジの前記上アームカソード側と、前記補助三相ダイオードブリッジの前記下アームアノード側とに接続された補助コンデンサを備えることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１～１０のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
    　前記三相交流電源と接続され、かつ前記補助三相ダイオードブリッジと並列に接続された主三相ダイオードブリッジと、
    　前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのアノードとの間に接続されたＤＣリンクコンデンサと、
    　を備えることを特徴とする電力変換装置。
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