WO2011128942A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2011128942A1
WO2011128942A1 PCT/JP2010/002744 JP2010002744W WO2011128942A1 WO 2011128942 A1 WO2011128942 A1 WO 2011128942A1 JP 2010002744 W JP2010002744 W JP 2010002744W WO 2011128942 A1 WO2011128942 A1 WO 2011128942A1
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circuit
power
smoothing capacitor
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PCT/JP2010/002744
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Inventor
村上哲
山田正樹
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that obtains a desired DC voltage by superimposing an AC output of a single-phase inverter on a power supply output.
  • the output from the first terminal of the AC power supply is connected to the reactor, and the AC side of the inverter circuit composed of a single-phase inverter is connected in series at the subsequent stage.
  • the single-phase inverter in the inverter circuit includes a semiconductor switch element and a DC voltage source.
  • the first and second series circuits constituting the inverter by connecting the shorting switch and the rectifier diode in series are connected in parallel and connected between both terminals of the smoothing capacitor of the output stage.
  • the midpoint of the first series circuit is connected to the AC output line at the subsequent stage of the inverter circuit, and the midpoint of the second series circuit is connected to the second terminal of the AC power supply.
  • the current is controlled by PWM control so that the DC voltage of the smoothing capacitor can be maintained at a constant target voltage, and the input power factor from the AC power source is approximately 1, and the generated voltage on the AC side is Superimposed on the input voltage from the AC power supply.
  • the short-circuit switch is turned on to bypass the smoothing capacitor (see, for example, Patent Document 1).
  • the voltage of the DC voltage source of the inverter circuit is set so that a desired DC voltage can be output to the smoothing capacitor, and is usually set higher with a little margin. For this reason, even if the voltage level required for the inverter circuit is lowered, a relatively high voltage of the DC voltage source is applied to the inverter circuit for a long time, and it is difficult to reduce the switching loss. It was also a hindrance to improve the reliability.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is intended to reduce the switching loss of the inverter circuit and improve the reliability of the element, and has high power conversion efficiency and improved reliability.
  • the purpose is to obtain a conversion device.
  • a first power conversion device is configured by connecting in series one or more AC sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switch elements and a DC voltage source, and the AC side is a first terminal of a power source. And an inverter circuit that superimposes the sum of the outputs of the single-phase inverters on the output of the power source, and a plurality of switches between the DC buses, one AC terminal of which is the AC output of the subsequent stage of the inverter circuit And the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and is connected between the DC bus and a converter circuit that outputs DC power between the DC buses, and smoothes the output of the converter circuit.
  • the control circuit makes the voltage of the DC voltage source of the inverter circuit variable according to the target voltage of the smoothing capacitor, and short-circuits the AC capacitor of the converter circuit to bypass the smoothing capacitor.
  • the converter circuit is controlled with a period, and the inverter circuit is controlled using a current command so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage.
  • a second power conversion device is configured by connecting one or more alternating current sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switching elements and a direct current voltage source in series, and the alternating current side is connected to the first power source.
  • An inverter circuit that is connected in series to the terminal and superimposes the sum of the outputs of the single-phase inverters on the output of the power source, and a plurality of switches between the DC buses, and one AC terminal is an AC in the subsequent stage of the inverter circuit Connected to the output line, the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and is connected between the DC bus and a converter circuit that outputs DC power between the DC buses, and the output of the converter circuit is connected to the output line.
  • a smoothing capacitor for smoothing and a control circuit for controlling output of the inverter circuit and the converter circuit.
  • the control circuit controls the converter circuit with a short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit are short-circuited to bypass the smoothing capacitor so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage.
  • the inverter circuit is controlled using a current command, and has two types of control modes: a power running mode that outputs DC power to the smoothing capacitor, and a regeneration mode that regenerates power from the smoothing capacitor to the power source.
  • the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit is set higher by a predetermined voltage in the regeneration mode than in the powering mode.
  • the voltage of the DC voltage source of the inverter circuit is variable according to the target voltage of the smoothing capacitor, the voltage of the DC voltage source satisfies the voltage level required for the inverter circuit.
  • a low voltage can be set in the range, and it is not necessary to apply a high voltage unnecessarily to the inverter circuit for a long time, so that switching loss can be reduced and element reliability can be improved.
  • the voltage of the DC voltage source in order to set the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit higher by a predetermined voltage than in the power running mode in the regeneration mode, the voltage of the DC voltage source is Depending on the power running / regenerative control mode, the voltage can be lowered within a range that satisfies the voltage level required for the inverter circuit, and it is not necessary to apply a high voltage to the inverter circuit unnecessarily for a long time. Reduction and improvement of device reliability can be achieved.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device includes a main circuit and a control circuit 10 for converting the AC power of the AC power source 1 into DC power and outputting it.
  • the main circuit includes a reactor 2 as a current limiting circuit, an inverter circuit 100, a converter circuit 300, and a smoothing capacitor 3.
  • the output from the first terminal of the AC power supply 1 is connected to the reactor 2, and the AC side of the inverter circuit 100 configured by a single-phase inverter is connected in series at the subsequent stage.
  • one AC terminal is connected to the AC output line at the rear stage of the inverter circuit 100, the other AC terminal is connected to the second terminal of the AC power supply 1, and is connected between the DC buses of the converter circuit 300.
  • DC power is output to the smoothing capacitor 3.
  • a single-phase inverter in the inverter circuit 100 is connected to a DC voltage source 105 including a plurality of semiconductor switch elements 101a to 104a such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) having diodes 101b to 104b connected in antiparallel, and a DC capacitor. It is an inverter having a full bridge configuration.
  • the converter circuit 300 includes a plurality of semiconductor switch elements 301a to 304a between the DC buses, and in this case, a plurality of semiconductor switch elements 301a to 304a such as IGBTs each having two diodes 301b to 304b connected in antiparallel. Two bridge circuits connected in series are connected in parallel between the DC buses.
  • a connection point between the emitter of the semiconductor switch element 301a of the converter circuit 300 and the collector of the semiconductor switch element 302a is connected to the AC output line at the subsequent stage of the inverter circuit 100.
  • a connection point between the emitter of the semiconductor switch element 303 a and the collector of the semiconductor switch element 304 a is connected to the second terminal of the AC power supply 1.
  • the semiconductor switch elements 101a to 104a and 301a to 304a may be MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) in which a diode is built in between the source and the drain in addition to the IGBT. Further, the reactor 2 may be connected in series between the inverter circuit 100 and the converter circuit 300. Further, mechanical switches may be used in place of the semiconductor switch elements 301a to 304a of the converter circuit 300.
  • the control circuit 10 sets the voltage Vdc of the smoothing capacitor 9 based on the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100, the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3, the voltage Vin and the current Iin from the AC power supply 1.
  • the gate signals 11 and 12 to the semiconductor switch elements 101a to 104a and 301a to 304a in the inverter circuit 100 and the converter circuit 300 are generated so as to be the target voltage Vdc * , and the inverter circuit 100 and the converter circuit 300 are output. Control.
  • the smoothing capacitor 3 is connected to a load (not shown).
  • the control circuit 10 converts the AC power from the AC power source 1 and supplies the DC power to the smoothing capacitor 3.
  • the inverter circuit 100 and the converter circuit 300 are output controlled so as to be supplied.
  • FIG. 6 is a diagram showing the waveforms of the respective parts and the charging / discharging of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 for explaining the power running operation during boosting of the power converter.
  • FIG. 7 is a diagram showing the waveforms of the respective parts and the charging / discharging of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 for explaining the power running operation at the time of step-down of the power converter.
  • the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 at the output stage is higher than the peak voltage Vp of the voltage Vin of the AC power supply 1, and the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 at the output stage is the peak of the voltage Vin of the AC power supply 1.
  • a case where the voltage is higher than the voltage Vp is called step-down. 6 and 7 show a state where the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is controlled to a constant target voltage Vdc * .
  • the voltage Vin from the AC power supply 1 has a waveform as shown in FIGS.
  • the inverter circuit 100 controls and outputs the current Iin by PWM control so that the input power factor from the AC power supply 1 is approximately 1, and superimposes the generated voltage on the AC side on the voltage Vin that is the output of the AC power supply 1. .
  • the voltage phase of the AC power supply 1 is assumed to be ⁇ , and first, a case where the voltage Vin is positive and 0 ⁇ ⁇ ⁇ will be described.
  • the inverter circuit 100 when the semiconductor switch elements 101a and 104a are on and the semiconductor switch elements 102a and 103a are off, the DC voltage source 105 is charged, the semiconductor switch elements 102a and 103a are on, the semiconductor switch elements 101a, When 104a is off, the DC voltage source 105 is discharged.
  • the semiconductor switch elements 101a and 103a are on, the semiconductor switch elements 102a and 104a are off, and when the semiconductor switch elements 102a and 104a are on and the semiconductor switch elements 101a and 103a are off, the DC voltage source 105 is passed through. Current flows.
  • the semiconductor switch elements 101a to 104a are controlled by such a combination of the four types of control to cause the inverter circuit 100 to perform a PWM operation so that the DC voltage source 105 is charged / discharged and current control is performed.
  • the semiconductor switch element may be turned off and the current may flow through the diodes 101b to 104b connected in reverse parallel.
  • the current from the AC power source 1 is limited by the reactor 2 and input to the inverter 100, and the output passes through the diode 301b in the converter circuit 300 to charge the smoothing capacitor 3 and the diode 304b. Then, the AC power source 1 is returned.
  • the inverter circuit 100 the DC voltage source 105 is discharged or charged / discharged by performing a PWM operation by a combination of the above four types of control, and current control is performed.
  • a short circuit period In the phase range of ⁇ ⁇ 1 centered on the zero cross phase of the voltage Vin of the AC power supply 1 (hereinafter referred to as a short circuit period), as shown in FIG.
  • the semiconductor switch element 302a serving as a short circuit switch is turned on.
  • the smoothing capacitor 3 is bypassed as a state.
  • the other semiconductor switch elements 301a, 303a, and 304a in the converter circuit 300 are turned off.
  • the current from the AC power supply 1 is limited in the reactor 2 and is input to the inverter 100 to charge the DC voltage source 105, and returns to the AC power supply 1 through the semiconductor switch element 302 a and the diode 304 b in the converter circuit 300.
  • the DC voltage source 105 is charged by performing a PWM operation by a combination of control for charging the DC voltage source 105 and control for passing through, and current control is performed.
  • the inverter circuit 100 when the semiconductor switch elements 102a and 103a are on and the semiconductor switch elements 101a and 104a are off, the DC voltage source 105 is charged, the semiconductor switch elements 101a and 104a are on, the semiconductor switch elements 102a, When 103a is off, the DC voltage source 105 is discharged. Further, when the semiconductor switch elements 101a and 103a are on, the semiconductor switch elements 102a and 104a are off, and when the semiconductor switch elements 102a and 104a are on and the semiconductor switch elements 101a and 103a are off, the DC voltage source 105 is passed through. Current flows.
  • the semiconductor switch elements 101a to 104a are controlled by such a combination of the four types of control to cause the inverter circuit 100 to perform a PWM operation so that the DC voltage source 105 is charged / discharged and current control is performed.
  • the current from the AC power source 1 passes through the diode 303b in the converter circuit 300, charges the smoothing capacitor 3, and is input to the inverter circuit 100 through the diode 302b.
  • the output of the inverter circuit 100 is the reactor. 2 to return to the AC power source 1.
  • the DC voltage source 105 is discharged or charged / discharged by performing a PWM operation by a combination of the above four types of control, and current control is performed.
  • the smoothing capacitor 3 is bypassed by turning on the semiconductor switch element 304 a serving as a short circuit switch.
  • the other semiconductor switch elements 301a, 302a, and 303a in the converter circuit 300 are turned off.
  • the current from the AC power source 1 is input to the inverter circuit 100 through the semiconductor switch element 304a and the diode 302b of the converter circuit 300, charges the DC voltage source 105, and returns to the AC power source 1 through the reactor 2.
  • the DC voltage source 105 is charged by performing a PWM operation by a combination of control for charging the DC voltage source 105 and control for passing through, and current control is performed.
  • the semiconductor switch elements 302a and 304a are turned on only when they are operated as short-circuit switches. However, when current is passed through the diodes 301b to 304b, the diodes are connected in antiparallel.
  • the semiconductor switch elements 301a to 304a may be turned on so that a current flows through the semiconductor switch elements 301a to 304a. That is, regardless of whether the voltage Vin is positive or negative, the two semiconductor switch elements 302a and 304a may be turned on as a short-circuit switch during the short-circuit period, and the other two semiconductor switch elements 301a and 303a may be used as short-circuit switches. It may be turned on.
  • the inverter circuit 100 outputs a voltage ( ⁇ Vin) during the short-circuit period to charge the DC voltage source 105 with the AC power source 1 and then charge the DC voltage source 105 as shown in FIG.
  • the output voltage of the inverter circuit 100 (Vdc * ⁇ Vin) is added to the voltage Vin of the AC power source 1 to thereby generate the AC power source 1.
  • the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is controlled to a target voltage Vdc * higher than the peak voltage of.
  • the inverter circuit 100 outputs a voltage ( ⁇ Vin) during the short-circuit period to charge the DC voltage source 105 with the AC power source 1, and then the AC power source 1.
  • the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is controlled to a target voltage Vdc * lower than the peak voltage of the AC power supply 1 by adding the output voltage of the inverter circuit 100 to the voltage Vin.
  • the inverter circuit 100 When ⁇ ⁇ ⁇ 1 , the inverter circuit 100 outputs a voltage (Vdc * ⁇ Vin) to discharge the DC voltage source 105, and when ⁇ 2 ⁇ ⁇ ⁇ 2 , the inverter circuit 100 Outputs a voltage (Vin ⁇ Vdc * ) to charge the DC voltage source 105.
  • the AC power supply 1 voltage phase theta of the zero cross phase ( ⁇ 0, ⁇ ) at ⁇ theta 1, switching control of the converter circuit 300, the phase of ⁇ theta 1 the zero cross phase as a central Only during the short-circuit period that is within the range, the semiconductor switch elements 302a and 304a serving as short-circuit switches are turned on to bypass the smoothing capacitor 3. At this time, the inverter circuit 100 generates and outputs a voltage substantially equal to the reverse polarity of the voltage Vin, controls and outputs the current Iin so that the input power factor becomes approximately 1, and the DC voltage source 105 is charged.
  • the inverter circuit 100 maintains the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 at the target voltage Vdc * and controls and outputs the current Iin so that the input power factor becomes approximately 1.
  • the DC voltage source 105 is discharged.
  • the absolute value of the voltage Vin is equal to or higher than the target voltage Vdc *
  • the DC voltage source 105 is charged. Is done.
  • the short-circuit period may be biased to any one of the phase ranges including the zero-cross phase.
  • the inverter circuit 100 can perform the above-described desired control with high reliability by setting it to be equal to or larger than a desired generated voltage of the inverter circuit 100 in each phase range of 2 ⁇ ⁇ ⁇ / 2.
  • Vp is the peak voltage of the voltage Vin.
  • phase range of the short circuit period can be determined so that the energy of charging and discharging of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is equal. Assuming that the charging / discharging energy of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is equal, the following equation holds when Vdc * ⁇ Vp is stepped down. However, Ip is the peak current of the current Iin.
  • Vdc * Vp ⁇ ⁇ / (4cos ⁇ 1 )
  • the lower limit value of Vdc * is when ⁇ 1 is 0, and the value is ( ⁇ / 4) Vp.
  • the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is equal to or lower than the peak voltage Vp of the AC power supply 1. Accordingly, the settable range of the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is as shown in FIG.
  • the command value Vsub * of the voltage Vsub of the DC voltage source 105 is changed in accordance with the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 so that the voltage Vsub follows the command value Vsub * .
  • the control in which the voltage Vsub follows the command value Vsub * will be described later.
  • FIG. 9 shows the command value Vsub * of the voltage Vsub
  • FIG. 9A shows the command value Vsub * continuously changed.
  • FIG. 9 (b) shows what is switched by having a plurality of command values Vsub * -a, Vsub * -b, Vsub * -c.
  • switching frequency can be suppressed by providing a hysteresis width for each command value, and control is stabilized.
  • the voltage Vsub is preferably a low value within the settable range of the voltage Vsub, and the command value Vsub * is determined so that the voltage Vsub becomes a low value according to the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3.
  • the lower limit value of the settable range of the voltage Vsub changes according to the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3. If the voltage Vsub is controlled to be constant, it must be equal to or higher than the lower limit value of the settable range for all target voltages Vdc * that the smoothing capacitor 3 can take.
  • the voltage Vsub of the DC voltage source 105 is variable and the voltage command value Vsub * of the DC voltage source 105 is changed according to the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3, each target voltage of the smoothing capacitor 3 is changed.
  • the command value Vsub * can be set lower than Vdc * , and the voltage Vsub can be reduced.
  • the switching loss of the semiconductor switch elements 101a to 104a constituting the inverter circuit 100 can be reduced. Further, the inverter circuit 100 does not apply a high voltage unnecessarily for a long time, and the reliability of the elements 101a to 104a and 101b to 104b constituting the inverter circuit 100 is improved.
  • FIG. 10 is a control block diagram in the output control of the inverter circuit 100 by the control circuit 10.
  • the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is maintained at the target voltage Vdc * , and the current Iin is controlled so that the power factor of the AC power supply 1 is approximately 1.
  • the difference 21a between the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 and the target voltage Vdc * is used as a feedback amount, and the PI-controlled output is used as the amplitude target value 22a.
  • a difference 24 between the current command Iin * and the detected current Iin is used as a feedback amount, and the PI-controlled output is set as a voltage command 25 that becomes a target value of the voltage generated by the inverter circuit 100.
  • the control was synchronized at the time of switching between the control of the short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit 300 are short-circuited and the control to conduct between the AC terminals of the converter circuit 300 and the smoothing capacitor 3, that is, the control outside the short-circuit period.
  • the voltage command 25 is corrected by adding the feedforward correction voltage ⁇ V.
  • the gate signal 11 to each of the semiconductor switch elements 101a to 104a of the inverter circuit 100 is generated by PWM control, and the inverter circuit 100 To work.
  • FIG. 11 is a control block diagram in the output control of the converter circuit 300 by the control circuit 10.
  • the command value Vsub * generation circuit 31 based on the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3, for example, as shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b), the command value Vsub * 31a of the voltage Vsub. Is generated.
  • the difference 32 between the command value Vsub * 31a and the detected voltage Vsub is used as a feedback amount, and the PI control output 33 is used as a voltage command, and the PWM control 34 is used to gate each of the semiconductor switch elements 301a to 304a of the converter circuit 300.
  • a signal 12 is generated.
  • a triangular wave (AC power supply synchronous triangular wave) 35 synchronized with a cycle twice the frequency of the AC power supply 1 is used as a carrier wave, and the comparison calculation is performed on the basis of the polarity of the AC power supply 1.
  • a gate signal 12 is generated that operates substantially at the center of the phase where the voltage Vin of the power supply 1 crosses zero. That is, the short-circuit period in which the AC signals of the converter circuit 300 are short-circuited by the gate signal 12 is also controlled.
  • the inverter is made so that the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 follows the target voltage, the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 follows the command value, and the power factor is improved by current control.
  • the output of the circuit 100 and the converter circuit 300 is controlled. Accordingly, also changes short shorted period, phase range from the zero cross phase changes to theta 1 -y from theta 1 -x.
  • the timing of switching the voltage command value of the DC voltage source 105 is performed in the zero cross phase of the voltage Vin of the AC power supply 1. Thereby, it can prevent that a current waveform becomes discontinuous.
  • the inverter circuit 100 is controlled using the current command as described above so that the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 follows the target voltage Vdc * and the power factor of the AC power supply 1 is improved. Control. Since the converter circuit 300 does not require high frequency switching, there is almost no switching loss. In addition, the inverter circuit 100 that controls the power factor and controls the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 can significantly reduce the voltage Vsub handled by switching to be lower than the peak voltage of the AC power supply 1, and the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 . By changing the voltage command value Vsub * according to the above, the voltage Vsub can be effectively reduced, and a high voltage is not applied to the inverter circuit 100 for a long time. For this reason, switching loss and noise can be reduced without requiring a large reactor 2, and the reliability of the elements of the inverter circuit 100 is improved.
  • the converter circuit 300 uses only the diode as the semiconductor switch elements 301a and 303a of the upper arms of the two bridge circuits connected in parallel between the DC buses. Also good.
  • FIG. 1 In the first embodiment, only the power running operation of the power converter is shown.
  • the control circuit 10 has two control modes of the power running mode and the regeneration mode, and the voltage of the smoothing capacitor 3 is When it rises, it regenerates power to the AC power supply in regeneration mode.
  • the circuit configuration is the same as in FIG. 1, and the operation and control in the power running mode are the same as in the power running operation shown in the first embodiment.
  • 13 to 16 show current path diagrams in the regeneration operation in the regeneration mode.
  • the control circuit 10 switches from the power running mode to the regeneration mode when the voltage Vdc exceeds Vdc * + ⁇ .
  • This voltage value ⁇ is referred to as a power running / regenerative threshold voltage.
  • the inverter circuit 100 when the semiconductor switch elements 101a and 104a are turned on and the semiconductor switch elements 102a and 103a are turned off, the DC voltage source 105 is discharged, and the semiconductor switch elements 102a and 103a are turned on. When 104a is off, the DC voltage source 105 is charged. Further, when the semiconductor switch elements 101a and 103a are on, the semiconductor switch elements 102a and 104a are off, and when the semiconductor switch elements 102a and 104a are on and the semiconductor switch elements 101a and 103a are off, the DC voltage source 105 is passed through. Current flows.
  • the inverter circuit 100 controls the semiconductor switch elements 101a to 104a by such a combination of four types of control, and controls the current Iin by PWM control so that the power factor of the AC power supply 1 becomes approximately (-1).
  • the DC voltage source 105 is charged and discharged by superimposing the output, and the generated voltage on the AC side is superimposed on the voltage Vin that is the output of the AC power supply 1.
  • the semiconductor switch element may be turned off and the current may flow through the diodes 101b to 104b connected in reverse parallel.
  • the semiconductor switch elements 301a and 304a are turned on.
  • the current from the positive electrode of the smoothing capacitor 3 is input to the inverter circuit 100 through the semiconductor switch element 301a of the converter circuit 300.
  • the current from the inverter circuit 100 is regenerated to the AC power source 1 through the reactor 2, and the AC power source 1
  • the other terminal returns to the negative electrode of the smoothing capacitor 3 through the semiconductor switch element 304a of the converter circuit 300.
  • the inverter circuit 100 performs a PWM operation by a combination of the above four types of control to charge or charge / discharge the DC voltage source 105 to perform current control.
  • the DC voltage source 105 is charged and discharged with energy from the smoothing capacitor 3 (when boosting), the energy from the DC voltage source 105 is regenerated to the AC power source 1 together with the energy from the smoothing capacitor 3.
  • the semiconductor switch element 304 a that becomes a short circuit switch is turned on and the smoothing capacitor 3 is bypassed.
  • the current from the positive electrode in the inverter circuit 100 is regenerated to the AC power source 1 through the reactor 2, and is further input from the other terminal of the AC power source 1 to the inverter circuit 100 through the semiconductor switch element 304a and the diode 302b of the converter circuit 300. Return to the negative electrode of the voltage source 105.
  • the DC voltage source 105 is discharged by performing a PWM operation by a combination of control for discharging the DC voltage source 105 and control for causing the DC voltage source 105 to pass through, thereby performing current control.
  • the inverter circuit 100 when the semiconductor switch elements 102a and 103a are turned on and the semiconductor switch elements 101a and 104a are turned off, the DC voltage source 105 is discharged, the semiconductor switch elements 101a and 104a are turned on, the semiconductor switch elements 102a, When 103a is off, the DC voltage source 105 is charged. Further, when the semiconductor switch elements 101a and 103a are on, the semiconductor switch elements 102a and 104a are off, and when the semiconductor switch elements 102a and 104a are on and the semiconductor switch elements 101a and 103a are off, the DC voltage source 105 is passed through. Current flows.
  • the inverter circuit 100 controls the semiconductor switch elements 101a to 104a by such a combination of four types of control, and controls the current Iin by PWM control so that the power factor of the AC power supply 1 becomes approximately (-1).
  • the DC voltage source 105 is charged and discharged by superimposing the output, and the generated voltage on the AC side is superimposed on the voltage Vin that is the output of the AC power supply 1.
  • the semiconductor switch elements 302a and 303a are turned on.
  • the current from the positive electrode of the smoothing capacitor 3 is regenerated to the AC power source 1 via the semiconductor switch element 303a of the converter circuit 300, and further input to the inverter circuit 100 via the reactor 2 from the other terminal of the AC power source 1. From the current returns to the negative electrode of the smoothing capacitor 3 through the semiconductor switch element 302a of the converter circuit 300.
  • the inverter circuit 100 performs a PWM operation by a combination of the above four types of control to charge or charge / discharge the DC voltage source 105 to perform current control.
  • the DC voltage source 105 is charged and discharged with energy from the smoothing capacitor 3 (when boosting), the energy from the DC voltage source 105 is regenerated to the AC power source 1 together with the energy from the smoothing capacitor 3.
  • the semiconductor switch element 302a that becomes a short circuit switch is turned on and the smoothing capacitor 3 is bypassed.
  • the current from the positive electrode in the inverter circuit 100 is regenerated to the AC power source 1 via the semiconductor switch element 302a and the diode 304b of the converter circuit 300, and further input from the other terminal of the AC power source 1 to the inverter circuit 100 via the reactor 2. Return to the negative electrode of the voltage source 105.
  • the DC voltage source 105 is discharged by performing a PWM operation by a combination of control for discharging the DC voltage source 105 and control for causing the DC voltage source 105 to pass through, thereby performing current control.
  • the two semiconductor switch elements 302a and 304a may be turned on as a short-circuit switch in the short-circuit period regardless of whether the voltage Vin is positive or negative, and the other two semiconductor switch elements 301a, 303a may be turned on as a short-circuit switch.
  • the inverter circuit 100 controls and outputs the current Iin so that the input power factor is approximately ( ⁇ 1) while generating a voltage substantially equal to the reverse polarity of the voltage Vin, and the DC voltage source 105 is discharged. Is done.
  • the inverter circuit 100 maintains the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 at the target voltage Vdc * and controls the current Iin so that the input power factor becomes approximately ( ⁇ 1). Output.
  • the DC voltage source 105 is charged.
  • the DC voltage source 105 is discharged. Is done.
  • the short-circuit period may be biased to any one of the phase ranges including the zero-cross phase.
  • the voltage Vsub of the DC voltage source 105 is set to 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1 , ⁇ 1 ⁇ ⁇ ⁇ / 2 at the time of boosting, and 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1 , ⁇ 1 ⁇ ⁇ ⁇ 2 , ⁇ at the time of stepping down.
  • the inverter circuit 100 can perform the above-described desired control with high reliability by setting it to be equal to or larger than a desired generated voltage of the inverter circuit 100 in each phase range of 2 ⁇ ⁇ ⁇ / 2.
  • the smoothing capacitor voltage Vdc which is the output voltage, is Vdc * + ⁇ .
  • Vp is the peak voltage of the voltage Vin.
  • the voltage condition at the time of the regenerative operation of the DC voltage source 105 is the same as that of the first embodiment, that is, by setting the voltage Vsub of the DC voltage source 105 higher by the threshold voltage ⁇ for powering / regeneration at the time of the regenerative operation, The voltage condition during regenerative operation can be satisfied.
  • the control circuit 10 In the output control of the inverter circuit 100, the control circuit 10 generates a current command Iin * so that the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 follows the target voltage Vdc * as in the first embodiment (see FIG. 10). Further, the voltage command 25 is generated so that the current Iin flowing through the inverter circuit 100 follows the current command Iin * , and the output of the inverter circuit 100 is controlled. In this case, the current Iin is controlled so that the power factor of the AC power supply 1 is approximately ( ⁇ 1).
  • FIG. 17 is a control block diagram in the output control of the converter circuit 300 by the control circuit 10 according to this embodiment.
  • the output control of the converter circuit 300 is control for causing the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 to follow the command value Vsub * .
  • the command value Vsub * generation circuit 31 uses the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 as shown in FIGS. 9A and 9B, for example, A command value Vsub * 31a of the voltage Vsub is generated.
  • the power running / regenerative threshold voltage ⁇ is added to the command value Vsub * 31a as the addition voltage 38 only during the regenerative operation.
  • the PI-controlled output 33 is input to the power running / regeneration selection device 40 using the difference 32 between the command value Vsub * 39 after addition and the detected voltage Vsub as a feedback amount.
  • the power running / regenerative selection device 40 also receives a signal 33a obtained by inverting the polarity of the PI-controlled output 33. Based on the power running / regenerative signal 37, the output 33 is selected during the power running operation, and the signal 33a is selected and output during the regenerative operation.
  • the gate signal 12 to each of the semiconductor switch elements 301a to 304a of the converter circuit 300 is generated by the PWM control 34 using the output of the power running / regeneration selection device 40 as a voltage command.
  • a triangular wave (AC power supply synchronous triangular wave) 35 synchronized with a cycle twice the frequency of the AC power supply 1 is used as a carrier wave, and the comparison operation is performed.
  • a gate signal 12 is generated that operates substantially in the center at which the voltage Vin of the AC power supply 1 crosses zero. That is, the short-circuit period in which the AC signals of the converter circuit 300 are short-circuited by the gate signal 12 is also controlled.
  • the control of the power converter has two control modes of the power running mode and the regenerative mode, and the smoothing capacitor 3 has a desired voltage in the power running operation in the normal power running mode.
  • the DC power is output so that the voltage of the smoothing capacitor 3 rises by the power running / regeneration threshold voltage ⁇
  • the power is regenerated to the AC power source by the regeneration operation in the regeneration mode.
  • an inverter for controlling an electric motor is connected to the smoothing capacitor 3
  • the electric power returns to the smoothing capacitor 3 when the electric motor decelerates, and the voltage of the smoothing capacitor 3 increases.
  • the smoothing capacitor 3 can be stably controlled to a desired voltage by regenerating the electric power of the smoothing capacitor 3 to the AC power source 1 in the regenerative operation.
  • the inverter circuit 100 that controls the power factor and controls the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 can significantly reduce the voltage Vsub handled by switching to be lower than the peak voltage of the AC power supply 1, and the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 .
  • the voltage command value Vsub * can be set low, the voltage Vsub can be effectively reduced, and a high voltage is not applied to the inverter circuit 100 for a long time.
  • the voltage command value Vsub * can be set within each settable range for each control of powering and regeneration .
  • the command value Vsub * generation circuit 31 generates the command value Vsub * 31a of the voltage Vsub based on the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3.
  • the voltage command value Vsub * is kept constant within the settable range of the voltage Vsub (see FIG. 8), as shown in FIG.
  • the loss I 2 ⁇ R due to the resistance component R constituting the power conversion device becomes dominant in the entire device, even if the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is lowered, the switching loss caused thereby Since the reduction has little effect on the overall loss, the voltage Vsub is kept constant to facilitate control.
  • control circuit 10 has a function of generating the command value Vsub * 31a of the voltage Vsub based on the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 in the command value Vsub * generation circuit 31, and the output power is If it is large (the input current is large), the voltage command value Vsub * is kept constant without using it.
  • the command value Vsub * generation circuit 31 generates the command value Vsub * 31a of the voltage Vsub based on the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3, but it is set in advance.
  • the command value Vsub * may be changed only in the powering / regenerative control mode type. In this case as well, by setting the voltage command value Vsub * higher in the power running / regenerative threshold voltage ⁇ than in the power running during the regenerative operation, within each settable range during each power running and regenerative control. Voltage command value Vsub * can be set low, and voltage Vsub can be reduced. For this reason, the switching loss of the inverter circuit 100 can be reduced and the applied voltage can be suppressed, so that the reliability of the elements in the circuit is improved.
  • the voltage for increasing the voltage command value Vsub * during the regenerative operation is more effective when it is equivalent to the power running / regenerative threshold voltage ⁇ .
  • even a different voltage can be obtained.
  • the inverter circuit 100 is composed of one single-phase inverter. However, as shown in FIG. 19, the AC sides of a plurality of single-phase inverters 100 and 200 are connected in series.
  • the inverter circuit 110 may be configured.
  • each single-phase inverter 100, 200 includes a plurality of self-extinguishing semiconductor switch elements 101a-104a, 201a such as a plurality of IGBTs in which diodes 101b-104b, 201b-204b are connected in antiparallel.
  • ⁇ 204a and DC voltage sources 105 and 205 are full-bridge inverters.
  • the sum total of the outputs of the single-phase inverters 100 and 200 becomes the output of the inverter circuit 110.
  • the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is made to follow the target voltage so that the power factor from the AC power source 1 approaches 1 in the power running mode and approaches ( ⁇ 1) in the regeneration mode. To control. Then, the voltage generated on the AC side of the inverter circuit 110 is superimposed on the voltage Vin of the AC power supply 1.
  • the voltages Vsub and Vsuba command values Vsub * and Vsuba * of the DC voltage sources 105 and 205 are changed according to the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3.
  • the command values Vsub * and Vsuba * can be set low, the voltages Vsub and Vsuba of the DC voltage sources 105 and 205 can be effectively reduced, and a high voltage is applied to the single-phase inverters 100 and 200 for a long time. There is no. For this reason, the effect similar to the said Embodiment 1 is acquired.
  • the power control mode has a power running and regenerative control mode, and the voltage command values Vsub * and Vsuba * of the DC voltage sources 105 and 205 are set to a predetermined voltage for the power running operation during the regenerative operation. Set higher than.
  • the voltages Vsub and Vsuba of the DC voltage sources 105 and 205 can be further reduced, and the same effect as in the second embodiment can be obtained.
  • it is effective that the voltage components for increasing the voltage command values Vsub * and Vsuba * during regeneration are equivalent to the threshold value ⁇ for powering / regeneration in total.
  • the inverter circuit 110 may be output by gradation control that generates a stepped voltage waveform with the sum of the outputs of a plurality of single-phase inverters, or only a specific single-phase inverter among the plurality of single-phase inverters. PWM control may be performed.
  • FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • a main circuit similar to that of the first embodiment is connected to a DC power supply 5 to obtain a desired DC voltage.
  • the control circuit 10b Based on the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100, the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3, the DC voltage Va of the DC power supply 5, and the current i, the control circuit 10b has a constant voltage Vdc of the smoothing capacitor 3.
  • the gate signals 13 and 14 to the respective semiconductor switch elements 101a to 104a and 301a to 304a in the inverter circuit 100 and the converter circuit 300 are generated so that the target voltage Vdc * is obtained, and the inverter circuit 100 and the converter circuit 300 are output-controlled. To do.
  • the control circuit 10b has a short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit 300 are short-circuited to bypass the smoothing capacitor 3 at a predetermined period, charges the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100, and other than the short-circuit period. Then, the output of the inverter circuit 100 is superimposed on the voltage Va of the DC power supply 5 and output to the smoothing capacitor 3, and the voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is controlled to become the target voltage Vdc * . In this case, an output voltage Vdc obtained by boosting the voltage Va of the DC power supply 5 is obtained.
  • the control circuit 10b has two control modes, a power running mode and a regenerative mode.
  • the voltage conditions of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 will be described below.
  • the voltage Vsub of the DC voltage source 105 charged from the DC power supply 5 must be set lower than the DC voltage Va of the DC power supply 5 and larger than the desired generated voltage of the inverter circuit 100.
  • Vsub ⁇ Va Vsub> Vdc * -Va It is necessary to satisfy the following two conditions.
  • the settable range of the voltage Vsub of the DC voltage source 105 of the inverter circuit 100 is as shown in FIG.
  • the voltage Vsub is desirably a low value, and the command value Vsub * is determined so that the voltage Vsub becomes a low value in accordance with the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3 within the settable range of the voltage Vsub.
  • the voltage command value Vsub * is set higher by the power running / regenerative threshold voltage ⁇ . In this case, the command value Vsub * is continuously changed. However, as shown in FIG. 9B of the first embodiment, the command value Vsub * may be switched with a plurality of command values. good.
  • FIG. 22 is a control block diagram in the output control of the inverter circuit 100 by the control circuit 10b.
  • the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 is maintained at the target voltage Vdc * .
  • the difference 21a between the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 3 and the target voltage Vdc * is used as a feedback amount, and the PI-controlled output is defined as a current command i * .
  • the difference 24a between the current command i * and the detected current i is used as a feedback amount, and the PI-controlled output is set as a voltage command 25a that becomes a target value of the generated voltage of the inverter circuit 100.
  • the control was synchronized at the time of switching between the control of the short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit 300 are short-circuited and the control to conduct between the AC terminals of the converter circuit 300 and the smoothing capacitor 3, that is, the control outside the short-circuit period.
  • the feedforward correction voltage ⁇ V is added to correct the voltage command 25a.
  • the gate signal 13 to each of the semiconductor switch elements 101a to 104a of the inverter circuit 100 is generated by PWM control, and the inverter circuit 100 To work.
  • FIG. 23 is a control block diagram in the output control of the converter circuit 300 by the control circuit 10.
  • the command value Vsub * generation circuit 31 generates a command value Vsub * 31a for the voltage Vsub based on the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 3, for example, as shown in FIG.
  • the power running / regenerative threshold voltage ⁇ is added to the command value Vsub * 31a as the addition voltage 38 only during the regenerative operation.
  • the PI-controlled output 33 is input to the power running / regeneration selection device 40 using the difference 32 between the command value Vsub * 39 after addition and the detected voltage Vsub as a feedback amount.
  • the power running / regenerative selection device 40 also receives a signal 33a obtained by inverting the polarity of the PI-controlled output 33. Based on the power running / regenerative signal 37, the output 33 is selected during the power running operation, and the signal 33a is selected and output during the regenerative operation.
  • the gate signal 14 to each of the semiconductor switch elements 301a to 304a of the converter circuit 300 is generated by the PWM control 34 using the output of the power running / regeneration selection device 40 as a voltage command.
  • a triangular wave 35 a generated at an arbitrary cycle that is a cycle of a short-circuit period is used for a comparison operation, and a gate signal 14 is generated based on the power running / regenerative signal 37 using the comparison operation signal. That is, the short-circuit period in which the AC signals of the converter circuit 300 are short-circuited by the gate signal 14 is also controlled.
  • the command value Vsub * of the DC voltage source 105 can be set low and the voltage Vsub of the DC voltage source 105 can be set. Can be effectively reduced, and a high voltage is not applied to the inverter circuit 100 for a long time. Also, it has a power running and regenerative control mode, and the voltage command value Vsub * of the DC voltage source 105 is set higher by a predetermined voltage than that during the power running operation during the regenerative operation. Further reduction can be achieved. For this reason, as in the first and second embodiments, a power conversion device can be obtained in which the switching loss of the inverter circuit 100 is reduced and the reliability of the elements is improved.

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Abstract

　単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路(１００)を交流電源(１)に直列接続し、その後段に半導体スイッチ素子(１０１ａ～１０４ａ)によるコンバータ回路(３００)を介して平滑コンデンサ(３)を接続する。制御回路(１０)は、１周期内に平滑コンデンサ(３)をバイパスさせる短絡期間を設けてコンバータ回路(３００)を制御し、平滑コンデンサ(３)の電圧が目標電圧となるように電流指令を用いて交流電源(１)の力率を改善するようにインバータ回路(１００)を制御する。そして平滑コンデンサ(３)の目標電圧に応じてインバータ回路(１００)の直流電圧指令値を変化させて、該直流電圧が指令値に追従するように上記短絡期間を制御して、インバータ回路(１００)の直流電圧の低減を図る。

Description

電力変換装置
　この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
　従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９－０９５１６０号公報
　このような電力変換装置では、平滑コンデンサに所望の直流電圧が出力できるようにインバータ回路の直流電圧源の電圧が設定され、通常は、少し余裕を加えて高めに設定される。このため、インバータ回路に要求される電圧レベルが低下しても、直流電圧源の比較的高い電圧がインバータ回路に長時間印加され、スイッチング損失の低減が困難であり、また、インバータ回路内の素子の信頼性向上を図る妨げにもなっていた。
　この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路のスイッチング損失低減と素子の信頼性向上とを図り、電力変換効率が高く信頼性の向上した電力変換装置を得る事を目的とする。
　この発明に係る第１の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を、上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御するものである。
　またこの発明に係る第２の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するものである。
　上記第１の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧を、平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変としたため、上記直流電圧源の電圧を、インバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。
　また上記第２の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を、回生モードの時に力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するため、上記直流電圧源の電圧を、力行／回生の制御モードに応じてインバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の昇圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の降圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１によるインバータ回路の直流電圧源の電圧範囲を示す図である。 この発明の実施の形態１によるインバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を示す図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の昇圧／降圧の切り替えによる動作の変化を説明する図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態２による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２の別例によるインバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４によるインバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を示す図である。 この発明の実施の形態４による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
　図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
　主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
　インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオード１０１ｂ～１０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
　コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ～３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
　インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
　なお、半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａ、３０１ａ～３０４ａはＩＧＢＴ以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。
　また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
　制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ９の電圧Vdcが設定された目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａ、３０１ａ～３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
　平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
　このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２～図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を降圧と称す。また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊に制御されている状態を示す。
　交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
　交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
　インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ～１０４ｂに電流を流しても良い。
　図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
　交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間と称す）では、図３に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
　次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
　インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
　図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
　短絡期間では、図５に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
　なお、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ～３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
　このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間において電圧（－Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π－θ１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧である（Vdc＊－Vin）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。
　また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間において電圧（－Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π－θ２≦θ＜π－θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊－Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π－θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin－Vdc＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
　以上のように力行動作では、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間でのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は充電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
　なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
　次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について説明する。
　直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊－Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp－Vdc＊）＜Vsub 
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
　このように直流電圧源１０５の電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
　また、短絡期間の位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Vdc＊＜Vpの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Ipは電流Iinのピーク電流である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、
　Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となり、Vdc＊の下限値はθ１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
　また、交流電源１のピーク電圧Vpが一定の場合、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubは交流電源１のピーク電圧Vp以下である。
　これらのことより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図８に示すようになる。
　この実施の形態では、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて、直流電圧源１０５の電圧Vsubの指令値Vsub＊を変化させ、電圧Vsubが指令値Vsub＊に追従するように制御する。
　なお、電圧Vsubが指令値Vsub＊に追従する制御については後述する。
　図９は電圧Vsubの指令値Vsub＊を示すもので、図９（ａ）は、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示す。図９（ｂ）は、複数の指令値Vsub＊－ａ、Vsub＊－ｂ、Vsub＊－ｃを有して切り替えるものを示す。なお、各指令値にヒステリシス幅を設けることで切り替え頻度を抑制することができ、制御が安定する。電圧Vsubの設定可能範囲の中で、電圧Vsubは低い値が望ましく、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。
　図８から分かるように、電圧Vsubの設定可能範囲の下限値は、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて変化する。仮に電圧Vsubを一定に制御すると、平滑コンデンサ３の取り得る目標電圧Vdc＊の全てに対して設定可能範囲の下限値以上である必要がある。
　この実施の形態では、直流電圧源１０５の電圧Vsubを可変として、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を変化させるため、平滑コンデンサ３の各目標電圧Vdc＊に対して、指令値Vsub＊を低く設定でき電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路１００を構成する半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａのスイッチング損失を低減できる。また、インバータ回路１００は、高い電圧が不要に長い時間印加されることがなくなり、インバータ回路１００を構成する素子１０１ａ～１０４ａ、１０１ｂ～１０４ｂの信頼性が向上する。
　次に、インバータ回路１００の制御の詳細について図１０に基づいて以下に説明する。　図１０は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。　まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６（上記切り替え時以外は補正前電圧指令２５）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
　次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御について図１１に基づいて以下に説明する。図１１は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
　まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、指令値Vsub＊３１ａと検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
　電力変換装置の出力電圧指令値である平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を低下させて、昇圧から降圧に動作を切り換えた場合の例を、図１２に基づいて説明する。
　図に示すように、平滑コンデンサ３の目標電圧がVdc＊－ｘ（＞Vp）からVdc＊－ｙ（＜Vp）に低下すると、制御回路１０では、これに応じて指令値Vsub＊生成回路３１にて、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧指令値を、指令値Vsub＊－ｘからVsub＊－ｙに変化させる。そして、上述したように、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値に追従させ、かつ電流制御により力率を改善させるようにインバータ回路１００、コンバータ回路３００は出力制御される。これにより、短絡期間も短く変化し、ゼロクロス位相からの位相範囲はθ１－ｘからθ１－ｙに変わる。
　なお、直流電圧源１０５の電圧指令値の切り替えのタイミングは、交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相で行う。これにより、電流波形が不連続になることが防止できる。
　この実施の形態では、上述したような電流指令を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧指令値Vsub＊を変化させることで、電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。
　なお、この実施の形態では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路３００は、直流母線間に並列接続される２つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを、ダイオードのみとしても良い。
実施の形態２．
　上記実施の形態１では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態では、制御回路１０は、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生モードにて交流電源に電力を回生する。
　なお、回路構成は図１と同様であり、力行モードでの動作および制御は上記実施の形態１で示した力行動作の場合と同様である。
　図１３～図１６は、回生モードでの回生動作における電流経路図を示す。平滑コンデンサ３の目標電圧をVdc＊としたとき、制御回路１０では、電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替える。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
　まず交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
　インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（－１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ～１０４ｂに電流を流しても良い。
　図１３に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
　交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間では、図１４に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
　次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
　インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（－１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
　図１５に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
　交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間では、図１６に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
　なお、コンバータ回路３００では、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
　以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡期間でのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（－１）になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は放電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（－１）になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は放電される。
　なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
　次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の回生動作時の電圧条件について説明する。
　直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。回生動作時には、出力電圧である平滑コンデンサの電圧VdcがVdc＊＋αであるため、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊＋α－Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp－（Vdc＊＋α））＜Vsub
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
　直流電圧源１０５の回生動作時の電圧条件は上記実施の形態１と同様であり、即ち、直流電圧源１０５の電圧Vsubを、回生動作時に力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、回生動作時の電圧条件を満たすことができる。
　インバータ回路１００の出力制御では、制御回路１０は上記実施の形態１と同様に（図１０参照）、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従するように電流指令Iin＊を生成し、またインバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin＊に追従するように電圧指令２５を生成してインバータ回路１００を出力制御する。この場合、交流電源１の力率が概（－１）になるように電流Iinは制御される。
　図１７は、この実施の形態による制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。このコンバータ回路３００の出力制御は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御である。
　まず上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性と力行・回生信号３７に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
　以上のように、この実施の形態では、電力変換装置の制御において、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、通常時の力行モードでの力行動作では平滑コンデンサ３が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ３の電圧が力行／回生の閾値電圧α分上昇すると回生モードでの回生動作にて交流電源に電力を回生する。平滑コンデンサ３に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ３に戻り、平滑コンデンサ３の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ３の電圧が上昇しても、回生動作にて平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ３は所望の電圧に安定的に制御することができる。
　また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧指令値Vsub＊を変化させることで、電圧指令値Vsub＊を低く設定できて電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で、電圧指令値Vsub＊を低く設定でき、電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、インバータ回路１００のスイッチング損失がさらに低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性がさらに向上する。
　なお、上記実施の形態１、２では、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成するものとしたが、電力変換装置の出力電力が大きい（入力電流が多い）場合などは、図１８に示すように、電圧Vsubの設定可能範囲（図８参照）の中で電圧指令値Vsub＊を一定にする。この場合、電力変換装置を構成する抵抗成分Ｒによる損失Ｉ２・Ｒが装置全体の中で支配的となるため、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを下げても、それによるスイッチング損失低減が全体の損失に対してほとんど影響を及ぼさなくなるため、電圧Vsubを一定にして制御を容易にする。この場合も、制御回路１０は、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する機能を有し、出力電力が大きい（入力電流が多い）場合にはそれを用いずに電圧指令値Vsub＊を一定にする。
　また、上記実施の形態２では、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成するものとしたが、予め設定された指令値Vsub＊を、力行／回生の制御モードの種別でのみ変化させても良い。この場合も、回生動作時に力行動作時よりも電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で電圧指令値Vsub＊を低く設定でき、電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路１００のスイッチング損失が低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性が向上する。
　また、回生動作時に電圧指令値Vsub＊を高くする電圧は、力行／回生の閾値電圧α分と同等の場合により効果的であるが、異なるものでも効果が得られる。
実施の形態３．
　上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図１９に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ～１０４ｂ、２０１ｂ～２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａ、２０１ａ～２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。
　制御回路１０ａは、各単相インバータ１００、２００の直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態１と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源１からの力率を力行モードでは１に、回生モードでは（－１）に近づくように制御する。そして、インバータ回路１１０の交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。
　この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaの指令値Vsub＊、Vsuba＊を変化させることで、指令値Vsub＊、Vsuba＊を低く設定できて各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaを効果的に低減でき、各単相インバータ１００、２００に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
　また、上記実施の形態２と同様に、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、各直流電圧源１０５、２０５の電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定する。これにより各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaをさらに低減でき上記実施の形態２と同様の効果が得られる。このとき、電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を回生時に高くする電圧分は、合計で力行／回生の閾値電圧α分と同等とすると効果的である。
　なお、インバータ回路１１０は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。
実施の形態４．
　次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。図２０はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。
　図２０に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路を直流電源５に接続して所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａ、３０１ａ～３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
　制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間を所定の周期で有して、インバータ回路１００の直流電圧源１０５を充電し、上記短絡期間以外では、直流電源５の電圧Vaにインバータ回路１００の出力を重畳して平滑コンデンサ３に出力し、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊になるように制御する。この場合、直流電源５の電圧Vaを昇圧した出力電圧Vdcを得る。
　また、上記実施の形態２と同様に、制御回路１０ｂは力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替えて直流電源５に電力を回生する。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
　なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、２で示したものと同様である。
　インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について以下に説明する。
　直流電源５から充電される直流電圧源１０５の電圧Vsubは、直流電源５の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要があり、
Vsub＜Va
Vsub＞Vdc＊－Va
の２つの条件を満たす必要がある。
　これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図２１に示すようになる。電圧Vsubは低い値が望ましく、電圧Vsubの設定可能範囲の中で、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定する。
　なお、この場合、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示したが、上記実施の形態１の図９（ｂ）で示したように、複数の指令値を有して切り替えても良い。
　次に、インバータ回路１００の制御について図２２に基づいて以下に説明する。
　図２２は、制御回路１０ｂによるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持する。
　まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を電流指令ｉ＊とする。そして、電流指令ｉ＊と検出された電流ｉとの差２４ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５ａとする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５ａを補正する。そして、補正後の電圧指令２６ａ（上記切り替え時以外は補正前電圧指令２５ａ）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ～１０４ａへのゲート信号１３を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
　次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御について図２３に基づいて以下に説明する。図２３は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
　まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図２１に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ～３０４ａへのゲート信号１４を生成する。このＰＷＭ制御３４では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波３５ａをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号３７に基づいてゲート信号１４を生成する。即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
　この実施の形態においても、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を変化させることで、指令値Vsub＊を低く設定できて直流電圧源１０５の電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。また、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定するため、直流電圧源１０５の電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態１、２と同様に、インバータ回路１００のスイッチング損失を低減し、また素子の信頼性の向上した電力変換装置が得られる。

Claims (19)

  1. 　複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
    　直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
    　上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
    　上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
    　上記制御回路は、
    　　上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を、上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する電力変換装置。
  2. 　上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記平滑コンデンサの目標電圧の電圧に応じて決定し、該直流電圧源の電圧が決定された該電圧指令値に追従するように上記短絡期間を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　上記制御回路は、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替え、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する上記請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　上記制御回路は、上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電する上記請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定する請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を含む位相範囲に設定し、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を制御する請求項１または２に記載の電力変換装置。
  7. 　上記制御回路は、予め設定された複数の数値を切り替えて上記直流電圧源の電圧指令値に用いる請求項１または２に記載の電力変換装置。
  8. 　上記電源は交流電源であり、上記直流電圧源の電圧指令値を切り替えるタイミングは上記交流電源の電圧位相がゼロクロス点である請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　上記電源は直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定される請求項１または２に記載の電力変換装置。
  10. 　上記コンバータ回路は、それぞれダイオードと上記スイッチとしての短絡スイッチとを直列接続した２個の直列回路を上記直流母線間に並列接続して構成される請求項１または２に記載の電力変換装置。
  11. 　上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１または２に記載の電力変換装置。
  12. 　複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
    　直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
    　上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
    　上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
    　上記制御回路は、
    　　上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定する電力変換装置。
  13. 　上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が上記電圧指令値に追従するように上記短絡期間を制御する請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 　上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を含む位相範囲に設定し、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を制御する請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
  15. 　上記制御回路は、予め設定された複数の数値を切り替えて上記直流電圧源の電圧指令値に用いる請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
  16. 　上記電源は交流電源であり、上記直流電圧源の電圧指令値を切り替えるタイミングは上記交流電源の電圧位相がゼロクロス点である請求項１５に記載の電力変換装置。
  17. 　上記電源は直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定する請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
  18. 　上記コンバータ回路は、それぞれダイオードと上記スイッチとしての短絡スイッチとを直列接続した２個の直列回路を上記直流母線間に並列接続して構成される請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
  19. 　上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
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