JPWO2011128942A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路（１００）を交流電源（１）に直列接続し、その後段に半導体スイッチ素子（１０１ａ〜１０４ａ）によるコンバータ回路（３００）を介して平滑コンデンサ（３）を接続する。制御回路（１０）は、１周期内に平滑コンデンサ（３）をバイパスさせる短絡期間を設けてコンバータ回路（３００）を制御し、平滑コンデンサ（３）の電圧が目標電圧となるように電流指令を用いて交流電源（１）の力率を改善するようにインバータ回路（１００）を制御する。そして平滑コンデンサ（３）の目標電圧に応じてインバータ回路（１００）の直流電圧指令値を変化させて、該直流電圧が指令値に追従するように上記短絡期間を制御して、インバータ回路（１００）の直流電圧の低減を図る。
Description
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる（例えば、特許文献１参照）。
このような電力変換装置では、平滑コンデンサに所望の直流電圧が出力できるようにインバータ回路の直流電圧源の電圧が設定され、通常は、少し余裕を加えて高めに設定される。このため、インバータ回路に要求される電圧レベルが低下しても、直流電圧源の比較的高い電圧がインバータ回路に長時間印加され、スイッチング損失の低減が困難であり、また、インバータ回路内の素子の信頼性向上を図る妨げにもなっていた。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路のスイッチング損失低減と素子の信頼性向上とを図り、電力変換効率が高く信頼性の向上した電力変換装置を得る事を目的とする。
この発明に係る第１の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を、上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御するものである。
またこの発明に係る第２の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するものである。
上記第１の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧を、平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変としたため、上記直流電圧源の電圧を、インバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。
また上記第２の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を、回生モードの時に力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するため、上記直流電圧源の電圧を、力行／回生の制御モードに応じてインバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａはＩＧＢＴ以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ９の電圧Vdcが設定された目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２〜図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を降圧と称す。また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊に制御されている状態を示す。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間と称す）では、図３に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間と称す）では、図３に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
短絡期間では、図５に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
短絡期間では、図５に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
なお、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間において電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π−θ１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧である（Vdc＊−Vin）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間において電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間において電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
以上のように力行動作では、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間でのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は充電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について説明する。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊−Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp−Vdc＊）＜Vsub
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
このように直流電圧源１０５の電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊−Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp−Vdc＊）＜Vsub
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
このように直流電圧源１０５の電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
また、短絡期間の位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Vdc＊＜Vpの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Ipは電流Iinのピーク電流である。
ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となり、Vdc＊の下限値はθ１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
また、交流電源１のピーク電圧Vpが一定の場合、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubは交流電源１のピーク電圧Vp以下である。
これらのことより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図８に示すようになる。
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となり、Vdc＊の下限値はθ１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
また、交流電源１のピーク電圧Vpが一定の場合、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubは交流電源１のピーク電圧Vp以下である。
これらのことより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図８に示すようになる。
この実施の形態では、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて、直流電圧源１０５の電圧Vsubの指令値Vsub＊を変化させ、電圧Vsubが指令値Vsub＊に追従するように制御する。
なお、電圧Vsubが指令値Vsub＊に追従する制御については後述する。
図９は電圧Vsubの指令値Vsub＊を示すもので、図９（ａ）は、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示す。図９（ｂ）は、複数の指令値Vsub＊−ａ、Vsub＊−ｂ、Vsub＊−ｃを有して切り替えるものを示す。なお、各指令値にヒステリシス幅を設けることで切り替え頻度を抑制することができ、制御が安定する。電圧Vsubの設定可能範囲の中で、電圧Vsubは低い値が望ましく、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。
なお、電圧Vsubが指令値Vsub＊に追従する制御については後述する。
図９は電圧Vsubの指令値Vsub＊を示すもので、図９（ａ）は、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示す。図９（ｂ）は、複数の指令値Vsub＊−ａ、Vsub＊−ｂ、Vsub＊−ｃを有して切り替えるものを示す。なお、各指令値にヒステリシス幅を設けることで切り替え頻度を抑制することができ、制御が安定する。電圧Vsubの設定可能範囲の中で、電圧Vsubは低い値が望ましく、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。
図８から分かるように、電圧Vsubの設定可能範囲の下限値は、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて変化する。仮に電圧Vsubを一定に制御すると、平滑コンデンサ３の取り得る目標電圧Vdc＊の全てに対して設定可能範囲の下限値以上である必要がある。
この実施の形態では、直流電圧源１０５の電圧Vsubを可変として、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を変化させるため、平滑コンデンサ３の各目標電圧Vdc＊に対して、指令値Vsub＊を低く設定でき電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路１００を構成する半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａのスイッチング損失を低減できる。また、インバータ回路１００は、高い電圧が不要に長い時間印加されることがなくなり、インバータ回路１００を構成する素子１０１ａ〜１０４ａ、１０１ｂ〜１０４ｂの信頼性が向上する。
この実施の形態では、直流電圧源１０５の電圧Vsubを可変として、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を変化させるため、平滑コンデンサ３の各目標電圧Vdc＊に対して、指令値Vsub＊を低く設定でき電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路１００を構成する半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａのスイッチング損失を低減できる。また、インバータ回路１００は、高い電圧が不要に長い時間印加されることがなくなり、インバータ回路１００を構成する素子１０１ａ〜１０４ａ、１０１ｂ〜１０４ｂの信頼性が向上する。
次に、インバータ回路１００の制御の詳細について図１０に基づいて以下に説明する。 図１０は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。 まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６（上記切り替え時以外は補正前電圧指令２５）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御について図１１に基づいて以下に説明する。図１１は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、指令値Vsub＊３１ａと検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、指令値Vsub＊３１ａと検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
電力変換装置の出力電圧指令値である平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を低下させて、昇圧から降圧に動作を切り換えた場合の例を、図１２に基づいて説明する。
図に示すように、平滑コンデンサ３の目標電圧がVdc＊−ｘ（＞Vp）からVdc＊−ｙ（＜Vp）に低下すると、制御回路１０では、これに応じて指令値Vsub＊生成回路３１にて、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧指令値を、指令値Vsub＊−ｘからVsub＊−ｙに変化させる。そして、上述したように、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値に追従させ、かつ電流制御により力率を改善させるようにインバータ回路１００、コンバータ回路３００は出力制御される。これにより、短絡期間も短く変化し、ゼロクロス位相からの位相範囲はθ１−ｘからθ１−ｙに変わる。
図に示すように、平滑コンデンサ３の目標電圧がVdc＊−ｘ（＞Vp）からVdc＊−ｙ（＜Vp）に低下すると、制御回路１０では、これに応じて指令値Vsub＊生成回路３１にて、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧指令値を、指令値Vsub＊−ｘからVsub＊−ｙに変化させる。そして、上述したように、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値に追従させ、かつ電流制御により力率を改善させるようにインバータ回路１００、コンバータ回路３００は出力制御される。これにより、短絡期間も短く変化し、ゼロクロス位相からの位相範囲はθ１−ｘからθ１−ｙに変わる。
なお、直流電圧源１０５の電圧指令値の切り替えのタイミングは、交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相で行う。これにより、電流波形が不連続になることが防止できる。
この実施の形態では、上述したような電流指令を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧指令値Vsub＊を変化させることで、電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。
なお、この実施の形態では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路３００は、直流母線間に並列接続される２つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを、ダイオードのみとしても良い。
実施の形態２．
上記実施の形態１では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態では、制御回路１０は、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生モードにて交流電源に電力を回生する。
なお、回路構成は図１と同様であり、力行モードでの動作および制御は上記実施の形態１で示した力行動作の場合と同様である。
図１３〜図１６は、回生モードでの回生動作における電流経路図を示す。平滑コンデンサ３の目標電圧をVdc＊としたとき、制御回路１０では、電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替える。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
上記実施の形態１では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態では、制御回路１０は、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生モードにて交流電源に電力を回生する。
なお、回路構成は図１と同様であり、力行モードでの動作および制御は上記実施の形態１で示した力行動作の場合と同様である。
図１３〜図１６は、回生モードでの回生動作における電流経路図を示す。平滑コンデンサ３の目標電圧をVdc＊としたとき、制御回路１０では、電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替える。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
まず交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図１３に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間では、図１４に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
図１５に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間では、図１６に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
なお、コンバータ回路３００では、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡期間でのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は放電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は放電される。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の回生動作時の電圧条件について説明する。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。回生動作時には、出力電圧である平滑コンデンサの電圧VdcがVdc＊＋αであるため、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊＋α−Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp−（Vdc＊＋α））＜Vsub
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
直流電圧源１０５の回生動作時の電圧条件は上記実施の形態１と同様であり、即ち、直流電圧源１０５の電圧Vsubを、回生動作時に力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、回生動作時の電圧条件を満たすことができる。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。回生動作時には、出力電圧である平滑コンデンサの電圧VdcがVdc＊＋αであるため、
Ａ：Vp・sinθ１＜Vsub
Ｂ：（Vdc＊＋α−Vp・sinθ１）＜Vsub
Ｃ：（Vp−（Vdc＊＋α））＜Vsub
の３条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
直流電圧源１０５の回生動作時の電圧条件は上記実施の形態１と同様であり、即ち、直流電圧源１０５の電圧Vsubを、回生動作時に力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、回生動作時の電圧条件を満たすことができる。
インバータ回路１００の出力制御では、制御回路１０は上記実施の形態１と同様に（図１０参照）、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従するように電流指令Iin＊を生成し、またインバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin＊に追従するように電圧指令２５を生成してインバータ回路１００を出力制御する。この場合、交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Iinは制御される。
図１７は、この実施の形態による制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。このコンバータ回路３００の出力制御は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御である。
まず上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性と力行・回生信号３７に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
まず上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性と力行・回生信号３７に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
以上のように、この実施の形態では、電力変換装置の制御において、力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、通常時の力行モードでの力行動作では平滑コンデンサ３が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ３の電圧が力行／回生の閾値電圧α分上昇すると回生モードでの回生動作にて交流電源に電力を回生する。平滑コンデンサ３に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ３に戻り、平滑コンデンサ３の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ３の電圧が上昇しても、回生動作にて平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ３は所望の電圧に安定的に制御することができる。
また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧指令値Vsub＊を変化させることで、電圧指令値Vsub＊を低く設定できて電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で、電圧指令値Vsub＊を低く設定でき、電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、インバータ回路１００のスイッチング損失がさらに低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性がさらに向上する。
なお、上記実施の形態１、２では、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成するものとしたが、電力変換装置の出力電力が大きい（入力電流が多い）場合などは、図１８に示すように、電圧Vsubの設定可能範囲（図８参照）の中で電圧指令値Vsub＊を一定にする。この場合、電力変換装置を構成する抵抗成分Ｒによる損失Ｉ２・Ｒが装置全体の中で支配的となるため、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを下げても、それによるスイッチング損失低減が全体の損失に対してほとんど影響を及ぼさなくなるため、電圧Vsubを一定にして制御を容易にする。この場合も、制御回路１０は、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する機能を有し、出力電力が大きい（入力電流が多い）場合にはそれを用いずに電圧指令値Vsub＊を一定にする。
また、上記実施の形態２では、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成するものとしたが、予め設定された指令値Vsub＊を、力行／回生の制御モードの種別でのみ変化させても良い。この場合も、回生動作時に力行動作時よりも電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で電圧指令値Vsub＊を低く設定でき、電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路１００のスイッチング損失が低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性が向上する。
また、回生動作時に電圧指令値Vsub＊を高くする電圧は、力行／回生の閾値電圧α分と同等の場合により効果的であるが、異なるものでも効果が得られる。
実施の形態３．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図１９に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂ、２０１ｂ〜２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、２０１ａ〜２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。
制御回路１０ａは、各単相インバータ１００、２００の直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態１と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源１からの力率を力行モードでは１に、回生モードでは（−１）に近づくように制御する。そして、インバータ回路１１０の交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。
上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図１９に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂ、２０１ｂ〜２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、２０１ａ〜２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。
制御回路１０ａは、各単相インバータ１００、２００の直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態１と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源１からの力率を力行モードでは１に、回生モードでは（−１）に近づくように制御する。そして、インバータ回路１１０の交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaの指令値Vsub＊、Vsuba＊を変化させることで、指令値Vsub＊、Vsuba＊を低く設定できて各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaを効果的に低減でき、各単相インバータ１００、２００に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、上記実施の形態２と同様に、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、各直流電圧源１０５、２０５の電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定する。これにより各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaをさらに低減でき上記実施の形態２と同様の効果が得られる。このとき、電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を回生時に高くする電圧分は、合計で力行／回生の閾値電圧α分と同等とすると効果的である。
また、上記実施の形態２と同様に、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、各直流電圧源１０５、２０５の電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定する。これにより各直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaをさらに低減でき上記実施の形態２と同様の効果が得られる。このとき、電圧指令値Vsub＊、Vsuba＊を回生時に高くする電圧分は、合計で力行／回生の閾値電圧α分と同等とすると効果的である。
なお、インバータ回路１１０は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。図２０はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。
図２０に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路を直流電源５に接続して所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。図２０はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。
図２０に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路を直流電源５に接続して所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間を所定の周期で有して、インバータ回路１００の直流電圧源１０５を充電し、上記短絡期間以外では、直流電源５の電圧Vaにインバータ回路１００の出力を重畳して平滑コンデンサ３に出力し、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊になるように制御する。この場合、直流電源５の電圧Vaを昇圧した出力電圧Vdcを得る。
また、上記実施の形態２と同様に、制御回路１０ｂは力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替えて直流電源５に電力を回生する。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、２で示したものと同様である。
また、上記実施の形態２と同様に、制御回路１０ｂは力行モードと回生モードとの２種の制御モードを備え、平滑コンデンサ３の電圧VdcがVdc＊＋αを超えると力行モードから回生モードに切り替えて直流電源５に電力を回生する。この電圧値αを力行／回生の閾値電圧と称す。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、２で示したものと同様である。
インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について以下に説明する。
直流電源５から充電される直流電圧源１０５の電圧Vsubは、直流電源５の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要があり、
Vsub＜Va
Vsub＞Vdc＊−Va
の２つの条件を満たす必要がある。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図２１に示すようになる。電圧Vsubは低い値が望ましく、電圧Vsubの設定可能範囲の中で、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定する。
なお、この場合、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示したが、上記実施の形態１の図９（ｂ）で示したように、複数の指令値を有して切り替えても良い。
直流電源５から充電される直流電圧源１０５の電圧Vsubは、直流電源５の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要があり、
Vsub＜Va
Vsub＞Vdc＊−Va
の２つの条件を満たす必要がある。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図２１に示すようになる。電圧Vsubは低い値が望ましく、電圧Vsubの設定可能範囲の中で、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub＊を決定する。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub＊を力行／回生の閾値電圧α分高く設定する。
なお、この場合、指令値Vsub＊を連続して変化させたものを示したが、上記実施の形態１の図９（ｂ）で示したように、複数の指令値を有して切り替えても良い。
次に、インバータ回路１００の制御について図２２に基づいて以下に説明する。
図２２は、制御回路１０ｂによるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持する。
まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を電流指令ｉ＊とする。そして、電流指令ｉ＊と検出された電流ｉとの差２４ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５ａとする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５ａを補正する。そして、補正後の電圧指令２６ａ（上記切り替え時以外は補正前電圧指令２５ａ）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１３を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
図２２は、制御回路１０ｂによるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持する。
まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を電流指令ｉ＊とする。そして、電流指令ｉ＊と検出された電流ｉとの差２４ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５ａとする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５ａを補正する。そして、補正後の電圧指令２６ａ（上記切り替え時以外は補正前電圧指令２５ａ）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１３を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる制御について図２３に基づいて以下に説明する。図２３は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図２１に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１４を生成する。このＰＷＭ制御３４では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波３５ａをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号３７に基づいてゲート信号１４を生成する。即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
まず、指令値Vsub＊生成回路３１にて、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に基づいて、例えば図２１に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub＊３１ａを生成する。次に、力行・回生信号３７に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub＊３１ａに力行／回生の閾値電圧αを加算電圧３８として加算する。そして、加算後の指令値Vsub＊３９と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１４を生成する。このＰＷＭ制御３４では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波３５ａをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号３７に基づいてゲート信号１４を生成する。即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。
この実施の形態においても、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に応じて直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を変化させることで、指令値Vsub＊を低く設定できて直流電圧源１０５の電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路１００に高い電圧を長時間印加させることがない。また、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、直流電圧源１０５の電圧指令値Vsub＊を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定するため、直流電圧源１０５の電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態１、２と同様に、インバータ回路１００のスイッチング損失を低減し、また素子の信頼性の向上した電力変換装置が得られる。
この発明に係る第１の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に、予め設定された複数の数値を上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて切り替えて用いることにより、上記直流電圧源の電圧を可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御するものである。
またこの発明に係る第２の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に予め設定された複数の数値を切り替えて用い、該電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するものである。
Claims (19)
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を、上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する電力変換装置。 - 上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記平滑コンデンサの目標電圧の電圧に応じて決定し、該直流電圧源の電圧が決定された該電圧指令値に追従するように上記短絡期間を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記平滑コンデンサの電圧に応じて上記力行モードと上記回生モードとを切り替え、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記制御モードに応じて上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する上記請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記力行モードでは充電し、上記回生モードでは放電する上記請求項３に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定する請求項３に記載の電力変換装置。
- 上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を含む位相範囲に設定し、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を制御する請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、予め設定された複数の数値を切り替えて上記直流電圧源の電圧指令値に用いる請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 上記電源は交流電源であり、上記直流電圧源の電圧指令値を切り替えるタイミングは上記交流電源の電圧位相がゼロクロス点である請求項７に記載の電力変換装置。
- 上記電源は直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定される請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 上記コンバータ回路は、それぞれダイオードと上記スイッチとしての短絡スイッチとを直列接続した２個の直列回路を上記直流母線間に並列接続して構成される請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの２種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定する電力変換装置。 - 上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が上記電圧指令値に追従するように上記短絡期間を制御する請求項１２に記載の電力変換装置。
- 上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を上記交流電源の電圧のゼロクロス位相を含む位相範囲に設定し、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を制御する請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、予め設定された複数の数値を切り替えて上記直流電圧源の電圧指令値に用いる請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
- 上記電源は交流電源であり、上記直流電圧源の電圧指令値を切り替えるタイミングは上記交流電源の電圧位相がゼロクロス点である請求項１５に記載の電力変換装置。
- 上記電源は直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定する請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
- 上記コンバータ回路は、それぞれダイオードと上記スイッチとしての短絡スイッチとを直列接続した２個の直列回路を上記直流母線間に並列接続して構成される請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
- 上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
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