JP4069420B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とからなる電力変換装置において、前記インバータ回路を動作させて負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路の動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う電力変換装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電力変換装置は、例えば、オゾン発生用の放電管の電源として使用され、一般にパルス密度変調式インバータと称されている。また、この電力変換装置に電力を供給する交流電源としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減する制御方法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
上記特許文献１を含む従来の前記電力変換装置について、図面を参照しつつ、以下に説明する。
【０００４】
図１０は前記電力変換装置の従来例を示す回路構成図であり、１は電力系統などの三相交流電源、２は電力変換装置、３は電力変換装置２の負荷としての例えばオゾン発生用の放電管である。
【０００５】
この電力変換装置２には図示の如くダイオードを三相ブリッジ接続してなる整流回路１１と、整流回路１１の整流電圧を平滑するコンデンサ１２と、コンデンサ１２の両端電圧が入力され、この両端電圧を所望の交流電圧に変換するために図示の如くＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路１３ａ〜１３ｄを単相ブリッジ接続してなるインバータ回路１３と、制御装置２０とを備えている。
【０００６】
図１０に示した電力変換装置２の動作と制御装置２０の構成要素の動作を、図１１に示す動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【０００７】
この電力変換装置２の負荷としての放電管３に対する放電電圧を維持しつつ、放電管３に供給する電力を所望の値にするために、図１１に示す方形波状の高周波の交流電圧（ｖ₂ ）をインバータ回路１３から出力する期間と出力しない期間とを制御装置２０を介してそれぞれ制御することにより、電力変換装置２が出力する平均電力が調整され、この平均電力を放電管３に供給するようにしている。
【０００８】
また、三相交流電源１としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、前記方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ をインバータ回路１３から出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ （図１１参照）と三相（すなわちＭ＝３）交流電源１の基本波の周期Ｔ_N （図１１参照）との関係を２×Ｋ×Ｍ＝Ｔ_N ／Ｔ₀ ，（Ｋ＝１，２，・・・、図１１の波形図ではＫ＝１）に設定している。
【０００９】
そこで制御装置２０にはパルス数指令器２１と、パルスカウンタ２２と、出力パルスタイマ２３と、リセット回路２４と、パルス分配回路２５と、ゲート駆動回路２６とを備え、パルス数指令器２１では外部より入力される放電管３に供給する電力指令に基づき、前記方形波状の高周波の交流電圧を出力する際の繰り返しサイクル数（ａ）を演算し、このサイクル数（ａ）をパルスカウンタ２２のプリセット値とする。
【００１０】
出力パルスタイマ２３は前記方形波状の交流電圧の周波数を設定するタイマであり、ほぼ１対１の比率の論理「Ｈ」レベルと論理「Ｌ」レベルとを出力し、その合計期間Ｔ₂ （図１１参照）を有している。また、リセット回路２４は三相交流電源１の基本波の周期Ｔ_N の１／６倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を、三相交流電源１の線間電圧（図１１に示すｖ_RS，ｖ_ST，ｖ_TRを参照）の零クロス点それぞれにほぼ同期して出力するようにしている。
【００１１】
従って、パルスカウンタ２２では前記リセット信号が出力される毎にパルスカウンタ２２を形成する計測カウンタをリセットして前記プリセット値ａを読み込み、更に、パルス分配回路２５における後述のパルス分配動作を開始させる。また、前記計測カウンタは出力パルスタイマ２３の、例えば、論理「Ｈ」レベルの回数を計測し、この計測値と前記プリセット値とが一致し、このときの論理「Ｈ」レベルの次の論理「Ｌ」レベルが終了すると、パルス分配回路２５における後述のパルス分配動作を停止させる停止信号を送出する。
【００１２】
すなわち、パルス分配回路２５では前記停止信号が出力されていないときの出力パルスタイマ２３の論理レベルに対応し、例えば、論理「Ｈ」レベルのときにはインバータ回路１３の前記逆並列回路１３ａ，１３ｄへのオン指令、１３ｂ，１３ｃへのオフ指令を生成し、また、論理「Ｌ」レベルのときにはインバータ回路１３の前記逆並列回路１３ｂ，１３ｃへのオン指令、１３ａ，１３ｄへのオフ指令を生成し、これらをゲート駆動回路２６へ送出する。ゲート駆動回路２６では上述のオン指令，オフ指令に対応してインバータ回路１３の前記逆並列回路１３ａ〜１３ｄそれぞれのＩＧＢＴへのゲート信号を生成する。
【００１３】
上述の如く制御装置２０が動作することにより、電力変換装置２から負荷としての放電管３への給電動作を三相交流電源１に同期させつつ、該給電動作の有無に無関係に、図１１に示す如く、交流電源１からの相電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれの変動を該電流の正極性時，負極性時共に抑制することができる。また、このときの電力変換装置２から放電管３へ供給される平均電力（Ｐ_AV）は下記式（１）のように表される。
【００１４】
Ｐ_AV∝ａ・Ｔ₂ ／Ｔ₀ …（１）
上記式（１）からも明らかなように、前記Ｔ₀ をＴ₂ に比して十分大きく設定することにより、パルス数指令器２１における前記電力指令に対応したサイクル数ａの値を大きく変化させることができ、その結果、平均電力Ｐ_AVをほぼ連続的に可変させることができる。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００１−１１９９５３号公報（第３頁，第３図）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置２において、図１１に示した動作波形図の例では前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率を１：９に設定していることから、交流電源１の周波数が５０Ｈｚのときには前記交流電圧ｖ₂ の周波数が３ｋＨｚ程度に設定した場合に対応する。すなわち、前記交流電圧ｖ₂ の周波数が３ｋＨｚ以上であれば、前記式（１）で示した平均電力Ｐ_AVも９段階以上に可変できる。しかしながら、電力変換装置２における図１２に示した動作波形図のように、交流電源１の周波数が５０Ｈｚのときで前記交流電圧ｖ₂ の周波数が１ｋＨｚ程度と低い場合には、前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率が１：３程度となることから、前記式（１）で示す平均電力Ｐ_AVが３段階にしか可変できず、この種の電力変換装置の用途に対して、前記平均電力Ｐ_AVの可変範囲が十分とは言えないという問題があった。
【００１７】
この発明の目的は、上記問題点を解決する電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とからなる電力変換装置において、
前記制御装置が前記インバータ回路を動作させて負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路の動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）と前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定したことを特徴とする。
【００１９】
また第２の発明は、多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とからなる電力変換装置において、
前記制御装置が前記インバータ回路を動作させて負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路の動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）と前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定したことを特徴とする。
【００２０】
また第３の発明は、交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換する複数（Ｌ）台のインバータ回路および制御装置とからなる電力変換装置において、
前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｌなる時間差を持たせたことを特徴とする。
【００２１】
また第４の発明は、多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換する複数（Ｌ）台のインバータ回路および制御装置とからなる電力変換装置において、
前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と前記インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｌなる時間差を持たせたことを特徴とする。
【００２２】
また第５の発明は、交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とが複数（Ｐ）組からなる電力変換装置において、
前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｐなる時間差を持たせたことを特徴とする。
【００２３】
さらに第６の発明は、多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とが複数（Ｐ）組からなる電力変換装置において、
前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と前記インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｐなる時間差を持たせたことを特徴とする。
【００２４】
この発明によれば、前記インバータ回路が出力し、負荷に印加される交流電圧の周波数が比較的低い場合にも、該負荷に供給される平均電力をより広く変化させることができると共に、このとき、前記交流電源から前記電力変換装置への電流の変動を該交流電源の数周期で平準化することにより、前記交流電源としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図１０に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００２６】
すなわち、図１に示した電力変換装置５の回路構成では従来の電力変換装置２に対して、交流電源が単相交流電源４に代わったことから、ダイオードを単相ブリッジ接続した整流回路１４になり、また、制御装置５０では従来の制御装置２０のリセット回路２４がリセット回路５１に置き換わっている。
【００２７】
図１に示した電力変換装置５の動作を、図２に示す動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【００２８】
この電力変換装置５において、単相交流電源４としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、図２に示す方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ をインバータ回路１３から出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ （図２参照）と単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N （図２参照）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・、図２の波形図ではＫ＝３）に設定している。
【００２９】
そこで制御装置５０のリセット回路５１では、単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N の３／２倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を単相交流電源４の電圧ｖ₁ （図２参照）の零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。
【００３０】
その結果、単相交流電源４の１周期（＝Ｔ_N ）では、図２に示すように電力変換装置５への電流ｉ₁ は変動するが、この単相交流電源４の３周期では、図２に示すように前記電流ｉ₁ の正極性時，負極性時共に平準化される。また、図２に示した動作波形図の例では前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率を１：１８に設定していることから、単相交流電源４の周波数が５０Ｈｚのときには前記交流電圧ｖ₂ の周波数が６００Ｈｚ程度に設定した場合に対応している。従って、この図からも明らかなように、前記交流電圧ｖ₂ の周波数が１ｋＨｚ以上であれば、前記式（１）で示した平均電力Ｐ_AVも３０段階以上に可変できる。
【００３１】
この電力変換装置５において、上述の周期Ｔ₀ と周期Ｔ_N との関係をＴ₀ の２倍をＴ_N のＫ（Ｋ＝３，５，７，・・・）倍にして、単相交流電源４の基本波の位相と同期させることは、単相交流電源４からの電流ｉ₁ の正極性時，負極性時共に平準化することを目的としており、仮に、Ｋが偶数であると、前記Ｔ₀ とＴ_N のＫ／２倍が同期するために、前記電流ｉ₁ の正極性時，負極性時の双方に対する平準化が出来なくなる。
【００３２】
図３は、この発明の第２の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図１０に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００３３】
すなわち、図３に示した電力変換装置６の制御装置６０では、従来の制御装置２０におけるリセット回路２４をリセット回路６１に置き換えている。
【００３４】
図３に示した電力変換装置６の動作を、図４に示す動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【００３５】
この電力変換装置６において、三相交流電源１としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、図４に示す方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ をインバータ回路１３から出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ （図４参照）と三相（すなわち、Ｍ＝３）交流電源１の基本波の周期Ｔ_N （図４参照）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・、図４の波形図ではＫ＝８）に設定している。
【００３６】
そこで、この制御装置６０のリセット回路６１では、三相交流電源１の基本波の周期Ｔ_N の４／３（８／６）倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を三相交流電源１の線間電圧（図４に示すｖ_RS，ｖ_ST，ｖ_TRを参照）のいずれかの零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。
【００３７】
その結果、三相交流電源１の１周期（＝Ｔ_N ）では図４に示すように電力変換装置６への電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T は変動するが、この三相交流電源１の４周期では図４に示すように前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれは平準化される。また、図４に示した動作波形図の例では前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率を１：１６に設定していることから、三相交流電源１の周波数が５０Ｈｚのときには前記交流電圧ｖ₂ の周波数が６００Ｈｚ程度に設定した場合に対応している。従って、この図からも明らかなように、前記交流電圧ｖ₂ の周波数が１ｋＨｚ以上であれば、前記式（１）で示した平均電力Ｐ_AVも２６段階以上に可変できる。
【００３８】
この電力変換装置６において、上述の周期Ｔ₀ と周期Ｔ_N との関係をＴ₀ の２×Ｍ倍をＴ_N のＫ（Ｋ＝２，３，４，・・・）倍にして、三相（すなわち、Ｍ＝３）交流電源１の基本波の位相と同期させることは、三相交流電源１からの電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれの正極性時，負極性時共に平準化することを目的としている。
【００３９】
ただし、前記Ｋが偶数のときには、Ｍ×Ｔ₀ ＝（Ｋ／２）×Ｔ_N の場合も、三相交流電源１からの電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれの正極性時，負極性時共に平準化することが可能である。このときには前記Ｔ₀ のＭ倍が三相交流電源１の周期Ｔ_N のＫ／２倍に同期することとなり、前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれにおいて、時間的位相が３６０°／Ｍ，（３６０°／Ｍ）×２，・・・・（３６０°／Ｍ）×ＭずれたＭ個を平均すると零となるため、前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれの正極性時，負極性時共に平準化することができる。
【００４０】
さらに、前記Ｍが２×［素数］で、前記Ｋが４の倍数のときには、（Ｍ／２）×Ｔ₀ ＝（Ｋ／４）×Ｔ_N の場合も、三相交流電源１からの電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれ同士およびそれぞれの正極性時，負極性時共に平準化することが可能である。このときには前記Ｍ相交流電源は［Ｍ／２］相交流電源の各相の電流それぞれに対して、全く逆向きに流れる相の電流を加えてＭ相交流電源となっている。そのため、前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれにおいて、時間的位相が３６０°／Ｍ，（３６０°／Ｍ）×２，・・・・（３６０°／Ｍ）×ＭずれたＭ個に対して、前記相数の半分の［Ｍ／２］相交流電源の各相の電流も平均すると零となり、さらに、前記Ｍ個の各相の電流も平均すると零となるため、前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれの正極性時，負極性時共に平準化することができる。
【００４１】
図５は、この発明の第３の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００４２】
すなわち、図５に示した電力変換装置７の回路構成では上述の電力変換装置５に対して、コンデンサ１２，インバータ回路１３，整流回路１４の約２倍の出力容量の整流回路７０の他に、コンデンサ１２と同一機能のコンデンサ１５，インバータ回路１３と同一機能のインバータ回路１６が追加され、また、制御装置７１と制御装置７３とを備え、この制御装置７１では前述の制御装置５０におけるリセット回路５１をリセット回路７２に、制御装置７３では前述の制御装置５０におけるリセット回路５１をリセット回路７４にそれぞれ置き換え、さらに、インバータ回路１６の出力には放電管１０が接続されている。
【００４３】
図５に示した電力変換装置７の動作を、図６に示す動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【００４４】
この電力変換装置７において、単相交流電源４としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、図６に示す方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ をインバータ回路１３およびインバータ回路１６からそれぞれ出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ （図６参照）と単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N （図６参照）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・、図６の波形図ではＫ＝３）に設定し、更に、インバータ回路１３およびインバータ回路１６それぞれの動作の間にはＴ₀ ／２（すなわち、Ｌ＝２）なる時間差を持たせている。
【００４５】
そこで制御装置７１のリセット回路７２では、単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N の３／２倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を単相交流電源４の電圧ｖ₁ （図６参照）の零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。更に、制御装置７３のリセット回路７４では、上述のリセット回路７２と同様の動作をＴ₀ ／２だけ遅れて行うようにしている。
【００４６】
その結果、単相交流電源４の１周期（＝Ｔ_N ）では図６に示すように電力変換装置７への電流ｉ₁ は変動するが、この単相交流電源４の３周期では図６に示すように前記電流ｉ₁ の正極性時，負極性時共に、上述の電力変換装置５に比してより平準化される。また、図６に示した動作波形図の例では前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率を１：１８に設定していることから、交流電源４の周波数が５０Ｈｚのときには前記交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ の周波数が６００Ｈｚ程度に設定した場合に対応している。従って、図６からも明らかなように、前記交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ の周波数が１ｋＨｚ以上であれば、前記式（１）で示したそれぞれの平均電力Ｐ_AVも３０段階以上に可変できる。
【００４７】
図７は、この発明の第４の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図３に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００４８】
すなわち、図７に示した電力変換装置８の回路構成では上述の電力変換装置６に対して、整流回路１１の約２倍の出力容量の整流回路８０，コンデンサ１２，インバータ回路１３の他に、コンデンサ１２と同一機能のコンデンサ１５，インバータ回路１３と同一機能のインバータ回路１６が追加され、また、制御装置８１と制御装置８３とを備え、この制御装置８１では前述の制御装置６０におけるリセット回路６１をリセット回路８２に、制御装置８３では前述の制御装置６０におけるリセット回路６１をリセット回路８４にそれぞれ置き換え、更に、インバータ回路１６の出力には放電管１０が接続されている。
【００４９】
図７に示した電力変換装置８の動作を、図８に示す動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【００５０】
この電力変換装置８において、三相交流電源１としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、図８に示す方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ をインバータ回路１３およびインバータ回路１６からそれぞれ出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ （図８参照）と三相（すなわち、Ｍ＝３）交流電源１の基本波の周期Ｔ_N （図８参照）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・、図８の波形図ではＫ＝８）に設定し、更に、インバータ回路１３およびインバータ回路１６それぞれの動作の間にはＴ₀ ／２（すなわち、Ｌ＝２）なる時間差を持たせている。
【００５１】
そこで、この制御装置８１のリセット回路８２では、三相交流電源１の基本波の周期Ｔ_N の４／３（８／６）倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を三相交流電源１の線間電圧（図８に示すｖ_RS，ｖ_ST，ｖ_TRを参照）のいずれかの零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。更に、制御装置８３のリセット回路８４では、上述のリセット回路８２と同様の動作をＴ₀ ／２だけ遅れて行うようにしている。
【００５２】
その結果、三相交流電源１の１周期（＝Ｔ_N ）では図８に示すように電力変換装置８への電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T は変動するが、この三相交流電源１の２周期では図８に示すように前記電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれは上述の電力変換装置６に比してより平準化される。また、図８に示した動作波形図の例では前記Ｔ₂ とＴ₀ の比率を１：１６に設定していることから、三相交流電源１の周波数が５０Ｈｚのときには前記交流電圧ｖ₂ の周波数が６００Ｈｚ程度に設定した場合に対応している。従って、この図からも明らかなように、前記交流電圧ｖ₂ の周波数が１ｋＨｚ以上であれば、前記式（１）で示した平均電力Ｐ_AVも２６段階以上に可変できる。
【００５３】
図９は、この発明の第５の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図７に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００５４】
すなわち、図９に示した電力変換装置９の回路構成では上述の電力変換装置８に対して、整流回路１１がＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路を三相ブリッジ接続した自励式整流回路１７と、この自励式整流回路１７の動作を制御する自励整流器制御回路１８とに置き換わっている。
【００５５】
従って、図９に示した電力変換装置９の動作は上述の電力変換装置８と同様であり、さらに、この電力変換装置９では三相交流電源１からの電流が正弦波状の波形となって該電流の高調波成分が低減し、また、三相交流電源１から見た基本波の力率をほぼ１にすることができ、三相交流電源１としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱をより軽減することができるので、従って、大容量のこの種の電力変換装置に適用される。
【００５６】
図１３は、この発明の第６の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図１，図５に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００５７】
すなわち、図１３に示した電力変換装置３０の回路構成では上述の電力変換装置５に対して、コンデンサ１２，インバータ回路１３，整流回路１４の他に、これらと同一仕様のコンデンサ１５，インバータ回路１６，整流回路３１が追加され、また、制御装置７１と制御装置７３とを備え、この制御装置７１では前述の制御装置５０におけるリセット回路５１をリセット回路７２に、制御装置７３では前述の制御装置５０におけるリセット回路５１をリセット回路７４にそれぞれ置き換え、さらに、インバータ回路１６の出力には放電管１０が接続されている。
【００５８】
この電力変換装置３０において、単相交流電源４としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、先述の方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ をインバータ回路１３およびインバータ回路１６からそれぞれ出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ と単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定し、更に、インバータ回路１３およびインバータ回路１６それぞれの動作の間にはＴ₀ ／２（すなわち、Ｐ＝２）なる時間差を持たせている。
【００５９】
そこで制御装置７１のリセット回路７２では、単相交流電源４の基本波の周期Ｔ_N のＫ／２倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を単相交流電源４の電圧ｖ₁ の零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。更に、制御装置７３のリセット回路７４では、上述のリセット回路７２と同様の動作をＴ₀ ／２だけ遅れて行うようにしている。
【００６０】
その結果、単相交流電源４の１周期（＝Ｔ_N ）では電力変換装置３０への電流ｉ₁ は変動するが、この単相交流電源４では前記電流ｉ₁ の正極性時，負極性時共に、例えば前記Ｋ＝３としたときには図６に示した電力変換装置７の特性図と同様に、電力変換装置５に比してより平準化される。
【００６１】
図１４は、この発明の第７の実施例を示す電力変換装置の回路構成図であり、図３，図７に示した実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
【００６２】
すなわち、図１４に示した電力変換装置４０の回路構成では上述の電力変換装置６に対して、整流回路１１，コンデンサ１２，インバータ回路１３の他に、これらと同一仕様の整流回路４１，コンデンサ１５，インバータ回路１６が追加され、また、制御装置８１と制御装置８３とを備え、この制御装置８１では前述の制御装置６０におけるリセット回路６１をリセット回路８２に、制御装置８３では前述の制御装置６０におけるリセット回路６１をリセット回路８４にそれぞれ置き換え、更に、インバータ回路１６の出力には放電管１０が接続されている。
【００６３】
この電力変換装置４０において、三相交流電源１としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減するために、先述の方形波状の高周波の交流電圧ｖ₂ および交流電圧ｖ₃ をインバータ回路１３およびインバータ回路１６からそれぞれ出力する期間と出力しない期間とを加算した周期Ｔ₀ と三相（すなわち、Ｍ＝３）交流電源１の基本波の周期Ｔ_N との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定し、更に、インバータ回路１３およびインバータ回路１６それぞれの動作の間にはＴ₀ ／２（すなわち、Ｐ＝２）なる時間差を持たせている。
【００６４】
そこで、この制御装置８１のリセット回路８２では、三相交流電源１の基本波の周期Ｔ_N のＫ／６倍を前記Ｔ₀ とするリセット信号を三相交流電源１の線間電圧ｖ_RS，ｖ_ST，ｖ_TRのいずれかの零クロス点にほぼ同期して出力するようにしている。更に、制御装置８３のリセット回路８４では、上述のリセット回路８２と同様の動作をＴ₀ ／２だけ遅れて行うようにしている。
【００６５】
その結果、三相交流電源１の１周期（＝Ｔ_N ）では電力変換装置４０への電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T は変動するが、この三相交流電源１の２周期では電流ｉ_R ，ｉ_S ，ｉ_T それぞれは、例えば前記Ｋ＝８としたときには図８に示した電力変換装置８の特性図と同様に、上述の電力変換装置６に比してより平準化される。
【００６６】
【発明の効果】
この発明の電力変換装置、すなわち、パルス密度変調式インバータによれば、その出力周期を前記インバータの交流電源の位相と同期させることにより、前記交流電源の電流の変動を該交流電源の数周期で平準化でき、また、前記電流の脈動周期を前記交流電源の数周期とすることができるため、前記交流電源としての電力系統および該電力系統の他の機器への擾乱を軽減することが可能である。
【００６７】
また、前記インバータ回路を複数（Ｌ）台並列接続する場合には、その出力動作開始時点を［出力１周期／Ｌ］毎の時間差を持たせることにより、前記交流電源からの電流の変動をより小さくでき、また、その変動周期およびこの変動の脈動周期をより短い周期にできるため、このインバータの設置に伴う前記電力系統に、新たな高調波抑制機器の追加設置を不要にすることが可能となる。
【００６８】
また、前記整流回路，コンデンサ，インバータ回路を複数（Ｐ）組を備える場合には、その出力動作開始時点を［出力１周期／Ｐ］毎の時間差を持たせることにより、前記交流電源からの電流の変動をより小さくでき、また、その変動周期およびこの変動の脈動周期をより短い周期にできるため、このインバータの設置に伴う前記電力系統に、新たな高調波抑制機器の追加設置を不要にすることが可能となる。また、この回路構成では前記整流回路とインバータ回路とを同一モジュール化することが容易であり、その結果、この電力変換装置としてのパルス密度変調式インバータの標準回路化とコスト低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図２】図１の動作を説明する波形図
【図３】この発明の第２の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図４】図３の動作を説明する波形図
【図５】この発明の第３の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図６】図５の動作を説明する波形図
【図７】この発明の第４の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図８】図７の動作を説明する波形図
【図９】この発明の第５の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図１０】従来例を示す電力変換装置の回路構成図
【図１１】図１０の動作を説明する波形図
【図１２】図１０の動作を説明する波形図
【図１３】この発明の第６の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【図１４】この発明の第７の実施例を示す電力変換装置の回路構成図
【符号の説明】
１…三相交流電源、２，５〜９，３０，４０…電力変換装置、３，１０…放電管、４…単相交流電源、１１，１４，３１，４１，７０，８０…整流回路、１２，１５…コンデンサ、１３，１６…インバータ回路、１７…自励式整流回路、１８…自励整流器制御回路、２０，５０，６０，７１，７３，８１，８３…制御装置、２１…パルス数指令器、２２…パルスカウンタ、２３…出力パルスタイマ、２４，５１，６１，７２，７４，８２，８４…リセット回路、２５…パルス分配回路、２６…ゲート駆動回路。

Claims (6)

1. 交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とからなる電力変換装置において、
   前記制御装置が前記インバータ回路を動作させて負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路の動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）と前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定したことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とからなる電力変換装置において、
   前記制御装置が前記インバータ回路を動作させて負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路の動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）と前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定したことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換する複数（Ｌ）台のインバータ回路および制御装置とからなる電力変換装置において、
   前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｌなる時間差を持たせたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換する複数（Ｌ）台のインバータ回路および制御装置とからなる電力変換装置において、
   前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と前記インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｌなる時間差を持たせたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とが複数（Ｐ）組からなる電力変換装置において、
   前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と該インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝３，５，７，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｐなる時間差を持たせたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
6. 多相（Ｍ相）交流電源の電圧を整流する整流回路とこの整流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に変換するインバータ回路と制御装置とが複数（Ｐ）組からなる電力変換装置において、
   前記制御装置それぞれが対応する前記インバータ回路それぞれを動作させてそれぞれの負荷に電力を供給する給電期間と前記インバータ回路それぞれの動作を停止させる停止期間とを交互に繰り返す制御を行う際に、該インバータ回路それぞれにおける前記給電期間と停止期間とを加算した周期（Ｔ₀ ）それぞれと前記Ｍ相交流電源の基本波の周期（Ｔ_N ）との関係を２×Ｍ×Ｔ₀ ＝Ｋ×Ｔ_N ，（Ｋ＝２，３，４，・・・）に設定し、更に、該インバータ回路それぞれの動作の間には順にＴ₀ ／Ｐなる時間差を持たせたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。

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