JP5775033B2 - 電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法に関する。

近年、交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。
この種の電力変換装置は高電圧の分野にも応用されている。その場合に、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を利用して、この単位変換器を複数直列に接続する。このような構成であれば高い電圧に耐えられる。

このような構成では、例えば、単位変換器を直列に接続しアームとして構成し、さらに、このアームを直列に接続してレグとして構成する。レグにおいてアームの接続点を交流端子とし、一方、レグの他端を直流端子とする。各単位変換器の動作を制御することで、アームに流れる電流を制御して、交流端子と直流端子の間で電力変換を行う。

一般に、電力変換の分野では、複数の相を扱うことが多い。そのため、各々のレグにおいてアームの接続点を交流端子とすると共に、一方、各々のレグの直流端子を互いに接続する。そして、このような構成において、各々のアームに交流端子が接続される交流系統の周波数の逆数で決まる周期的な電流が流れるように制御することで、複数の相を扱いながら、直流端子と交流端子の間で電力変換を行う。

このような技術は、例えば、特許文献１に記載されている。

特開２０１０−２３３４１１号公報

上記電力変換装置の制御には、ＰＷＭ方式が多く用いられる。ＰＷＭ方式は、スイッチング素子がＯＮとなる時間比率を変化させることで所定の電圧を出力する方式である。これを実現するには、搬送波を制御装置内部で発生させ、出力電圧指令が搬送波の電圧より大きい時は単位変換器がコンデンサに蓄積された電圧を出力する様にスイッチング素子を操作し、出力電圧指令が搬送波の電圧より小さい時は単位変換器の両端の電圧が０Ｖになる様にスイッチング素子を操作する方法がある。この搬送波には、例えば最大値がコンデンサに蓄積された電圧、最小値が０Ｖとなる三角波が用いられる。

しかし、この三角波の周波数が系統電圧の周波数の整数倍（特に３などの小さい値）の時、コンデンサに電圧がたまり続ける、または放出され続けるのを防止するために、循環電流を大きく流す必要があった。

以上のことから本発明の目的は、従来と比較して簡単な構成で、上記の問題を改善できる電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。

本発明の目的を達成するために、本発明では、コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、第１のアームと第２のアームの接続部分に交流端子を接続し、第１のアームの他端を第１の直流端子とし、第２のアームの他端を第２の直流端子とし、第１の端子を正側、第２の端子を負側としたレグを複数設け、単位変換器を動作させるためのパルスを作成して、単位変換器を動作させる電圧型電力変換装置の制御装置であって、指令パルスの周波数が、系統電圧の周波数の非整数倍であることを特徴とする。電圧型電力変換装置の制御装置として構成した。非整数倍は例えば３．５倍である。

本発明によれば、電力変換装置において、簡単な構成で、コンデンサに流れる電流の直流成分を小さくし、コンデンサに電圧がたまり続ける、または放出され続けるのを防止するための循環電流を小さくすることが可能となる。

電圧型電力変換装置の構成を示す図。 双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を示す図。 制御装置１１２の内部で実行されている制御を示す図。 セルに対するゲートパルス生成部１０１２の内部構成を示す図。 ３パルス時のＲ相下側アーム１００段目セルのコンデンサ電流波形図。 ３．５パルス時のＲ相下側アーム１００段目セルのコンデンサ電流波形図。 コンデンサ電流直流成分を示す図。 ３パルス時のＲ相下側アーム５０段目セルのコンデンサ電流波形図。 ３．５パルス時のＲ相下側アーム５０段目セルのコンデンサ電流波形図。 アームに対するゲートパルス生成部３１２の内部構成を示す図。

本発明を実施する形態について以下図面を用いて説明する。

本発明の実施例に係る電圧型電力変換装置では、各アームは複数の単位変換器で構成される。

以下、図１を用いて実施例に係る電圧型電力変換装置の構成を説明する。構成を説明した後に、本発明の動作原理と概略波形を説明する。

まず、電力変換装置１０２ａと外部回路との接続状態を説明する。

電力変換装置１０２ａは変圧器１０３を介して交流系統１０１ａに接続している。本実施例では、変圧器１０３の交流系統１０１ａ側を１次側、変圧器１０３の電力変換装置側を２次側とし、変圧器１０３の各相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相と称する。

さらに、電力変換装置１０２ａは直流端子Ｐ点とＮ点を備えており、Ｐ点とＮ点は他の電力変換装置１０２ｂの直流端子Ｐ点とＮ点にそれぞれ接続する。ここで、直流端子Ｐ点の電位は、直流端子Ｎ点の電位よりも高いものとする。なお、電力変換装置１０２ｂは、電力変換装置１０２ａと同一構成の電力変換装置であり、交流系統１０１ｂに接続される構成であるので、詳細な説明は省略する。

電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂにより、図１の実施例では直流送電システムを構成するが、これは電力変換装置１０２ａによる電動機駆動システムを構成することも可能である。

以下、電力変換装置１０２ａの内部構成を説明する。

電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３と変換装置部分と制御装置部分とから構成されている。このうち変換装置部分は、Ｒ相レグ１０４Ｒ、Ｓ相レグ１０４Ｓ、Ｔ相レグ１０４Ｔで構成されている。また制御装置部分は、電圧センサ１１０、１１５、電流センサ１１１、制御装置１１２、ゲート信号線１１３、コンデンサ電圧検出線１１４で構成されている。

まず変換装置部分について説明する。変換装置部分のうちＲ相レグ１０４Ｒは、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮを直列接続した回路であり、ＲＰアーム１０５ＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮの接続点を変圧器１０３のＲ相に接続し、ＲＰアーム１０５ＲＰのＲＮアーム１０５ＲＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＲＮアーム１０５ＲＮのＲＰアーム１０５ＲＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｓ相レグ１０４Ｓは、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＳＮアーム１０５ＳＮを直列接続した回路であり、ＳＰアーム１０５ＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮの接続点を変圧器１０３のＳ相に接続し、ＳＰアーム１０５ＳＰのＳＮアーム１０５ＳＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＳＮアーム１０５ＳＮのＳＰアーム１０５ＳＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｔ相レグ１０４Ｔは、ＴＰアーム１０５ＴＰ、ＴＮアーム１０５ＴＮを直列接続した回路であり、ＴＰアーム１０５ＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮの接続点を変圧器１０３のＴ相に接続し、ＴＰアーム１０５ＴＰのＴＮアーム１０５ＴＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＴＮアーム１０５ＴＮのＴＰアーム１０５ＴＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

なお、以上の説明から明らかなように各アーム１０５に付した２桁の記号は、左側がこのアームの属するレグの記号、右側がこのアームが接続される直流端子の極性を意味している。本発明の以下の説明では、同様の約束に基づく記号付与を随所で行っているが、その都度の説明を省略する。

次に、各アームの内部構成を説明する。

ＲＰアーム１０５ＲＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＰと、第１のリアクトル１０７ＲＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧をＶＲＰと称する。

ＲＮアーム１０５ＲＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＮと、第２のリアクトル１０７ＲＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧をＶＲＮと称する。

ＳＰアーム１０５ＳＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＰと、第１のリアクトル１０７ＳＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧をＶＳＰと称する。

ＳＮアーム１０５ＳＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＮと、第２のリアクトル１０７ＳＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧をＶＳＮと称する。

ＴＰアーム１０５ＴＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＰと、第１のリアクトル１０７ＴＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧をＶＴＰと称する。

ＴＮアーム１０５ＴＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＮと、第２のリアクトル１０７ＴＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧をＶＴＮと称する。

まだ変換装置部分の説明が完了していないが、説明の都合上制御装置部分に移り、その構成について説明する。まず、各アーム１０５ＲＰ、１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮには、そのアームを流れる電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮを検出する電流センサ１１１を備えており、検出結果を制御装置１１２に伝送する。ここで、各アーム電流は、直流端子Ｎ点から直流端子Ｐ点に向かって流れる方向を正と定義する。

電圧センサ１１０は、変圧器１０３のＲ相、Ｓ相、Ｔ相に接続されており、変圧器１０３の巻線と同じ巻線構造とすることで、変圧器２次側の位相と同じ位相の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを検出する。電圧センサ１１０は系統電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを取り込み、検出結果を制御装置１１２に伝送する。

また制御装置１１２には、図２で後述する単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋを取り込む。さらに、直流電圧ＶＤＣを直流電圧検出器１１５から取り込んでいる。

制御装置１１２は、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴ、アーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮ、単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋを取り込み、ゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋを、ゲート信号線１１３を介して各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。

ここで記号ｊは、アームＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮを表す記号であり、ｋ＝１、２、…、Ｍは、各アーム内の複数の単位変換器１０８を表している。またゲート信号ＧＨｊｋは、後で説明するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号であり、ゲート信号ＧＬｊｋは、後で説明するローサイドスイッチング素子を駆動する信号であることを意味している。

再度変換装置部分の説明に移り、次に図２を用いて双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を説明する。図２では、複数のアームを代表してＲＰアーム１０５ＲＰについて説明する。なお他のアーム１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮについても同様の構成であるので説明は省略する。

双方向チョッパ型単位変換器１０８の主回路は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路とを直列接続した回路と、コンデンサ２０３とを並列接続した構成である。

ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌは、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）に対して電流を流さない方向に直列に接続される。ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌと並列に接続されたスイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌは、状態がＯＮの時にコンデンサ電圧ＶＣｊｋを放電する方向に取り付ける。コンデンサ電圧の電位が高い方に付く素子（記号Ｈ付）を、ここではハイサイドと呼ぶ。逆をローサイド（記号Ｌ付）と呼ぶ。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路の印加電圧Ｖｊｋを、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧と称する。

なお、図２では、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１ＬにＩＧＢＴの記号を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＣＴ、ＧＴＯ、その他のオン・オフ制御素子であれば、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌとして用いることができる。

双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）を検出する電圧センサ２０４を備えており、コンデンサ電圧検出線１１４を介して制御装置１１２に接続している。

また、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、制御装置１１２からゲート信号線１１３を介して伝送されたゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋに基づいて、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌのそれぞれのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するゲートドライバ２０５を備えている。

以下、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋと、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌのオン・オフ状態の関係を説明する。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフの場合、単位変換器１０８の電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋはコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオンの場合、電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは零と概ね等しくなる。

以下、図３を用いて制御装置１１２の内部で実行されている制御を説明する。なお、本実施例では、変圧器１０３の巻数比が１：１である場合を想定して説明する。

図３は、電力変換装置１０２ａに与えるアーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令値生成部３１１、交流電圧とアーム電流の位相を検出する位相検出部３１４、およびアーム電圧指令値を各単位変換器１０８に分配する指令値分配部３１３を示している。まず、アーム電圧指令値生成部３１１の動作を説明する。

アーム電圧指令値生成部３１１は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する電力を一定に制御する電力制御機能と、アーム１０５ｊに流す電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を制御する電流制御機能と、上記２つの制御機能を実現するためのアーム電圧指令値を生成する機能を備えている。

なお、アーム電圧指令値生成部３１１に備えるこれらの制御機能は、直流送電システムを構成する場合に必要な制御機能を例示している。従って、例えば電動機制御システムを構成する目的では、速度制御、電流制御などの機能を備えることになることは言うまでもない。

アーム電圧指令値生成部３１１においてアーム電圧指令値は、各相の電圧指令ＶＲ^＊、ＶＳ^＊、ＶＴ^＊［Ｖ］を用いて（１）〜（６）式で計算し、アーム電圧の直流電圧ＶＤＣ^＊［Ｖ］に対する比の形で出力される。

次に、位相検出部３１４の動作を説明する。

まず位相検出器３０６は、交流系統の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴから位相角θを検出する。

交流側電力演算器３１５は、アーム電流ＩＲＰ、ＩＲＮ、ＩＳＰ、ＩＳＮ、ＩＴＰ、ＩＴＮ、および交流系統の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴから、有効電力Ｐ[Ｗ]および無効電力Ｑ[var]を演算する。力率角演算器３１６は、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを用いて、力率角φを演算する。

位相検出器３０６は、交流系統の電圧位相角θを出力する。加算回路３１７では、電流位相角θｉを出力する。なおθｉは、交流系統の電圧位相角θおよび力率角φを用いて、（７）式で計算する。

最後に、ゲートパルス生成部３１３の動作を説明する。

キャリア位相生成器３０７は、位相各θにパルス数ｐをかける。交流系統の周波数をｆとすると、位相θｃは周期１／（ｆ×ｐ）［秒］を持つ。本発明では、パルス数ｐとして、整数以外の値、例えば３．５を選ぶ。

アーム１０５ｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に対するゲートパルス生成部３１２は、双方向チョッパ群１０６ｊの電圧指令値Ｖｊ^＊、セル電圧指令値Ｖｃ^＊、双方向チョッパ群１０６ｊに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８ｊｋのコンデンサ２０３に蓄積された電圧Ｖｃｊｋ（ｋ＝１、２、…、Ｍ）、電流位相角±θｉ（上側アームに対してはθｉ、下側アームに対しては−θｉ）、キャリア位相θｃを入力し、単位変換器１０８ｊｋの出力電圧を制御するゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋを生成する。ゲートパルス部３１２は、アーム毎に１個ずつ備えている。

なお図３において、双方向チョッパ群１０６ｊの電圧指令値Ｖｊ^＊はアーム電圧指令値生成部３１１から、セル電圧指令値Ｖｃ^＊はフィルタ３２１からそれぞれ得られる。セル電圧指令値Ｖｃ^＊全チョッパ型単位変換器１０８ｊｋのコンデンサ電圧の平均値として演算する。このために、加算回路３１９、係数回路３２０、フィルタ３２１を用いている。３１８は、−１をかけるための掛け算回路である。

以下、図１０を用いてアームに対するゲートパルス生成部３１２の内部の構成を説明する。

ゲートパルス生成部３１２に対する入力は、セル１０８ｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）に対するゲートパルス生成部１０１２に分配される。

セル１０８ｊｋに対するゲートパルス生成部１０１２は、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値Ｖｊ^＊と双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧Ｖｊが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ｊに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８ｊｋの出力電圧を制御するゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋを生成する。なお、ゲートパルス部１０１２は、セル（双方向チョッパ型単位変換器１０８ｊｋ）毎に１個ずつ備えている。

以下、図４を用いてセルに対するゲートパルス生成部１０１２の内部の構成を説明する。

ゲートパルス生成部１０１２は、キャリア位相（三角波）生成器４０１と、変調波生成器４０９と、セル毎のゲートパルス生成器４０２を備えている。

キャリア位相生成器４０１は、位相θｃに対応する三角波を生成する。三角波はセル毎に位相がずれるようにし、例えばＭ段アームのｋ番目のセルに対しては（８）式の方法で生成する。この時、三角波Ｖｃａｒ^＊の周期は、位相θｃの周期１／（ｆ×ｐ）［ｓ］と同じである。

（８）式において、ｃｏｓ^−１は、０〜πの値を取るように定義する。

（８）式で生成された三角波Ｖｃａｒ^＊は、位相２πｋ／Ｍで１、（２πｋ／Ｍ）＋πで０となる三角波である。また、一つのアーム内では、各セルのキャリアがそれぞれ位相２π／Ｍずつずれている。

なお、図４のキャリア位相（三角波）生成器４０１には三角波生成の具体的な回路構成を示しており、ここで４０３は減算回路、４１１，４０４は関数回路、４０５は係数回路を示している。

変調波生成器４０９は、まずコンデンサ電圧Ｖｃｊｋに移動平均４１０を施し、コンデンサ電圧の平均値ＶｃｊｋＭＡを演算する。ただし、移動平均の時間幅は、系統周波数ｆとｐ×ｆの最大公約数の逆数で決まる時間（例えばｐ＝３．５の時、０．５ｆの逆数の周期、即ち系統電圧の周期の２倍）とする。これを用い、（９）式に従って変調波Ｖｍｊｋを出力する。

（９）式右辺第二項は、コンデンサ電圧平均値と自セルのコンデンサ電圧を小さくするための補正項である。電流の符号に合わせて補正項を作成するため、電流位相θｉを用いる。また、ゲイン４１３は、例えば比例ゲインで構成する。

なお、図４の変調波生成器４０９には変調波生成の具体的な回路構成を示しており、ここで４０３は減算回路または加算回路、４１０はＭＡ回路、４１２は乗算回路、４１３は係数回路を示している。

ゲートパルス生成器４０２は、変調波Ｖｍｊｋ^＊［ｐｕ］とキャリア信号Ｖｃａｒ^＊［ｐｕ］を比較する。ここで先に説明したようにｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮを表している。

ゲートパルス生成器４０２は、Ｖｍｊｋ^＊＞Ｖｃａｒ^＊の時、ゲート信号ＧＨｊｋをオンに、ゲート信号ＧＬｊｋをオフにし、セルがコンデンサ電圧を出力する様にする。

またゲートパルス生成器４０２は、Ｖｍｊｋ^＊＜Ｖｃａｒ^＊の時、ゲート信号ＧＨｊｋをオフに、ゲート信号ＧＬｊｋをオンにし、セルがコンデンサ電圧を出力しない様にする。

この時、素子２０１Ｈ、２０１Ｌが同時にオンにならない様にゲート信号ＧＨｊｋとＧＬｊｋを作る時にオンディレイ４０８を介してゲート信号を出力する。

以上で、本発明に係る電力変換装置１０２ａの構成と制御方法を説明した。以上要するに本発明のゲートパルス生成部３１２は、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）によりキャリア信号と電圧指令を比較するにあたり、キャリア信号の周波数を電圧指令の周波数の３．５倍にした。従来は整数倍に設定しているので、例えば３倍の場合、電圧指令の１周期内に３周期のキャリア信号を発生させて両者を比較しているが、本発明では電圧指令の２周期内に７周期のキャリア信号を発生させて両者を比較していることになる。

次にこのような周波数関係を選択した本実施例で得られる効果と、そのメカニズムについて、説明する。

従来の２レベル変換器では、パルス数ｐに系統周波数ｆの整数倍（例えば３）を選択し、系統周波数ｆと同期をとっていた。図５と図８に、一例として１アームが１００段の単位変換器で構成され、パルス数ｐ＝３の時のキャリア・アーム電圧波形（上段）、パルス波形（中段）およびコンデンサ電流およびコンデンサ電流直流成分の波形（下段）を示す。但し、図５が１００段目の単位変換器であり、図８が５０段目の単位変換器のときの各部波形を示している。つまり、キャリア信号が反対位相にある２つの状態を図５、図８に示している。

従来の２レベル変換器の各部波形がこのようになることについてはよく知られたことであり、詳細説明を行わない。要するにここで述べたいことは、横軸に時間を示す電圧波形において、電圧指令の１周期（例えば時刻０から０．０２秒の期間）の期間内にキャリア信号（搬送波）が３周期分配置されていることである。この関係は、キャリア信号が反対位相にある図８の波形でも同じである。

またこのことを図５と図８の中段に示したパルス波形で検証すると、電圧指令の１周期（例えば時刻０から０．０２秒の期間）の期間内に３パルスが生成されている。このことは、指令パルスの周波数が、系統電圧（電圧指令）の周波数の３倍であることを意味している。

図６と図９には、パルス数ｐ＝３．５の場合のキャリア・アーム電圧波形、およびコンデンサ電流およびコンデンサ電流直流成分の波形を示す。図５、図８と、図６、図９は、パルス数ｐ＝３．５であること以外の条件はまったく同じとされている。なお、図６、図９のパルス数ｐ＝３．５であることは、横軸に時間を示す電圧波形において、電圧指令の２周期（例えば時刻０から０．０４秒の期間）の期間内にキャリア信号（搬送波）が７周期分配置されていることから明らかである。

またこのことを図６と図９の中段に示したパルス波形で検証すると、電圧指令の２周期（例えば時刻０から０．０４秒の期間）の期間内に７パルスが生成されている。このことは、指令パルスの周波数が、系統電圧（電圧指令）の周波数の３．５倍であることを意味している。

これらの図５，図６，図８，図９では、上部にコンデンサ電流波形およびコンデンサ電流直流成分の波形を示しており、下部にキャリア・アーム電圧波形を示している。このうち下部の電圧指令と搬送波の関係は上記したように、従来と本発明とで同じ条件で記述されているが、この結果として導かれる上部のコンデンサ電流波形およびコンデンサ電流直流成分の波形には、大きな相違が表れている。

例えば従来の図５の場合に、コンデンサに流れる電流の直流成分は＋５７（Ａ）であるが、キャリア信号が反対位相にある図８でのコンデンサに流れる電流の直流成分は−６６（Ａ）である。この例のように、直流成分の絶対値が大きいばかりでなく、セルごとの電流差が発生している。

要するに従来方式では、コンデンサに流れる電流の直流成分がセル（単位変換器）によって大きく異なり、かつばらつきを生じている。この結果、コンデンサ電圧が増加または減少し続けてしまう。この課題は循環電流を流すことで解決できるが、循環電流が大きくなり、制御が難しくなるという問題があった。

因みに、本発明の図６の例ではコンデンサに流れる電流の直流成分は−０．３（Ａ）であり、キャリア信号が反対位相にある図９でのコンデンサに流れる電流の直流成分は−０．２（Ａ）である。この例のように、直流成分の絶対値が小さいばかりでなく、セルごとの電流差が殆ど発生していない。

上記の説明では、コンデンサに流れる電流の直流成分のばらつきを５０段目と１００段目の例示で説明したが、任意の段でのばらつきの状況を図７に纏めて示している。図７はセル段数を１００とした時のセル毎のコンデンサ電流直流成分を、横軸にセル段数、縦軸に電流でプロットした結果を示す。この試算例では、Ｉｄｃ＝１２８０［Ａ］、ＶＤＣ＝２５０［ｋＶ］、ｄ軸電圧１３８［ｋＶ］、ｄ軸電流２３１９［Ａ］の場合を示している。

図７の上段は従来方式の時の解析結果であり、これによれば１００段目のセルは平均５７［Ａ］の電流が流入し続けるのに対し、５０段目のセルは平均−６６［Ａ］の電流が流入し続ける。また中間段では、これらの最大値、最小値の間の電流が流入あるいは流出方向に流れている。

この解決策としてアームに共通な循環電流でコンデンサバランスをとることができることを先に述べたが、このためには符号が同じである方が良い。しかし、この解析結果では符号が異なるため、バランス制御のための循環電流に大きな値が必要となる。また、交流成分の実効値は２４９［Ａ］なので、これに対して最大２７［％］の直流成分が流れていることになる。

これに対し、図７の下段に本発明方式の時の解析結果を示しているが、これによれば
セル毎のコンデンサ電流直流成分の大きさとばらつきを大幅に小さくすることができる。例えばパルス数ｐ＝３．５の時は直流成分が−０．３〜０．３［Ａ］で、交流成分の実効値に対して最大０．１［％］まで抑えられる。

本実施例では、パルス数ｐ＝３．５の場合で説明したが、これ以外にも２．５、４．５、５．５など、整数の半分となる数であれば同等の効果が得られる。このパルス数は要するに、電圧指令の２周期内に奇数のｎ個のパルス数を与えるものであり、ｎは５以上の奇数である場合に本発明の効果が得られる。

１０１ａ、１０１ｂ：交流系統
１０２ａ、１０２ｂ：電力変換装置
１０３：変圧器
１０８：単位変換器
１１０：電圧検出器
１１１：電流検出器
１１２：制御装置
１１３：ゲート信号線
１１４：セル電圧検出線
３１１：アーム電圧指令値生成部
３１２：ゲートパルス生成部
３１３：指令値分配部

Claims (14)

1. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流系統の端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記単位変換器を動作させるための指令パルスを作成して、前記単位変換器を動作させる電圧型電力変換装置の制御装置であって、
   前記指令パルスの周波数を、前記交流系統の電圧の周波数の非整数倍とすることにより、前記単位変換器の前記コンデンサに蓄えられた電圧の、単位変換器毎の差異を小さくすることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
2. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   指令パルスの周波数の２倍が、前記交流系統の電圧の周波数の整数倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
3. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   指令パルスの周波数が、前記交流系統の電圧の周波数の３．５倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
4. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   指令パルスをＰＷＭ方式によって計算し、ＰＷＭ搬送波が三角波であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
5. 請求項４記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   指令パルスの周波数の２倍が、前記交流系統の電圧の周波数の整数倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
6. 請求項４記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   指令パルスの周波数が、前記交流系統の電圧の周波数の３．５倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
7. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流系統の端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記単位変換器を動作させるためのパルスを作成して、前記単位変換器を動作させる電圧型電力変換装置の制御方法であって、
   前記指令パルスの周波数を、前記交流系統の電圧の周波数の非整数倍とすることにより、前記単位変換器の前記コンデンサに蓄えられた電圧の、単位変換器毎の差異を小さくすることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
8. 請求項７記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
   指令パルスの周波数の２倍が、前記交流系統の電圧の周波数の整数倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
9. 請求項７記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
   指令パルスの周波数が、前記交流系統の電圧の周波数の３．５倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
10. 請求項７記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
    指令パルスをＰＷＭ方式によって計算し、ＰＷＭ搬送波が三角波であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
11. 請求項１０記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
    指令パルスの周波数の２倍が、前記交流系統の電圧の周波数の整数倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
12. 請求項１０記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
    指令パルスの周波数が、前記交流系統の請求項７電圧の周波数の３．５倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
13. コンデンサを備える単位変換器を複数直列接続してアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流系統の端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とした電圧型電力変換装置の制御装置であって、
    前記交流系統の端子の電圧指令と搬送波の比較により前記単位変換器を動作させるためのパルスを与えるとともに、
    前記電圧指令の２周期の期間に５以上の奇数の搬送波が配置されていることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
14. コンデンサを備える単位変換器を複数直列接続してアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流系統の端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とした電圧型電力変換装置の制御方法であって、
    前記交流系統の端子の電圧指令と搬送波の比較により前記単位変換器を動作させるためのパルスを与えるとともに、
    前記電圧指令の２周期の期間に５以上の奇数の搬送波が配置されていることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。

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