JP7165037B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が適用された電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

モジュラーマルチレベル変換器は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのオン・オフ制御可能な自己消弧形半導体スイッチング素子を用いて、当該スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力する電力変換装置である。

特許文献１によれば、三相交流電力と直流電力間の電力変換を実現するモジュラーマルチレベル変換器において、複数直列接続されたサブモジュール（単位変換器）とリアクトルで構成するアームを直流回路Ｐ側および直流回路Ｎ側の各相それぞれ配置した構成が開示されている。特許文献１に開示された技術では、交流回路が三相であるため、合計６つのアームでモジュラーマルチレベル変換器を構成している。モジュラーマルチレベル変換器の単位変換器には、双方向チョッパ回路や単相ブリッジ回路などの単相回路が用いられる。

特許文献１に開示されているモジュラーマルチレベル変換器が適用された電力変換装置を大容量化する方法として、例えば、特許文献２に開示されているように、電力変換装置を多重化する方法がある。また、特許文献３に開示されているように、電力変換装置内のスイッチング素子を並列構成して、電力変換装置を大容量化する方法もある。

特表２０１０－５１２１３６号公報 特開２００３－１８９６２９号公報 特開２０１４－２３０３０７号公報

しかしながら、特許文献２に開示されている大容量化手法では、電力変換装置を制御するための制御部、連系変圧器および開閉装置などの装置が多重数だけ必要になるため、電力変換装置の大型化および制御の複雑化を招いていた。

特許文献３に開示されている大容量化手法では、スイッチング素子のゲート駆動電圧のばらつきおよびスイッチング素子の特性ばらつきによる電流集中が１つの素子に発生するのを防止するため、例えば、同じ特性を有するスイッチング素子を選別したり、ゲート駆動電圧の電圧制御などを実施したりする必要があると考えられる。

一方、電力変換装置にモジュラーマルチレベル変換器を適用する場合、各相のアームを並列接続することで、電力変換装置の多重化や素子の並列構成を回避して電力変換装置の大容量化を実現できる。

しかし、各相のアームを並列接続する大容量化手法では、並列アームに流れるアーム電流のアンバランスに起因して、単位変換器内の直流コンデンサ電圧がアンバランスとなる。直流コンデンサ電圧のアンバランスが拡大すると、スイッチング素子の耐電圧以上の高電圧が発生し、スイッチング素子が破壊する恐れがある。スイッチング素子を破壊から保護するためには、電力変換装置を停止させなければならず、電力変換装置の運用効率の低下を招いていた。

本発明は、上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、並列接続された各相のアームの単位変換器内の直流コンデンサ電圧のアンバランスを低減することが可能な電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、第１の観点に係る電力変換装置は、エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームと、前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する制御部を備える。

本発明によれば、並列接続された各相のアームの単位変換器内の直流コンデンサ電圧のアンバランスを低減することができる。

図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１の単位変換器の回路構成の一例を示す図である。 図３は、図１の電力変換制御部の構成を示すブロック図である。 図４は、図１の電力変換装置の交流電流の電流経路を示す図である。 図５は、図１の電力変換装置の直流電流の電流経路を示す図である。 図６は、図１の電力変換装置の並列アーム間循環電流の電流経路を示す図である。 図７は、図１の並列アーム間バランス制御部の構成を示すブロック図である。 図８は、図１の循環電流制御部の構成を示すブロック図である。 図９は、図１の並列アーム間循環電流と、並列アーム間の電圧バランスとの関係を示す図である。 図１０は、図１の並列アーム間の電圧アンバランスの解消時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。 図１１は、第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１２は、図１１のメインアームに設けられた電流検出器のその他の構成を示すブロック図である。 図１３は、第３実施形態に係る電力変換装置に適用される電力変換制御部の構成を示すブロック図である。 図１４は、図１３の並列アーム間バランス制御部の構成を示すブロック図である。 図１５は、図１４の交流循環電流振幅決定部で決定される交流循環電流の振幅の一例を示す図である。 図１６は、図１４の交流循環電流振幅決定部で決定される交流循環電流の振幅のその他の例を示す図である。

実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものではなく、また、実施形態の中で説明されている諸要素およびその組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。なお、以下の説明では、モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が適用された電力変換装置として、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流と直流との間の電力変換を実現する交直変換器を例にとる。

図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
図１において、電力変換装置１は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側（上側とも言う）およびＮ側（下側とも言う）ごとに、第１アームとしてメインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮと、第２アームとしてサブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮとを備える。また、電力変換装置１は、交流電圧検出器１２と、電力変換制御部１３とを備える。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとに、メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮとサブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮは並列接続されている。

なお、図１では、各相のＰ側およびＮ側ごとに、１つのサブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮを設けた例を示したが、各相のＰ側およびＮ側ごとに、複数のサブアームを設けるようにしてもよい。ここで、各メインアームに並列接続されるサブアームの個数を増大させることにより、電力変換装置を大容量化することができる。

各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰと、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰは、各相のＰ側に配置されている。各メインアーム１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮと、各サブアーム１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮは、各相のＮ側に配置されている。

各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰと、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰの一端は、直流端子Ｐに接続されている。メインアーム１０ＵＰと、サブアーム１１ＵＰの他端は、交流端子Ｕに接続され、メインアーム１０ＶＰと、サブアーム１１ＶＰの他端は、交流端子Ｖに接続され、メインアーム１０ＷＰと、サブアーム１１ＷＰの他端は、交流端子Ｗに接続されている。

各メインアーム１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮと、各サブアーム１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの一端は、直流端子Ｎに接続されている。メインアーム１０ＵＮと、サブアーム１１ＵＮの他端は、交流端子Ｕに接続され、メインアーム１０ＶＮと、サブアーム１１ＶＮの他端は、交流端子Ｖに接続され、メインアーム１０ＷＮと、サブアーム１１ＷＮの他端は、交流端子Ｗに接続されている。直流端子Ｐ、Ｎは直流回路に連系し、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗは三相交流回路に連系する。

メインアーム１０ＵＰは、Ｎ（Ｎは正の整数）個の単位変換器１００ＵＰｍ_ｊ（ｊ＝１～Ｎ）、リアクトル１０１および電流検出器１０２を備える。単位変換器１００ＵＰｍ_ｊ（ｊ＝１～Ｎ）、リアクトル１０１および電流検出器１０２は直列接続されている。各単位変換器１００ＵＰｍ_ｊは、エネルギーバッファである直流コンデンサを含む。各単位変換器１００ＵＰｍ_ｊは、双方向チョッパセルを用いるようにしてもよいし、フルブリッジセルを用いるようにしてもよい。リアクトル１０１は、メインアーム１０ＵＰを介して循環するスイッチングリプル電流を抑制する。電流検出器１０２は、メインアーム１０ＵＰに流れるアーム電流ｉＵＰｍを検出する。

サブアーム１１ＵＰは、Ｍ（Ｍは正の整数）個の単位変換器１００ＵＰｓ_ｊ（ｊ＝１～Ｍ）、リアクトル１１１および電流検出器１１２を備える。単位変換器１００ＵＰｓ_ｊ（ｊ＝１～Ｎ）、リアクトル１１１および電流検出器１１２は直列接続されている。各単位変換器１００ＵＰｓ_ｊは、エネルギーバッファである直流コンデンサを含む。各単位変換器１００ＵＰｓ_ｊは、双方向チョッパセルを用いるようにしてもよいし、フルブリッジセルを用いるようにしてもよい。リアクトル１１１は、サブアーム１１ＵＰを介して循環するスイッチングリプル電流を抑制する。電流検出器１１２は、サブアーム１１ＵＰに流れるアーム電流ｉＵＰｓを検出する。

なお、メインアーム１０ＵＰの単位変換器１００ＵＰｍ_ｊの個数と、サブアーム１１ＵＰの単位変換器１００ＵＰｓ_ｊの個数は、必ずしも同数（つまり、Ｎ＝Ｍ）である必要はなく、異なっていてもよい。

各メインアーム１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮは、メインアーム１０ＵＰと同等の構成であるため説明を省略する。また、各サブアーム１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮは、サブアーム１１ＵＰと同等の構成であるため説明を省略する。

交流電圧検出器１２は、交流ＡＣの交流電圧ｖＳｘを検出する。交流電圧ｖＳｘの“ｘ”は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の三相のうちのいずれかを表す。

電力変換制御部１３は、第１アームと第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する。例えば、電力変換制御部１３は、メインアーム１０ＵＰとサブアーム１１ＵＰとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御する。同様に、電力変換制御部１３は、メインアーム１０ＶＰとサブアーム１１ＶＰとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御し、メインアーム１０ＵＰとサブアーム１１ＵＰとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御する。Ｐ側についても同様に、電力変換制御部１３は、メインアーム１０ＵＮとサブアーム１１ＵＮとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御し、メインアーム１０ＶＮとサブアーム１１ＶＮとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御し、メインアーム１０ＷＰとサブアーム１１ＷＮとが並列接続された並列アーム内で循環する並列アーム間循環電流を制御する。

なお、以下の説明では、並列アームは、互いに並列接続されたメインアームとサブアームのことを言う。また、単にアームと言うときは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとのメインアームとサブアームのことを指す。

このとき、電力変換制御部１３は、交流電圧検出器１２で検出した交流電圧ｖＳｘ、各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの電流検出器１０２で検出したアーム電流ｉｘｙｍ、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの電流検出器１１２で検出したアーム電流ｉｘｙｓ、各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの単位変換器内の直流電圧検出器にて検出した直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊ（ｊ＝１～Ｎ）、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの単位変換器内の直流電圧検出器にて検出した直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｓ_ｊ（ｊ＝１～Ｍ）、有効電力指令Ｐｒｅｆおよび無効電力指令Ｑｒｅｆを入力として、各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの単位変換器に与えるゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ（ｊ＝１～Ｎ）と、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの単位変換器に与えるゲートパルスｇｘｙｓ_ｊ（ｊ＝１～Ｍ）を出力する。このとき、電力変換制御部１３は、電力変換装置１が融通する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを有効電力指令Ｐｒｅｆおよび無効電力指令Ｑｒｅｆにそれぞれ追従させるようなゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ、ｇｘｙｓ_ｊを生成する。

なお、アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓ、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊ、ｖＣｘｙｓ_ｊおよびゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ、ｇｘｙｓ_ｊのそれぞれの“ｘ”は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相のうちのいずれかを表す。また、アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓ、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊ、ｖＣｘｙｓ_ｊおよびゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ、ｇｘｙｓ_ｊのそれぞれの“ｙ”は、Ｐ側アームまたはＮ側アームのうちのいずれかを表す。また、アーム電流ｉｘｙｍ、、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊおよびゲートパルスｇｘｙｍ_ｊのそれぞれの“ｍ”はメインアーム、アーム電流ｉｘｙｓ、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｓ_ｊおよびゲートパルスｇｘｙｓ_ｊのそれぞれの“ｓ”はサブアームを表す。

ここで、電力変換制御部１３は、第１アームと第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御することにより、各相の並列アームの単位変換器内の直流コンデンサ電圧のアンバランスを低減することができ、電力変換装置１を安定して運用することを可能としつつ、電力変換装置１の大容量化を実現することができる。このため、図１のモジュラーマルチレベル変換器を系統連系用電力変換器に適用することにより、大容量で長距離の送電に適した高圧直流送電を用いて、風力発電、太陽光発電および太陽熱発電などの再生可能エネルギーを連系させることができる。

また、第１アームに並列接続される第２アームの個数を増大させることで、系統周波数を維持するための揚水発電システムの大容量化に対応することができ、再生可能エネルギーの拡大に対応することができる。このとき、第１アームと第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御することにより、並列アームに分流する電流ばらつきに起因する各相の並列アームの単位変換器内の直流コンデンサ電圧のアンバランスの拡大を防止することができ、揚水発電システムの運転継続に支障をきたすのを防止することができる。

電力変換装置１は、第１アームに並列接続される第２アームの個数を増大させることで大容量化を実現でき、大容量化に伴って遮断器および変圧器を増加させる必要がない。このため、電力変換装置１は、地下に電気品を設置するために設置場所が限られる揚水発電システムに有用である。

なお、図１のモジュラーマルチレベル変換器は、系統連系用電力変換器以外にも、誘導電動機のためのモータドライブ装置などに適用してもよい。

図２は、図１の単位変換器の回路構成の一例を示す図である。なお、図２では、図１のメインアーム１０ＵＰの単位変換器１００ＵＰｍ_１の回路構成の一例を示すが、他の単位変換器についても同様に構成することができる。
図２において、単位変換器１００ＵＰｍ_１は、スイッチング回路２０１と、エネルギーバッファである直流コンデンサ２０２と、直流電圧検出器２０３と、ゲート駆動回路２０４を備える。直流コンデンサ２０２は、スイッチング回路２０１に並列接続されている。

スイッチング回路２０１は、スイッチング素子２０５、２０６と、環流ダイオード２０７、２０８を備える。スイッチング素子２０５には環流ダイオード２０７が並列接続され、スイッチング素子２０６には環流ダイオード２０８が並列接続されている。スイッチング素子２０５、２０６は直列接続されている。スイッチング素子２０６の両端には、単位変換器１００ＵＰｍ_１の出力端子ａ、ｂが設けられている。出力端子ａ、ｂ間には、単位変換器１００ＵＰｍ_１の出力電圧ｖｏＵＰｍ_１が出力される。各スイッチング素子２０５、２０６は、ＩＧＢＴであってもよいし、ＩＧＢＴ以外の自己消弧形半導体スイッチング素子であってもよい。

直流電圧検出器２０３は、直流コンデンサ２０２の直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_１を検出し、その検出値を図１の電力変換制御部１３へ伝送する。

ゲート駆動回路２０４は、電力変換制御部１３から単位変換器１００ＵＰｍ_１へ伝送されるゲートパルスｇＵＰｍ_１が入力される。ゲート駆動回路２０４は、ゲートパルスｇＵＰｍ_１に応じて、各スイッチング素子２０５、２０６のオンとオフを切り替えるゲート駆動電圧を生成し、各スイッチング素子２０５、２０６に印加する。このとき、単位変換器１００ＵＰｍ_１の出力電圧ｖｏＵＰｍ_１として、直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_１または零のどちらか一方が出力される。すなわち、スイッチング素子２０５がオン、スイッチング素子２０６がオフされると、出力電圧ｖｏＵＰｍ_１として直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_１が出力され、スイッチング素子２０５がオフ、スイッチング素子２０６がオンされると、出力電圧ｖｏＵＰｍ_１として零が出力される。

なお、図２の例では、単位変換器１００ＵＰｍ_１として双方向チョッパ回路を用いた場合を示したが、単位変換器１００ＵＰｍ_１は、双方向チョッパ回路に限定されるものではなく、単相ブリッジ回路などの他の単相回路を用いるようにしてもよい。

図３は、図１の電力変換制御部の構成を示すブロック図である。
図３において、電力変換制御部１３は、アーム電流分離部３０１、電力制御部３０２、交流電流制御部３０３、直流電流制御部３０４、各相間バランス制御部３０５、並列アーム間バランス制御部３０６、循環電流制御部３０７、加算器３０８ｍ、３０８ｐ、ゲートパルス生成部３０９ｍ、３０９ｓおよび平均値演算部３１０、３１１を備える。

アーム電流分離部３０１は、アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓが含有する交流電流ｉＳｘ、直流電流ｉＤＣおよび並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを分離する。アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓを分離することにより、アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓが含有する各電流成分を制御することができる。

交流電流ｉＳｘは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相ごとに分離される。並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとかつメインアームおよびサブアームごとに分離される。

図４は、図１の電力変換装置の交流電流の電流経路を示す図である。
図４において、交流電流ｉＳｘは、電力変換装置１の交流回路を介して流れる電流成分である。Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の交流電流ｉＳｘは、Ｐ側メインアーム、Ｐ側サブアーム、Ｎ側メインアームおよびＮ側サブアームに１／４ずつ分流する。三相３線交流回路において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の交流電流の和は零であるため、直流回路に交流電流ｉＳｘが流れることはない。この交流電流ｉＳｘを制御することで、三相交流回路と電力変換装置１の間の有効電力Ｐと無効電力Ｑを制御することができる。交流電流ｉＳｘの“ｘ”は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の三相のうちのいずれかを表す。

図３のアーム電流分離部３０１は、図１の各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの電流検出器１０２で検出されたアーム電流ｉｘｙｍと、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの電流検出器１１２で検出されたアーム電流ｉｘｙｓに基づいて、以下の（１）式から（３）式を用いることにより、交流電流ｉＳｘを演算可能である。アーム電流分離部３０１は、交流電流ｉＳｘを電力制御部３０２および交流電流制御部３０３に入力する。

ｉＳＵ＝（ｉＵＰｍ＋ｉＵＰｓ）－（ｉＵＮｍ＋ｉＵＮｓ） ・・・（１）
ｉＳＶ＝（ｉＶＰｍ＋ｉＶＰｓ）－（ｉＶＮｍ＋ｉＶＮｓ） ・・・（２）
ｉＳＷ＝（ｉＷＰｍ＋ｉＷＰｓ）－（ｉＷＮｍ＋ｉＷＮｓ） ・・・（３）

図５は、図１の電力変換装置の直流電流の電流経路を示す図である。
図５において、直流電流ｉＤＣは、電力変換装置１の直流回路を介して流れる電流成分である。直流電流ｉＤＣは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のメインアームおよびサブアームに１／６ずつ分流する。このとき、直流電流ｉＤＣの向きと大きさを制御することで、直流電力ＰＤＣを制御できる。

図３のアーム電流分離部３０１は、図１の各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの電流検出器１０２で検出されたアーム電流ｉｘｙｍと、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの電流検出器１１２で検出されたアーム電流ｉｘｙｓに基づいて、以下の（４）式を用いることにより、直流電流ｉＤＣを演算可能である。アーム電流分離部３０１は、直流電流ｉＤＣを直流電流制御部３０４に入力する。

ｉＤＣ＝１／２×｛（ｉＵＰｍ＋ｉＵＰｓ）＋（ｉＵＮｍ＋ｉＵＮｓ）＋（ｉＶＰｍ＋ｉＶＰｓ）＋（ｉＶＮｍ＋ｉＶＮｓ）＋（ｉＷＰｍ＋ｉＷＰｓ）＋（ｉＷＮｍ＋ｉＷＮｓ）｝
・・・（４）

図６は、図１の電力変換装置の並列アーム間循環電流の電流経路を示す図である。
図６において、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓは、各アームを流れる電流成分であるが、三相交流回路にも直流回路にも流出しない電流である。このため、各相の並列アームにおいて、メインアームに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍと、サブアームに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｓは、大きさが等しく向きが逆である。各並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓは、各相の並列アームにおけるアーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓ間の差電流に等しい。

アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓが含有する並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを分離し、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを制御して、各アームの直流コンデンサの充電期間および放電期間を制御することで、各相の並列アームの単位変換器内の直流コンデンサ電圧のアンバランスを低減することができる。

図３のアーム電流分離部３０１は、図１の各メインアーム１０ＵＰ、１０ＶＰ、１０ＷＰ、１０ＵＮ、１０ＶＮ、１０ＷＮの電流検出器１０２で検出されたアーム電流ｉｘｙｍと、各サブアーム１１ＵＰ、１１ＶＰ、１１ＷＰ、１１ＵＮ、１１ＶＮ、１１ＷＮの電流検出器１１２で検出されたアーム電流ｉｘｙｓに基づいて、以下の（５）式から（１０）式を用いることにより、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを演算可能である。アーム電流分離部３０１は、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを循環電流制御部３０７に入力する。

ｉＣＣＵＰｍ＝－ｉＣＣＵＰｓ＝１／２×（ｉＵＰｍ－ｉＵＰｓ） ・・・（５）
ｉＣＣＵＮｍ＝－ｉＣＣＵＮｓ＝１／２×（ｉＵＮｍ－ｉＵＮｓ） ・・・（６）
ｉＣＣＶＰｍ＝－ｉＣＣＶＰｓ＝１／２×（ｉＶＰｍ－ｉＶＰｓ） ・・・（７）
ｉＣＣＶＮｍ＝－ｉＣＣＶＮｓ＝１／２×（ｉＶＮｍ－ｉＶＮｓ） ・・・（８）
ｉＣＣＷＰｍ＝－ｉＣＣＷＰｓ＝１／２×（ｉＷＰｍ－ｉＷＰｓ） ・・・（９）
ｉＣＣＷＮｍ＝－ｉＣＣＷＮｓ＝１／２×（ｉＷＮｍ－ｉＷＮｓ） ・・・（１０）

図３に戻り、電力制御部３０２は、電力変換装置１が三相交流回路と授受する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを有効電力指令値Ｐｒｅｆおよび無効電力指令値Ｑｒｅｆにそれぞれ追従させる。電力制御部３０２は、交流電流指令値ｉＳｘｒｅｆを演算し、交流電流制御部３０３の指令値として入力する。電力制御部３０２は、交流電圧ｖＳｘおよび交流電流ｉＳｘに基づいて、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを演算する。

三相交流回路と授受する有効電力Ｐが発生した場合、各単位変換器内の直流コンデンサは、有効電力Ｐに応じた充放電エネルギー変動（電圧変動）が発生する。そのため、電力制御部３０２は、全ての単位変換器の直流コンデンサ電圧の平均電圧値ｖＣを直流コンデンサ電圧指令値ｖＣｒｅｆに追従させるための直流電流ｉＤＣを流すことで、直流コンデンサ電圧を一定に保つよう制御する。つまり、三相交流回路と有効電力Ｐを授受する場合は、直流回路とも直流電力ＰＤＣを授受し、有効電力Ｐ＝直流電力ＰＤＣの関係が成り立つように電力変換制御部１３を構築することで、直流コンデンサ電圧を一定に保つことができる。

交流電流制御部３０３は、電力制御部３０２から得られる交流電流指令値ｉＳｘｒｅｆを入力として、交流電流ｉＳｘを交流電流指令値ｉＳｘｒｅｆに追従させるように単位変換器の出力電圧の合計値を補正する。このとき、交流電流制御部３０３は、単位変換器の出力電圧の合計値を補正するための交流電圧指令値ｖＳｘｒｅｆを生成し、加算器３０８ｍ、３０８ｐに入力する。

直流電流制御部３０４は、直流電流ｉＤＣを直流電流指令値ｉＤＣｒｅｆに追従させる。直流電流指令値ｉＤＣｒｅｆは、直流電力ＰＤＣが出力されるように決定される。直流電流制御部３０４は、直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆ／２を生成し、加算器３０８ｍ、３０８ｐに入力する。Ｐ側アームとＮ側アームに直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆを半分ずつ出力することで、直流端子Ｐと直流端子Ｎとの間で直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆが出力される。

各相間バランス制御部３０５は、各相上下アームの単位変換器ごとの直流コンデンサ電圧の相平均電圧値ｖＣｘを全ての単位変換器の直流コンデンサ電圧平均値ｖＣに追従させる。各相上下アームの単位変換器ごとの直流コンデンサ電圧の相平均電圧値ｖＣｘは、単位変換器の直流コンデンサ電圧の平均値を各相ごとに演算することで得られる。全ての単位変換器の直流コンデンサ電圧平均値ｖＣは、全ての単位変換器の直流コンデンサ電圧の平均値を演算することで得られる。

このとき、平均値演算部３１０は、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊ、ｖＣｘｙｓ_ｊに基づいて相平均電圧値ｖＣｘを算出し、各相間バランス制御部３０５に入力する。また、平均値演算部３１１は、直流コンデンサ電圧ｖＣｘｙｍ_ｊ、ｖＣｘｙｓ_ｊに基づいて直流コンデンサ電圧平均値ｖＣを算出し、直流電流制御部３０４および各相間バランス制御部３０５に入力する。

各相間バランス制御部３０５は、各相循環電流指令値ｉＣＣｘｒｅｆを生成し、並列アーム間バランス制御部３０６に入力する。このとき、各相間バランス制御部３０５は、相平均電圧値ｖＣｘが低い相は直流コンデンサを充電する期間が長くなるようにゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ、ｇｘｙｓ_ｊを制御し、相平均電圧値ｖＣｘが高い相は直流コンデンサを放電する期間が長くなるようにゲートパルスｇｘｙｍ_ｊ、ｇｘｙｓ_ｊを制御する。この制御により、各相間バランス制御部３０５は、各相間に発生する電圧アンバランスを解消することができる。

並列アーム間バランス制御部３０６は、並列アームの直流コンデンサ電圧のアンバランスが解消するように並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを制御するための循環電流指令値ｉＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｉＣＣｘｙｓｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。並列アーム間バランス制御部３０６は、メインアームおよびサブアームのそれぞれについて、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとに循環電流指令値ｉＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｉＣＣｘｙｓｒｅｆを生成し、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓをアームごとに制御する。

循環電流制御部３０７は、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを循環電流指令値ｉＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｉＣＣｘｙｓｒｅｆに追従させる。このとき、循環電流制御部３０７は、循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｖＣＣｘｙｓｒｅｆを生成する。そして、循環電流制御部３０７は、循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｍｒｅｆを加算器３０８ｍに入力し、循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｓｒｅｆを加算器３０８ｐに入力する。

循環電流制御部３０７は、アームごとに独立した循環電流制御系を備え、各アームの循環電流指令値ｉＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｉＣＣｘｙｓｒｅｆと、各アームに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓの偏差が解消される方向に制御する。各アームに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを制御することで、並列接続されたメインアームとサブアームについて、そのメインアームの直流コンデンサ電圧の平均値と、そのサブアームの直流コンデンサ電圧の平均値の電圧アンバランスを解消することができる。

ここで、各相循環電流ｉＣＣｘと並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓとの関係は、以下の（１１）式から（１３）式で与えられる。

ｉＣＣＵ＝ｉＣＣＵＰｍ＋ｉＣＣＵＰｓ＝ｉＣＣＵＮｍ＋ｉＣＣＵＮｓ ・・・（１１）
ｉＣＣＶ＝ｉＣＣＶＰｍ＋ｉＣＣＶＰｓ＝ｉＣＣＶＮｍ＋ｉＣＣＶＮｓ ・・・（１２）
ｉＣＣＷ＝ｉＣＣＷＰｍ＋ｉＣＣＷＰｓ＝ｉＣＣＷＮｍ＋ｉＣＣＷＮｓ ・・・（１３）

加算器３０８ｍは、交流電圧指令値ｖＳｘｒｅｆ、循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｍｒｅｆおよび直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆの１／２をメインアームごとにそれぞれ加算することで、アーム電圧指令値Ｖｘｙｍｒｅｆを生成し、ゲートパルス生成部３０９ｍに入力する。加算器３０８ｓは、交流電圧指令値ｖＳｘｒｅｆ、循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｓｒｅｆおよび直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆの１／２をサブアームごとにそれぞれ加算することで、アーム電圧指令値Ｖｘｙｓｒｅｆを生成し、ゲートパルス生成部３０９ｓに入力する。

ゲートパルス生成部３０９ｍは、アーム電圧指令値Ｖｘｙｍｒｅｆと、搬送波Ｃａｒｒｉｅｒを比較することで、各メインアームのＮ個の単位変換器ごとにゲートパルスｇｘｙｍ_ｊを生成し、各メインアームのＮ個の単位変換器ごとに設けられた図２のゲート駆動回路２０４へ入力する。ゲートパルス生成部３０９ｓは、アーム電圧指令値Ｖｘｙｓｒｅｆと、搬送波Ｃａｒｒｉｅｒを比較することで、各サブアームのＭ個の単位変換器ごとにゲートパルスｇｘｙｓ_ｊを生成し、各サブアームのＭ個の単位変換器ごとに設けられたゲート駆動回路２０４へ入力する。

図７は、図１の並列アーム間バランス制御部の構成を示すブロック図である。
図７において、並列アーム間バランス制御部３０６は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相ごとに各相並列アーム間バランス制御部３０６Ｕ、３０６Ｖ、３０６Ｗを備える。各相並列アーム間バランス制御部３０６Ｕ、３０６Ｖ、３０６Ｗは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて、並列アームの直流コンデンサ電圧のアンバランスが解消するように並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを制御する。相並列アーム間バランス制御部３０６Ｕは、ゲイン乗算部４００、４０３Ｐ、４０３Ｎ、平均値演算部４０１、減算器４０２Ｐ、４０２Ｎ、４０４Ｐ、４０４Ｎおよび加算器４０５Ｐ、４０５Ｎを備える。

ゲイン乗算部４００は、各相間バランス制御部３０５から得られるＵ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆに対し、メインアームとサブアームにそれぞれ１／２ずつ分流させるようゲイン１／２を乗算し、減算器４０４Ｐ、４０４Ｎおよび加算器４０５Ｐ、４０５Ｎに入力する。

平均値演算部４０１は、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍを演算し、減算器４０２Ｐに入力する。平均値演算部４０１は、サブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓを演算し、減算器４０２Ｐに入力する。平均値演算部４０１は、メインアーム１０ＵＮの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＮｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＮｍを演算し、減算器４０２Ｎに入力する。平均値演算部４０１は、サブアーム１１ＵＮの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＮｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＮｓを演算し、減算器４０２Ｎに入力する。

このとき、制御性能を向上させるために、三相交流回路の一周期または半周期などの移動平均値演算により直流コンデンサの交流変動分を除去してもよい。

減算器４０２Ｐは、アーム平均電圧値ｖＣＵＰｍからアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓを減算することで、電圧偏差ＤｖＣＵＰを生成し、ゲイン乗算部４０３Ｐに入力する。減算器４０２Ｎは、アーム平均電圧値ｖＣＵＮｍからアーム平均電圧値ｖＣＵＮｓを減算することで、電圧偏差ＤｖＣＵＮを生成し、ゲイン乗算部４０３Ｎに入力する。

ゲイン乗算部４０３Ｐは、電圧偏差ＤｖＣＵＰに制御ゲインを乗算することで、循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰを生成し、減算器４０４Ｐおよび加算器４０５Ｐに入力する。ゲイン乗算部４０３Ｎは、電圧偏差ＤｖＣＵＮに制御ゲインを乗算することで、循環電流補正値ＤｉＣＣＵＮを生成し、減算器４０４Ｎおよび加算器４０５Ｎに入力する。

減算器４０４Ｐは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２から循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰを減算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｍｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。加算器４０５Ｐは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２に循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰを加算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｓｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。

減算器４０４Ｎは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２から循環電流補正値ＤｉＣＣＵＮを減算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｍｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。加算器４０５Ｎは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２に循環電流補正値ＤｉＣＣＵＮを加算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｓｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。

なお、各相並列アーム間バランス制御部３０６Ｖ、３０６Ｗは、各相並列アーム間バランス制御部３０６Ｕと同等の構成であるため説明を省略する。

これにより、各アームの直流コンデンサ電圧の平均値が低いアームは直流コンデンサの充電期間が長くなるようにゲートパルスを制御し、各アームの直流コンデンサ電圧の平均値が高いアームは直流コンデンサの放電期間が長くなるようにゲートパルスを制御することができる。このため、並列アーム間バランス制御部３０６は、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓに基づいて、並列アーム間の電圧アンバランスを解消することができる。

図８は、図１の循環電流制御部の構成を示すブロック図である。
図８において、循環電流制御部３０７は、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを循環電流指令値ｉＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｉＣＣｘｙｓｒｅｆに追従させる。循環電流制御部３０７は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相ごとに各相循環電流制御部３０７Ｕ、３０７Ｖ、３０７Ｗを備える。各相循環電流制御部３０７Ｕは、減算器１０１１～１０１４およびゲイン乗算部１０２１～１０２４を備える。

減算器１０１１は、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｍｒｅｆから並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍを減算し、ゲイン乗算部１０２１に入力する。ゲイン乗算部１０２１は、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｍｒｅｆと並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍとの偏差に制御ゲインを乗算することで、循環電圧指令値ｖＣＣＵＰｍｒｅｆを生成し、図３の加算器３０８ｍに入力する。

減算器１０１２は、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｓｒｅｆから並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｓを減算し、ゲイン乗算部１０２２に入力する。ゲイン乗算部１０２２は、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｓｒｅｆと並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｓとの偏差に制御ゲインを乗算することで、循環電圧指令値ｖＣＣＵＰｓｒｅｆを生成し、図３の加算器３０８ｓに入力する。

減算器１０１３は、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｍｒｅｆから並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＮｍを減算し、ゲイン乗算部１０２３に入力する。ゲイン乗算部１０２３は、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｍｒｅｆと並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＮｍとの偏差に制御ゲインを乗算することで、循環電圧指令値ｖＣＣＵＮｍｒｅｆを生成し、加算器３０８ｍに入力する。

減算器１０１４は、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｓｒｅｆから並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＮｓを減算し、ゲイン乗算部１０２４に入力する。ゲイン乗算部１０２４は、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｓｒｅｆと並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＮｓとの偏差に制御ゲインを乗算することで、循環電圧指令値ｖＣＣＵＮｓｒｅｆを生成し、加算器３０８ｓに入力する。

なお、各相循環電流制御部３０７Ｖ、３０７Ｗは、各相循環電流制御部３０７Ｕと同等の構成であるため説明を省略する。

図９は、図１の並列アーム間循環電流と、並列アーム間の電圧バランスとの関係を示す図である。なお、以下の説明では、図９（ｂ）のメインアーム１０ＵＰの並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍおよびサブアーム１１ＵＰの並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｓの変化と、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍとサブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓとの偏差ＤｖＣＵＰとの関係を例にとる。

図９（ａ）において、時刻ｔ１では、図１の並列アーム間バランス制御部３０６が停止しており、時刻ｔ２にて動作を開始したとする。ここで、メインアーム１０ＵＰに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍと、サブアーム１１ＵＰに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｓが一致している場合、メインアーム１０ＵＰとサブアーム１１ＵＰのコンデンサ電圧バランスは保たれる。

一方、図９（ａ）の時刻ｔ１において、何らかの外乱により、並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓのアンバランスが拡大すると、サブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓがメインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍより高くなり、電圧アンバランスが発生する。この電圧アンバランスが発生すると、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍとサブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓとの偏差ＤｖＣＵＰが発生し、この偏差ＤｖＣＵＰが拡大すると、図２のスイッチング素子２０５、２０６の耐圧以上の高電圧が発生する恐れがある。この偏差ＤｖＣＵＰの拡大を放置した場合、スイッチング素子２０５、２０６が破壊される恐れがあるために、図１の電力変換装置１を停止させなければならない。

次に、時刻ｔ２において、並列アーム間バランス制御部３０６が動作を開始したものとする。このとき、並列アーム間バランス制御部３０６は、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍとサブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓとの偏差ＤｖＣＵＰを解消するために、循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰを生成する。そして、並列アーム間バランス制御部３０６は、メインアーム１０ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｍを循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰだけ増やし、サブアーム１１ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｓを循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰだけ減らすよう制御する。つまり、並列アーム間に流れる循環電流が循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰ分だけ増加する。

このとき、メインアーム１０ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｍは循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰだけ増えるので、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサが充電され、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍは上昇する。一方、サブアーム１１ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｓは循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰだけ減るので、サブアーム１１ＵＰの直流コンデンサが放電され、サブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓは下降する。このため、メインアーム１０ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｍ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｍとサブアーム１１ＵＰの直流コンデンサ電圧ｖＣＵＰｓ_ｊのアーム平均電圧値ｖＣＵＰｓとの偏差ＤｖＣＵＰが減少し、メインアーム１０ＵＰとサブアーム１１ＵＰのコンデンサ電圧のアンバランスを解消することができる。

なお、図９の説明では、並列アーム間バランス制御部３０６によるアーム間の電圧アンバランスの解消作用を説明するために、時刻ｔ２にて並列アーム間バランス制御部３０６が動作を開始したものとしたが、並列アーム間バランス制御部３０６は、常時動作させることができる。この場合、時刻ｔ１において何らかの外乱が発生した場合においても、偏差ＤｖＣＵＰの発生を未然に防止することができ、スイッチング素子２０５、２０６を保護することができる。

以下、図１の並列アーム間バランス制御部３０６を適用した場合の各部動作波形を説明する。

図１０は、図１の並列アーム間の電圧アンバランスの解消時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。なお、図１０では、Ｕ相Ｐ側アームの直流コンデンサの電圧アンバランスが発生した場合を示した。図１０の縦軸は、上から、交流電圧ｖＳＵと、交流電流ｉＳＵと、有効電力Ｐ、無効電力Ｑと、Ｕ相Ｐ側アームの並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓと、並列アーム間バランス制御部３０６の循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰと、Ｕ相Ｐ側アームの直流コンデンサ電圧のアーム平均電圧値ＶＣＵＰｍ、ＶＣＵＰｓを示す。横軸は、時間ｔを示す。

図１０の時刻ｔ１において、並列アーム間バランス制御部３０６は停止しており、時刻ｔ２に動作を開始したものとする。時刻ｔ１において、各アームに流れる並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓは概ね同値（ｉＣＣＵＰｍ＋ｉＣＣＵＰｓ＝０）である。この時、Ｕ相Ｐ側アームの直流コンデンサ電圧のアーム平均電圧値ＶＣＵＰｍ、ＶＣＵＰｓは概ね一定に保たれている。

その後、時刻ｔ１からｔ２の区間において、Ｕ相Ｐ側アームに外乱を与えると、並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓの電流バランスが徐々に崩れ、それに応じて、アーム平均電圧値ＶＣＵＰｍ、ＶＣＵＰｓの電圧アンバランスが拡大している。

次に、時刻ｔ２において、並列アーム間バランス制御部３０６の動作を開始したものとする。このとき、並列アーム間バランス制御部３０６は、Ｕ相Ｐ側アームの直流コンデンサ電圧の電圧アンバランスを解消する方向に循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰを生成する。この循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰの生成により、メインアーム１０ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｍと、サブアーム１１ＵＰに流れる循環電流ｉＣＣＵＰｓに差が発生する。つまり、並列アーム間バランス制御部３０６の動作にて、循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰに応じた循環電流が並列アーム間に流れる。

次に、時刻ｔ２以降では、並列アーム間バランス制御部３０６の動作により、アーム平均電圧値ＶＣＵＰｍ、ＶＣＵＰｓの電圧バランスが概ね一定に保たれるよう制御され、並列アーム間の直流コンデンサの電圧アンバランスが並列アーム間循環電流によって解消される。

上述した実施形態では、第１アーム（メインアーム）、第２アーム（サブアーム）の２つのアームの並列回路の動作を説明した。しかし、本発明は、２つのアームの並列回路に限定されることなく、並列アーム間に循環電流を流せる回路構成であれば、２つ以上のアームの並列回路に拡張することが可能である。

以上説明したように、上述した実施形態によれば、電力変換装置１の大容量化が可能であり、並列アーム間の直流コンデンサ電圧の電圧アンバランスを並列アーム間循環電流にて解消できるので、電力変換装置１を安定に運転することが可能である。

図１１は、第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、第１実施形態と同様の構成については、説明を省略し、同一の記号で示す。
図１１において、電力変換装置２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとに、第１アームとしてメインアーム２０ＵＰ、２０ＶＰ、２０ＷＰ、２０ＵＮ、２０ＶＮ、２０ＷＮと、第２アームとしてサブアーム２１ＵＰ、２１ＶＰ、２１ＷＰ、２１ＵＮ、２１ＶＮ、２１ＷＮとを備える。また、電力変換装置２は、交流電圧検出器１２と、電力変換制御部１３と、電流検出器７１１～７１６を備える。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相のＰ側およびＮ側ごとに、メインアーム２０ＵＰ、２０ＶＰ、２０ＷＰ、２０ＵＮ、２０ＶＮ、２０ＷＮとサブアーム２１ＵＰ、２１ＶＰ、２１ＷＰ、２１ＵＮ、２１ＶＮ、２１ＷＮは並列接続されている。

各メインアーム２０ＵＰ、２０ＶＰ、２０ＷＰと、各サブアーム２１ＵＰ、２１ＶＰ、２１ＷＰは、各相のＰ側に配置されている。各メインアーム２０ＵＮ、２０ＶＮ、２０ＷＮと、各サブアーム２１ＵＮ、２１ＶＮ、２１ＷＮは、各相のＮ側に配置されている。

各メインアーム２０ＵＰ、２０ＶＰ、２０ＷＰと、各サブアーム２１ＵＰ、２１ＶＰ、２１ＷＰの一端は、直流端子Ｐに接続されている。メインアーム２０ＵＰと、サブアーム２１ＵＰの他端は、電流検出器７１１を介して交流端子Ｕに接続され、メインアーム２０ＶＰと、サブアーム２１ＶＰの他端は、電流検出器７１３を介して交流端子Ｖに接続され、メインアーム２０ＷＰと、サブアーム２１ＷＰの他端は、電流検出器７１５を介して交流端子Ｗに接続されている。

各メインアーム２０ＵＮ、２０ＶＮ、２０ＷＮと、各サブアーム２１ＵＮ、２１ＶＮ、２１ＷＮの一端は、直流端子Ｎに接続されている。メインアーム２０ＵＮと、サブアーム２１ＵＮの他端は、電流検出器７１２を介して交流端子Ｕに接続され、メインアーム２０ＶＮと、サブアーム２１ＶＮの他端は、電流検出器７１４を介して交流端子Ｖに接続され、メインアーム２０ＷＮと、サブアーム２１ＷＮの他端は、電流検出器７１６を介して交流端子Ｗに接続されている。

なお、図１１では、電流検出器７１１～７１６を交流側に接続した例を示したが、電流検出器７１１～７１６を直流側に接続するようにしてもよい。

メインアーム２０ＵＰは、Ｎ個の単位変換器１００ＵＰｍ_ｊ、リアクトル１０１および電流検出器７０１を備える。単位変換器１００ＵＰｍ_ｊ、リアクトル１０１および電流検出器７０１は直列接続されている。電流検出器７０１は、メインアーム２０ＵＰに流れるアーム電流ｉＵＰｍを検出する。電流検出器７０１の検出精度は、電流検出器７１１の検出精度よりも低くすることができる。

サブアーム２１ＵＰは、Ｍ個の単位変換器１００ＵＰｓ_ｊおよびリアクトル１１１を備える。単位変換器１００ＵＰｓ_ｊおよびリアクトル１１１は直列接続されている。

メインアーム２０ＵＮは、Ｎ個の単位変換器１００ＵＮｍ_ｊ、リアクトル１２１および電流検出器７０２を備える。単位変換器１００ＵＮｍ_ｊ、リアクトル１２１および電流検出器７０２は直列接続されている。電流検出器７０２は、メインアーム２０ＵＮに流れるアーム電流ｉＵＮｍを検出する。電流検出器７０２の検出精度は、電流検出器７１２の検出精度よりも低くすることができる。

サブアーム２１ＵＮは、Ｍ個の単位変換器１００ＵＮｓ_ｊおよびリアクトル１３１を備える。単位変換器１００ＵＮｓ_ｊおよびリアクトル１３１は直列接続されている。

各メインアーム２０ＶＰ、２０ＷＰは、メインアーム２０ＵＰと同等の構成であるため説明を省略する。各サブアーム２１ＶＰ、２１ＷＰは、サブアーム２１ＵＰと同等の構成であるため説明を省略する。各メインアーム２０ＶＮ、２０ＷＮは、メインアーム２０ＵＮと同等の構成であるため説明を省略する。各サブアーム２１ＶＮ、２１ＷＮは、サブアーム２１ＵＮと同等の構成であるため説明を省略する。

電流検出器７１１は、アーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓの和を検出する。電流検出器７１２は、アーム電流ｉＵＮｍ、ｉＵＮｓの和を検出する。電流検出器７１３は、アーム電流ｉＶＰｍ、ｉＶＰｓの和を検出する。電流検出器７１４は、アーム電流ｉＶＮｍ、ｉＶＮｓの和を検出する。電流検出器７１５は、アーム電流ｉＷＰｍ、ｉＷＰｓの和を検出する。電流検出器７１６は、アーム電流ｉＷＮｍ、ｉＷＮｓの和を検出する。

電力変換制御部１３は、アーム電流ｉｘｙｍ、ｉｘｙｓが含有する交流電流ｉＳｘ、直流電流ｉＤＣおよび並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを分離し、交流電圧指令値ｖＳｘｒｅｆ、直流電圧指令値ｖＤＣｒｅｆおよび循環電圧指令値ｖＣＣｘｙｍｒｅｆ、ｖＣＣｘｙｓｒｅｆに基づいて、交流電流ｉＳｘ、直流電流ｉＤＣおよび並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙの各電流成分を制御する。

このとき、各電流検出器７１１～７１６の検出値から、各アーム電流ｉｘｙｍの検出値を減算することで、電力変換制御部１３に入力されるアーム電流ｉｘｙｓの値を算出することができる。

ここで、電力変換制御部１３は、交流電流ｉＳｘに基づいて交流電流制御を実施する。交流電流ｉＳｘは、（１）式から（３）式に示すように、各相のＰ側およびＮ側ごとのアーム電流ｉＷＮｍ、ｉＷＮｓの和で与えられる。各相のＰ側およびＮ側ごとのアーム電流ｉＷＮｍ、ｉＷＮｓの和は、各電流検出器７１１～７１６の検出値に等しい。

ここで、各電流検出器７１１～７１６のオフセットおよび温度ドリフトなどにより、交流電圧指令値ｖＳｘｒｅｆに直流電圧成分が含まれると、三相交流回路に連系する連系変圧器の鉄心を直流偏磁させる可能性がある。この直流偏磁を抑制するため、各電流検出器７１１～７１６として高精度な電流検出器を使用し、各電流検出器７１１～７１６のオフセットおよび温度ドリフトを低減する。これにより、各電流検出器７１１～７１６の直流成分を最小化することができ、電力変換制御部１３は、連系変圧器に流入する電流直流成分を抑制するよう交流電流制御を実施することができる。

一方、電力変換制御部１３は、直流電流ｉＤＣに基づいて直流電流制御を実施し、並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙに基づいて循環電流制御を実施する。直流電流制御および循環電流制御では、連系変圧器の直流偏磁に寄与しない。このため、直流電流制御および循環電流制御を実施するために、電流検出器７１１～７１６よりも低精度の電流検出器を用いてもよく、電流検出器７０１、７０２の検出精度を電流検出器７１１～７１６の検出精度よりも低くすることができる。このため、図１の構成では、高精度な電流検出器を１２個使用する必要があるのに対して、図１１の構成では、高精度な電流検出器を６個使用し、低精度な電流検出器を６個使用すればよく、図１の構成に対してコストダウンを図ることができる。

なお、図１１では、メインアームとサブアームのうちのメインアーム側に電流検出器を設け、サブアーム側の電流検出器を省略した例を示したが、サブアーム側に電流検出器を設け、メインアーム側の電流検出器を省略するようにしてもよい。

図１２は、図１１のメインアームに設けられた電流検出器のその他の構成を示すブロック図である。
図１２において、Ｕ相Ｐ側アームとして、図１１のメインアーム２０ＵＰとサブアームの２１ＵＰの代わりに、メインアーム３０ＵＰとサブアーム３１ＵＰを用いるようにしてもよい。Ｕ相Ｎ側アーム、Ｖ相Ｐ側アーム、Ｖ相Ｎ側アーム、Ｗ相Ｐ側およびＷ相Ｎ側アームについても同様である。

メインアーム３０ＵＰは、図１１の電流検出器７０１の代わりに電流検出器７２１を備える。電流検出器７２１は、アーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓの差を検出する。メインアーム３０ＵＰの単位変換器１００ＵＰｍ_ｊ、リアクトル１０１および電流検出器７２１は直列接続されている。サブアーム３１ＵＰの単位変換器１００ＵＰｍ_ｊとリアクトル１０１とメインアーム３０ＵＰの電流検出器７２１は直列接続されている。メインアーム３０ＵＰの一端は、直流端子Ｐに接続されている。メインアーム３０ＵＰの他端は、交流端子Ｕに接続されている。サブアーム３１ＵＰの一端は、直流端子Ｐに接続されている。サブアーム３１ＵＰの他端は、電流検出器７２１を介して交流端子Ｕに接続されている。ただし、電流検出器７２１に流れるアーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓが互いに逆になるようにメインアーム３０ＵＰとサブアーム３１ＵＰは交流端子Ｕに接続される。電流検出器７２１に流れるアーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓを逆にするために、サブアーム３１ＵＰと交流端子Ｕとの接続経路を、電流検出器７２１を通して周回させることができる。

ここで、（５）式から（１０）式に示したように、アーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓの差電流に係数１／２を乗算した値は、アーム間を循環する並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、または－ｉＣＣＵＰｓである。この結果、電流検出器７２１の検出値に係数１／２を乗算することで、並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、または－ｉＣＣＵＰｓを得ることができる。

このため、図１１の電流検出器７０１の代わりに電流検出器７２１を用いることにより、アーム電流ｉＵＰｍ、ｉＵＰｓの差電流を求めるための減算器を不要とすることができ、コストダウンを図ることができる。

図１３は、第３実施形態に係る電力変換装置に適用される電力変換制御部の構成を示すブロック図である。なお、第１実施形態および第２実施形態と同様の構成については、説明を省略し、同一の記号で示す。
図１３において、この電力変換装置は、図３の電力変換制御部１３の代わりに電力変換制御部２３を備える。電力変換制御部２３は、図３の並列アーム間バランス制御部３０６の代わりに並列アーム間バランス制御部８０１を備える。

並列アーム間バランス制御部８０１は、並列アーム間循環電流に任意の周波数を有する交流循環電流を含有させる。このとき、並列アーム間バランス制御部８０１は、電力変換装置に流れる直流電流ｉＤＣの電流振幅値に基づいて、交流循環電流の交流循環電流振幅値を決定することができる。

モジュラーマルチレベル変換器は、各アームに十分なアーム電流が流れる場合、単位変換器の直流コンデンサに充分な充放電電流が流れるので、バランス制御にて直流コンデンサの電圧バランスを保つことができる。一方、無負荷運転または軽負荷運転時のようなアーム電流が極めて小さい運転条件の場合、直流コンデンサの充放電電流が小さくなり、バランス制御による直流コンデンサの電圧バランスをとるのが難しくなる。

このため、並列アーム間バランス制御部８０１は、無負荷運転または軽負荷運転時は並列アーム間循環電流を流すように制御する。これにより、無負荷運転または軽負荷運転時においても、並列アームに循環電流が流れ続け、直流コンデンサに充分な充放電電流が流れるので、バランス制御にて直流コンデンサの電圧バランスを保つことができる。

ここで、無負荷運転または軽負荷運転時には、通常運転時に比べて直流電流ｉＤＣの電流振幅値が小さくなる。このため、直流電流ｉＤＣの電流振幅値に基づいて交流循環電流振幅値を決定することにより、無負荷運転または軽負荷運転時には、並列アーム間循環電流に交流循環電流を含有させ、通常運転時には、並列アーム間循環電流に交流循環電流を含有させないようにすることができる。この結果、無負荷運転または軽負荷運転時においても、直流コンデンサに充分な充放電電流を流すことができ、バランス制御にて直流コンデンサの電圧バランスを保つことができる。また、通常運転時には、バランス制御に充分な充放電電流を維持しつつ、電力変換に寄与しない循環電流が過度に流れるのを防止することができ、回路損失を低減できる。

図１４は、図１３の並列アーム間バランス制御部の構成を示すブロック図、図１５は、図１４の交流循環電流振幅決定部で決定される交流循環電流の振幅の一例を示す図、図１６は、図１４の交流循環電流振幅決定部で決定される交流循環電流の振幅のその他の例を示す図である。

図１４において、並列アーム間バランス制御部８０１は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相ごとに各相並列アーム間バランス制御部８０１Ｕ、８０１Ｖ、８０１Ｗを備える。各相並列アーム間バランス制御部８０１Ｕ、８０１Ｖ、８０１Ｗは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて、電力変換装置の運転時の負荷に基づいて、並列アームの直流コンデンサ電圧のアンバランスが解消するように並列アーム間循環電流ｉＣＣｘｙｍ、ｉＣＣｘｙｓを制御する。各相並列アーム間バランス制御部８０１Ｕには、交流循環電流生成部９０１および電流出力判定部９０４Ｐ、９０４Ｎが、図７の各相並列アーム間バランス制御部３０６Ｕに追加されている。交流循環電流生成部９０１は、交流循環電流振幅決定部９０２および交流電流生成部９０３を備える。

交流循環電流振幅決定部９０２は、直流電流ｉＤＣに応じて交流循環電流振幅値ｉＣＣａｍｐを決定し、交流電流生成部９０３に出力する。交流循環電流振幅決定部９０２は、図１５に示すように、直流電流ｉＤＣが最大値ｉＤＣｍａｘになるまで、一定の最大振幅値ｉＣＣａｍｐｍａｘを交流循環電流振幅値ｉＣＣａｍｐとして出力するようにしてもよい。または、交流循環電流振幅決定部９０２は、図１６に示すように、直流電流ｉＤＣの増大に応じて交流循環電流振幅値ｉＣＣａｍｐを減少させるようにしてもよい。

交流電流生成部９０３は、交流循環電流振幅値ｉＣＣａｍｐおよび周波数ｆを持つ交流循環電流ｉＣＣｓｉｎを生成し、電流出力判定部９０４Ｐ、９０４Ｎに出力する。周波数ｆは、零以外（直流以外）で任意に設定可能である。

電流出力判定部９０４Ｐは、交流循環電流生成部９０１から出力される交流循環電流ｉＣＣｓｉｎをＵ相Ｐ側並列アームのコンデンサ電圧に応じて出力するか否かを判定し、その判定結果に応じて交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＰを減算器４０４Ｐおよび加算器４０５Ｐに出力する。交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＰは、Ｕ相Ｐ側並列アームのコンデンサ電圧の最大値と最小値の偏差がある一定値を超える場合、交流循環電流ｉＣＣｓｉｎに設定され、Ｕ相Ｐ側並列アームのコンデンサ電圧の最大値と最小値の偏差が一定値以下である場合、零に設定される。

減算器４０４Ｐは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２から循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰおよび交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＰを減算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｍｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。加算器４０５Ｐは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２に循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰおよび交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＰを加算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＰｓｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。

電流出力判定部９０４Ｎは、交流循環電流生成部９０１から出力される交流循環電流ｉＣＣｓｉｎをＵ相Ｎ側並列アームのコンデンサ電圧に応じて出力するか否かを判定し、その判定結果に応じて交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＮを減算器４０４Ｎおよび加算器４０５Ｎに入力する。交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＮは、Ｕ相Ｎ側並列アームのコンデンサ電圧の最大値と最小値の偏差がある一定値を超える 場合、交流循環電流ｉＣＣｓｉｎに設定され、Ｕ相Ｎ側並列アームのコンデンサ電圧の最大値と最小値の偏差が一定値以下である場合、零に設定される。

減算器４０４Ｎは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２から循環電流補正値ＤｉＣＣＵＮおよび交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＮを減算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｍｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。加算器４０５Ｎは、Ｕ相循環電流指令値ｉＣＣＵｒｅｆの１／２に循環電流補正値ＤｉＣＣＵＮおよび交流循環電流ｉＣＣｓｉｎＮを加算することで、循環電流指令値ｉＣＣＵＮｓｒｅｆを生成し、循環電流制御部３０７に入力する。

これにより、無負荷運転または軽負荷運転時においても、並列アーム間循環電流を流すことができ、直流コンデンサ電圧アンバランスを解消できる。また、コンデンサ電圧アンバランスが小さいアームには、交流循環電流ｉＣＣｓｉｎを流さないようにすることができ、交流循環電流ｉＣＣｓｉｎが流れることによる回路損失を低減できる。

また、図９（ａ）に示すように、減算器４０４Ｐおよび加算器４０５Ｐに入力される循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰの直流成分に基づいて、並列アームの直流コンデンサ電圧のアンバランスが解消されように並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓが制御される。このとき、周波数ｆの交流循環電流ｉＣＣｓｉｎが減算器４０４Ｐおよび加算器４０５Ｐに入力された場合においても、交流循環電流ｉＣＣｓｉｎは１周期ごとに直流成分が０になるため、循環電流補正値ＤｉＣＣＵＰによる並列アーム間循環電流ｉＣＣＵＰｍ、ｉＣＣＵＰｓの制御に影響が及ぶのを防止することができる。

なお、各相並列アーム間バランス制御部８０１Ｖ、８０１Ｗは、各相並列アーム間バランス制御部８０１Ｕと同等の構成であるため説明を省略する。

１ 電力変換装置、１０ メインアーム、１１ サブアーム、１２ 交流電圧検出器、１３ 電力変換制御部、１００ｘｙｍ_ｊ、１００ｘｙｓ_ｊ 単位変換器、１０１ リアクトル、１０２ 電流検出器、２０１ スイッチング回路、２０２ 直流コンデンサ、２０３ 直流電圧検出器、２０４ ゲート駆動回路、３０１ アーム電流成分分離部、３０２ 電力制御部、３０３ 交流電流制御部、３０４ 直流電流制御部、３０５ 各相間バランス制御部、３０６、８０１ 並列アーム間バランス制御部、３０６Ｕ、３０６Ｖ、３０６Ｗ、８０１Ｕ、８０１Ｖ、８０１Ｗ 各相アーム間バランス制御部、３０７ 循環電流制御部、３０８ 加算器、３０９ ゲートパルス生成部、４０１ 平均値演算部、４０２Ｐ、４０２Ｎ、４０４Ｐ、４０４Ｎ 減算器、４０３Ｐ、４０３Ｎ ゲイン乗算部、４０５Ｐ、４０５Ｎ 加算器、７０１ 電流検出器、９０１ 交流循環電流生成部、９０２ 交流循環電流振幅決定部、９０３ 交流電流生成部、９０４Ｐ、９０４Ｎ 電流出力判定部、１０１１～１０１４ 減算器、１０２１～１０２４ ゲイン乗算部

Claims (11)

1. エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、
   エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームと、
   前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する制御部と、
   前記第１リアクトルまたは前記第２リアクトルに直列接続された第１電流検出器と、
   前記第１アームと前記第２アームの並列回路に直列接続された第２電流検出器と、を備え、
   前記第１電流検出器の検出精度は前記第２電流検出器の検出精度よりも低い電力変換装置。
2. エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、
   エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームと、
   前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する制御部と、
   前記第１リアクトルまたは前記第２リアクトルに直列接続された第１電流検出器と、
   前記第１アームと前記第２アームの並列回路に直列接続された第２電流検出器と、備え、
   前記第１電流検出器は、前記第１アームに流れる第１アーム電流と前記第２アームに流れる第２アーム電流の差電流を検出する電力変換装置。
3. エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、
   エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームと、
   前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記第１アームと前記第２アームのそれぞれについての循環電流指令値と前記並列アーム間循環電流との偏差が減少する方向に前記並列アーム間循環電流を制御する電力変換装置。
4. 前記単位変換器は、前記エネルギーバッファとして直流コンデンサを備え、
   前記制御部は、前記第１アームと前記第２アームのそれぞれについての直流コンデンサの平均値であるアーム平均電圧値を演算し、前記第１アームのアーム平均電圧値と前記第２アームのアーム平均電圧値の偏差が減少する方向に前記並列アーム間循環電流を制御する請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記アーム平均電圧値の移動平均値を演算し、前記アーム平均電圧値が含有する交流電圧変動分を減少させる請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、
   前記第１アームのアーム平均電圧値と前記第２アームのアーム平均電圧値の偏差に基づいて算出した循環電流補正値を加算することで前記第１アームの循環電流指令値を算出する場合、前記循環電流補正値を減算することで前記第２アームの循環電流指令値を算出し、
   前記循環電流補正値を減算することで前記第１アームの循環電流指令値を算出する場合、前記循環電流補正値を加算することで前記第２アームの循環電流指令値を算出する請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記第１アームおよび前記第２アームに流れるアーム電流が含有する交流電流と直流電流と前記並列アーム間循環電流を分離するアーム電流成分分離部と、
   各相の単位変換器ごとの直流コンデンサ電圧の相平均電圧値を全ての単位変換器の直流コンデンサ電圧平均値に追従させる各相間バランス制御部と、
   前記第１アームと前記第２アームのそれぞれについての直流コンデンサの平均値であるアーム平均電圧値を演算し、前記第１アームのアーム平均電圧値と前記第２アームのアーム平均電圧値の偏差が減少する方向に前記並列アーム間循環電流を制御する並列アーム間バランス制御部と、
   前記第１アームと前記第２アームのそれぞれについての循環電流指令値と前記並列アーム間循環電流との偏差が減少する方向に前記並列アーム間循環電流を制御する循環電流制御部と、
   前記交流電流を交流電流指令値に追従させる交流電流制御部と、
   前記直流電流を直流電流指令値に追従させる直流電流制御部と、
   前記循環電流制御部から出力される循環電圧指令値、前記交流電流制御部から出力される交流電圧指令値および前記直流電流制御部から出力される直流電圧指令値に基づいて、前記単位変換器に入力するゲートパルスを生成するゲートパルス生成部とを備える請求項４に記載の電力変換装置。
8. エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、
   エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームと、
   前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記並列アーム間循環電流に任意の周波数を有する交流循環電流を含有させる電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記電力変換装置に流れる直流電流の電流振幅値に基づいて前記交流循環電流の電流振幅値を決定する請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記第１アームおよび前記第２アームの直流コンデンサの最大電圧と最小電圧の電圧偏差が一定値以下の場合、前記交流循環電流を出力しないよう制御する請求項８に記載の電力変換装置。
11. エネルギーバッファを含む単位変換器がＮ（Ｎは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｎ段接続された単位変換器に第１リアクトルが直列接続され、交流の各相に設けられた第１アームと、
    エネルギーバッファを含む単位変換器がＭ（Ｍは正の整数）段接続されるとともに、前記Ｍ段接続された単位変換器に第２リアクトルが直列接続され、前記第１アームに並列接続された第２アームとを備える電力変換装置の制御方法であって、
    前記第１アームと前記第２アームとの間を同一相内で循環する並列アーム間循環電流を制御し、前記第１アームと前記第２アームのそれぞれについての循環電流指令値と前記並列アーム間循環電流との偏差が減少する方向に前記並列アーム間循環電流を制御する電力変換装置の制御方法。

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