JP6414546B2 - インバータ装置 - Google Patents

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Description

本発明は、太陽光発電等の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するためのインバータ装置に関するものである。
従来から、太陽電池や、蓄電池等の直流電源からの入力電力を交流電力に変換するとともに、変換した交流電力を商用電力等の交流系統に重畳するための系統連系機能を備えたインバータ装置が用いられている。
このようなインバータ装置は、入力電力の電圧を昇圧するための昇圧回路と、昇圧回路の出力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備えている。
上記インバータ装置においては、出力すべき交流電力の内、入力電力の電圧以上の部分のみ昇圧回路にスイッチング動作させ、入力電力の電圧以下の部分については、昇圧回路のスイッチング動作を停止させることで、インバータ回路において降圧する際の電位差を低く抑えるとともに、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高い効率で電力を出力することができるインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−１５２６５１号公報
例えば、直流電源として太陽光発電パネルを用いる場合、複数の太陽光発電パネル（モジュール）を接続してなる太陽電池アレイをインバータ装置に対して複数個並列に接続する場合がある。
上記のように太陽電池アレイを複数個用いる場合、各太陽電池アレイでモジュールの数が異なることや、日照条件等が異なったりすることがあり、各太陽電池アレイで最適動作点が異なってしまい、各太陽電池アレイを最適動作点で動作させることができないという問題が生じる。
そこで、複数個の太陽電池アレイを接続する場合、各太陽電池アレイそれぞれが接続される昇圧回路を複数設け、各昇圧回路をインバータ回路に並列に接続するといった方法が採用されることがある。この方法によれば、各昇圧回路によって各太陽電池アレイの動作点を制御することができ、各太陽電池アレイが最適動作点で動作するように制御することができる。
しかし、昇圧回路を複数個備えた構成とした上で、上記特許文献１において提案されているように、昇圧回路、及びインバータ回路のスイッチング動作を交互に停止させる制御を行う場合、各昇圧回路のスイッチングを停止させたときにインバータ回路に与えられる電力は、各アレイの内、最も高い電圧で電力を出力しているアレイからのみ供給されることとなる。昇圧回路は、スイッチングを停止すると接続されているアレイが出力する電力をそのままインバータ回路に出力するからである。
よって、相対的に電圧の低いその他のモジュールからは、電力の供給が得られない状態となる。
このため、各太陽電池アレイから最大限の電力を得ることができず、発電の効率を低下させてしまうおそれがあった。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、電源効率が低下するのを抑制することができるインバータ装置を提供することを目的とする。
本開示は、以下の発明を含む。
本開示のインバータ装置は、第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源のそれぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値に、各昇圧回路における直流電力を合計した電力値合計に対する各昇圧回路ごとの直流電力の電力値の割合を乗算し、その乗算して得た値に基づいて各昇圧回路それぞれの電流目標値を設定する制御部と、を備えている。
また、本開示のインバータ装置は、第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源それぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備え、前記第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値が、前記第１電源から与えられる直流電力の電圧値である直流入力電圧値とほぼ一致している。
本発明のインバータ装置によれば、電源効率が低下するのを抑制することができる。
一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 インバータ装置の回路図の一例である。 制御部１２のブロック図である。 第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１（縦軸は［Ｖ］）、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１（縦軸は［Ａ］）、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１（縦軸は［Ａ］）の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 両昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（縦軸は［Ｖ］）の一例を示す図である。 昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、（ａ）は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図、（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図、（ｃ）は、第２昇圧回路が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧した場合を示す図である。 直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各指令値とともに示したグラフであり、上段のグラフは、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。 （ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフであり、（ｂ）は、第１昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例を示した図である（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。 （ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形（縦軸は［Ｖ］）とを比較したグラフ、（ｂ）は、第２昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。
《実施形態の要旨》
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源のそれぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値に、各昇圧回路における直流電力を合計した電力値合計に対する各昇圧回路ごとの直流電力の電力値の割合を乗算し、その乗算して得た値に基づいて各昇圧回路それぞれの電流目標値を設定する制御部と、を備えている。
上記構成のインバータ装置によれば、第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値を、第１電源から与えられる直流電力の電圧値である直流入力電圧値とほぼ一致させることができる。このため、第２昇圧回路から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路を通じた第２電源からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
なお、前記（１）のインバータ装置は、例えば、以下の（２）〜（８）に列記する具体的な態様を有し得る。
（２）前記（１）のインバータ装置において、前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路の各々と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値には、前記平滑コンデンサを通過する無効電力も含まれるという態様であってもよい。
この場合、無効電力も考慮して昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
（３）また、前記（１）のインバータ装置において、前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路の各々と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値には、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び、当該インバータ装置における電力損失も含まれる、という態様であってもよい。
この場合、無効電力及び電力損失も考慮して昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
（４）また、前記（１）のインバータ装置において、
前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、として、
「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） × Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
であってもよい。
（５）また、前記（２）のインバータ装置において、
前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
前記平滑コンデンサの静電容量をＣｏ、
各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、として、
「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ × ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
であってもよい。
（６）また、前記（２）のインバータ装置において、
前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃｏ、として、
「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
であってもよい。
（７）また、前記（３）のインバータ装置において、
前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
前記平滑コンデンサの静電容量をＣｏ、
各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、として、
「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
であってもよい。
（８）また、前記（３）のインバータ装置において、
前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃｏ、
当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、として、
「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
であってもよい。
（９）また、前記（１）〜（８）のいずれかのインバータ装置において、前記インバータ回路は、変換した交流電力を当該インバータ回路の出力端に接続されたリアクトルを介して交流系統へ出力するものであり、前記制御部は、前記交流系統の電圧位相よりも数度進相した電圧位相とされた交流電力を前記インバータ回路に出力させる制御を行うことが好ましい。
この場合、変換した交流電力の電圧位相を交流系統の電圧位相よりも数度進相させるので、リアクトルの両端電圧の位相を、交流系統の電圧位相に対して９０度進んだ位相とすることができる。リアクトルの電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延するので、リアクトルを通して出力される交流電力の電流位相は、交流系統の電流位相に対して同期することとなる。
この結果、交流系統の電圧に対して電流位相が同位相の交流電力を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
（１０）また、前記（１）〜（９）のいずれかのインバータ装置において、前記制御部は、自装置が出力する交流電力の電流位相が前記交流系統電圧と同位相となるように前記昇圧回路及び前記インバータ回路を制御するとともに、自装置が出力する交流電力の電流位相が前記交流系統電圧と同位相となるように前記インバータ回路を制御するための電流目標値に基づいて前記インバータ回路の電圧目標値を設定することが好ましい。
この場合、交流系統の電圧位相よりも数度進相した交流波形とされた電圧目標値を好適に得ることができ、出力する交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
（１１）また、前記（１）〜（１０）のいずれかのインバータ装置において、前記制御部は、前記インバータ回路の電圧目標値が、前記直流入力電圧値以下又は前記入力電圧値よりもわずかに低い電圧値となるときに、前記第１昇圧回路の昇圧動作を停止させるように制御するとともに、前記電圧目標値が、前記直流入力電圧値以上となるときに、前記インバータ回路の変換動作を停止させるように制御することが好ましい。
この場合、インバータ回路が出力する交流電力の内、直流入力電圧値よりも高い部分の電圧を出力する際には第１昇圧回路を動作させ、直流入力電圧値よりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路を動作させるように制御されるので、インバータ回路によって降圧する電力の電位差を低く抑えることができるとともに、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。さらに、第１昇圧回路及びインバータ回路は、共に制御部が設定した電圧目標値に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される第１昇圧回路の出力と、インバータ回路の出力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
なお、前記入力電圧値よりもわずかに低い電圧値とは、第１昇圧回路が出力する電流波形とインバータ回路が出力する電流波形とを滑らかに繋げ得るために設定される電圧値であって、両電流波形を滑らかに繋げるのに必要なだけ第１昇圧回路の出力とインバータ回路の出力とが重畳するように設定された電圧値をいう。
（１２，１３）また、前記（１）〜（１１）のいずれかのインバータ装置において、前記制御部は、前記第１電源から与えられる直流電力の電圧値を複数回測定した結果から求めた平均値を前記直流入力電圧値としてもよい。
さらに、前記制御部は、前記第１電源及び前記第２電源から与えられる直流電力を複数回測定した結果から、前記第１電源の電流値、前記第２電源の電圧値、及び前記第２電源の電流値それぞれの平均値を求め、前記直流入力電圧値、及び前記各平均値に基づいて、前記第１電源及び前記第２電源それぞれについて最大電力点追従制御を行う機能をさらに有していてもよい。
この場合、各電源による直流電力が変動し不安定な場合にも、制御部は、直流電力の電圧及び電流を平均値として精度よく得ることができる。この結果、両電源を好適に制御することができ、電源効率が低下するのをより効果的に抑制することができる。
（１４）また、前記（１３）のインバータ装置において、インバータ装置の出力電流の変動によって、両電源から与えられる直流電力の電圧や電流に変動が生じる場合、その変動周期は、交流系統の１／２周期と一致する。
従って、前記インバータ回路が、変換した交流電力を交流系統へ出力する場合、前記直流入力電圧値、及び前記各平均値は、前記交流系統の１／２周期の整数倍期間に、前記直流電力の電圧値及び電流値のそれぞれを前記交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値であることが好ましく、この場合、両電源からの直流電力の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、測定回数を少なくしつつ、前記直流入力電圧値、及び前記各平均値を精度よく求めることができる。
（１５）また、前記（１３）のインバータ装置において、両電源から与えられる直流電力の電圧や電流に生じる変動は、上述のように、インバータ装置の出力電流の変動に起因している。よって、前記直流入力電圧値、及び前記各平均値は、前記インバータ回路が変換した交流電力の１／２周期の整数倍期間の間に、前記直流電力の電圧値及び電流値のそれぞれを前記交流電力の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値であってもよい。この場合においても、測定回数を少なくしつつ、前記直流入力電圧値、及び前記各平均値を精度よく求めることができる。
（１６）また、前記（１）〜（１５）のいずれかのインバータ装置において、前記第２電源及び前記第２電源が接続される第２昇圧回路は、複数設けられていてもよく、この場合においても、複数の第２電源からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率低下を抑制することができる。
（１７）また、本発明は、第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源それぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備え、前記第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値が、前記第１電源から与えられる直流電力の電圧値である直流入力電圧値と前記第１昇圧回路における電圧降下の範囲内で一致している。
前記（１７）の構成のインバータ装置によれば、第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値が、第１電源から与えられる直流入力電圧値とほぼ一致するように第２昇圧回路を制御するので、第２昇圧回路から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路を通じた第２電源からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
（１８）また、前記（１７）のインバータ装置において、より具体的には、前記制御部は、前記第１昇圧回路の電圧目標値が前記第１昇圧回路の直流入力電圧値以下となる範囲で、前記第２昇圧回路から出力される電力の電圧値が、前記第１昇圧回路の直流入力電圧値と前記第１昇圧回路における電圧降下の範囲内で一致するように前記第２昇圧回路を制御するものであることが好ましく、このように制御することで、第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値を、入力電圧値とほぼ一致させることができる。
（１９）また、（１）〜（１８）のインバータ装置において、前記交流系統から直流電力を前記電源に出力することもできる。すなわち、インバータ回路の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）と電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）との間で互いに位相を１８０度ずらすと、同じ電流目標値（Ｉｉｎ＊）の制御で交流系統から電源への逆方向の出力も可能である。
《実施形態の詳細》
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
〔１ 全体構成について〕
図１は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置１の入力端には、直流電源としての第１太陽電池アレイ２及び第２太陽電池アレイ４０が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３が接続されている。
このシステムは、第１太陽電池アレイ２（以下、単に第１アレイ２ともいう）及び第２太陽電池アレイ４０（以下、単に第２アレイ４０ともいう）が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。
第１アレイ２及び第２アレイ４０は、複数の太陽光発電パネル（モジュール）を直並列に接続して構成されている。本実施形態では、第２アレイ４０は、当該第２アレイ４０が出力する電力の電圧が、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さくなるような構成とされている。
インバータ装置１は、第１アレイ２が出力する直流電力が与えられる第１昇圧回路１０と、第２アレイ４０が出力する直流電力が与えられる第２昇圧回路４１と、両昇圧回路１０，４１から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路１１と、これらの回路１０，１１，４１の動作を制御する制御部１２とを備えている。
第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とは、インバータ回路１１に対して並列に接続されている。
図２は、インバータ装置１の回路図の一例である。
第１アレイ２が接続されている第１昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、ダイオード１６と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｑｂ１とを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
第１昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。第１電圧センサ１７は、第１アレイ２が出力し、第１昇圧回路１０に入力される直流電力の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を検出し、制御部１２に出力する。
第２アレイ４０が接続されている第２昇圧回路４１は、直流リアクトル４２と、ダイオード４３と、ＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子Ｑｂ２とを備えており、第１昇圧回路と同様、昇圧チョッパ回路を構成している。
また、第２昇圧回路４１の入力側には、第２電圧センサ４４、第２電流センサ４５、及び平滑化のためのコンデンサ４６が設けられている。第２電圧センサ４４は、第２アレイ４０が出力し、第２昇圧回路４１に入力される直流電力の第２直流入力電圧検出値Ｖｇ．２を検出し、制御部１２に出力する。と、第２電流センサ４５は、直流リアクトル４２に流れる電流である第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を検出し、制御部１２に出力する。
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から入力電力Ｐｉｎ.１、Ｐｉｎ.２を演算し、第１アレイ２及び第２アレイ４０に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。
また、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１は、後述するように、インバータ回路１１との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように、制御部１２によって制御される。よって、第１昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、第１アレイ２が出力して第１昇圧回路１０に入力される直流電力について昇圧を行うことなくインバータ回路１１に出力する。
さらに、第２昇圧回路４１は、後述するように、所定期間において、第２アレイ４０から与えられる直流電力の電圧値を、第１アレイ２から与えられる直流電力の電圧値である第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致する値にまで昇圧して出力するように、制御部１２によって制御される。
両昇圧回路１０，４１と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９が接続されている。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられる電力を交流電力に変換する。
インバータ装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、２つの交流リアクトル２２と、コンデンサ２３とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。
また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第３電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第３電圧センサ２５が接続されている。
第３電流センサ２４及び第３電圧センサ２５は、検出したインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ及び系統電圧検出値Ｖａを制御部１２に出力する。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
〔２ 制御部について〕
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、第１昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４と、第２昇圧回路制御部３５とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。
第１昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる指令値と検出値に基づいて、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御し、前記指令値に応じた電流の電力を第１昇圧回路１０に出力させる。
第２昇圧回路制御部３５は、制御処理部３０から与えられる指令値と検出値に基づいて、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御し、前記指令値に応じた電流の電力を第２昇圧回路４１に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる指令値と検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記指令値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。
制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２、系統電圧検出値Ｖａ、及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から、第１昇圧回路１０の第１入力電力Ｐｉｎ.１及びその平均値〈Ｐｉｎ.１〉、並びに、第２昇圧回路４１の第２入力電力Ｐｉｎ.２及びその平均値〈Ｐｉｎ.２〉を演算する。
制御処理部３０は、第１入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉に基づいて、第１昇圧回路１０の第１直流入力電流指令値Ｉｇ.１＊（後に説明する）を設定し、第１アレイ２についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
また、制御処理部３０は、第２入力電力平均値〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、第２昇圧回路４１の直流入力電流指令値Ｉｇ.２＊（後に説明する）を設定し、第２アレイ４０についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第２昇圧回路４１をフィードバック制御する機能も有している。
直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。
平均化処理部３４は、両電圧センサ１７，４４及び両電流センサ１８，４５から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を制御処理部３０に与える機能を有している。
図４は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、後述するように、指令値に基づいて系統電圧と同期した波形として現れている。
また、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。
図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１（第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１）は、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。
図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１が周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、インバータ装置１の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に生じる周期的な変動は、インバータ装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。つまり、商用電力系統３の１／２周期となっている。
平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を平均化する。
図５は、平均化処理部３４が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。
平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１について複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を求める。
ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。
なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第３電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に関する情報を取得することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を精度よく求めることができる。第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１は、上述のように、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
上述したように、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の平均値も求める。
さらに、第２アレイ４０側である、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の理由により、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２それぞれの平均値も求める。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。
平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を、制御処理部３０に与える。
本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇ．１，Ｖｇ．２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ１，Ｉｉｎ２の平均値を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、両アレイ２，４０に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御するので、両アレイ２，４０による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、両アレイ２，４０からの出力を直流入力電圧検出値Ｖｇ．１，Ｖｇ．２の平均値、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ１，Ｉｉｎ２の平均値として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、電源効率が低下するのを効果的に抑制することができる。
また、上述したように、インバータ装置１の入力電流の変動によって、両アレイ２，４０が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２のそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも十分に短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を精度よく求めることができる。
なお、両アレイ２，４０から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に生じる変動は、上述のように、インバータ回路１１等のインピーダンスの変動に起因している。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングした結果から得られた値であってもよい。
制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定し、この設定した直流入力電流指令値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊や、上記値に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれに対する指令値を求める。
制御処理部３０は、求めた指令値を第１昇圧回路制御部３２、第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３に与え、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
図６は、制御処理部３０による制御処理を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部５１、第１加算器５２、補償器５３、及び第２加算器５４を有している。
また、制御処理部３０は、両昇圧回路１０，４１の制御を行うための機能部として、第２演算部６１、第３加算器６２、補償器６３、第４加算器６４、第５加算器７２、補償器７３、及び第６加算器７４を有している。
図７は、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。
まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、直流入力電流指令値Ｉｇ.ｉ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉＝〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉・・・（１）
なお、式（１）中、「ｉ」は、インバータ回路１１に接続された各昇圧回路に対応する数字であり、本実施形態では、「１」又は「２」である。「ｉ＝１」は、第１昇圧回路１０に対応し、「ｉ＝２」は、第２昇圧回路４１に対応している。よって、〈Ｐｉｎ.１〉は、第１昇圧回路１０における入力電力平均値を示しており、〈Ｐｉｎ.２〉は、第２昇圧回路４１における入力電力平均値を示している。
本実施形態では、制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉を求め、直流入力電流指令値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定する。
また、式（１）中、Ｉｉｎ.ｉは昇圧回路電流検出値、Ｖｇ.ｉは直流入力電圧検出値であり、これら昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化処理部３４によって平均化された値である。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
つまり、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉの平均値、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉの平均値は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求めるために用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値又は実効値を示している。以下同じである。
制御処理部３０は、設定した直流入力電流指令値Ｉｇ.ｉ＊を、第１演算部５１に与える。
第１演算部５１には、直流入力電流指令値Ｉｇ.ｉ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。
第１演算部５１は、与えられた直流入力電流指令値Ｉｇ.ｉ＊、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、及び系統電圧検出値Ｖａを用いて、下記式（２）に基づき、インバータ装置１としての出力電流指令値の実効値〈Ｉａ＊〉を演算する。
出力電流指令値の実効値〈Ｉａ＊〉＝
Σ〈Ｉａ.ｉ＊〉＝Σ（〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉／〈Ｖａ〉）・・・（２）
さらに、第１演算部５１は、下記式（３）に基づいて、出力電流指令値Ｉａ＊を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部５１は、出力電流指令値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流指令値Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ・・・（３）
次いで、第１演算部５１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ ・・・（４）
ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（４ａ）
となる。
式（４），（４ａ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。
第１演算部５１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器５２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。
第１加算器５２には、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器５２は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。
補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。補償器５３は、このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に従った電力を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電力は、第２加算器５４によって系統電圧検出値Ｖａで減算された上で交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器５２によってインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。
以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。
一方、第２演算部６１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部５１が演算したインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部６１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊＝
Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）
ただし、式（５）中、Ｌａは、交流リアクトルのインダクタンス、ｓはラプラス演算子である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ） ・・・（５ａ）
となる。
式（５），（５ａ）中、右辺第２項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部６１は、直流入力電圧検出値Ｖｇと、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値（昇圧回路電圧指令値）Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（６）
なお、式（６）中、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とは、両昇圧回路１０，４１が出力する電力の電圧指令値である。
また、Ｖｇは、下記式（７）に示すように、各昇圧回路１０，４１の内、直流入力電圧検出値Ｖｇが最も大きい値を採用する。
Ｖｇ＝Ｍａｘ（Ｖｇ.ｉ） ・・・（７）
さらに、第２演算部６１は、下記式（８）に基づいて、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ ＣｏＶｏ＊）×Ｖｏ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（８）
ただし、式（８）中、Ｃｏは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（８）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ × ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（８ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃｏとすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｂ）
となる。
式（８），（８ａ），（８ｂ）中、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。
さらに、予めインバータ装置１の電力損失ＰＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（８ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｃ）
同様に、上記式（８ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
（（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
・・・（８ｄ）
となる。
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失ＰＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。
なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃｏ及び電力損失ＰＬＯＳＳが（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（９）が成立する。この式（９）によれば、演算処理を簡素化でき、演算時間を短縮できる。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.ｉ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）×
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉・・・（９）
式（９）における右辺の係数｛Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝は、各昇圧回路１０，４１における直流電力を合計した電力値合計であるΣ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉に対する、各昇圧回路１０，４１ごとの直流電力の電力値（Ｉｇ.ｉ＊Ｖｇ.ｉ）の割合であるところの、
｛Ｉｇ.ｉ＊ × Ｖｇ.ｉ ／ Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝
をさらに、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉで割ることにより、Ｉｉｎ.ｉ＊を求めるための按分係数としたものである。すなわち、
｛Ｉｇ.ｉ＊ × Ｖｇ.ｉ ／ Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉｝／Ｖｇ.ｉ＝
Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（１０）
である。
なお、式（１０）は、下記式（１１）としてもよい。
〈Ｉｉｎ.ｉ〉／Σ〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（１１）
第２演算部６１は、上記のようにして、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.ｉ＊（昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊）を求める。第２演算部６１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊を第３加算器６２に与える。
第１昇圧回路１０は、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊によって、フィードバック制御される。
第３加算器６２には、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊の他、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１が与えられる。
第３加算器６２は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊と、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との差分を演算し、その演算結果を補償器６３に与える。
補償器６３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊とし得る第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を求める。補償器６３は、この第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を第１昇圧回路制御部３２に与えることで、第１昇圧回路１０に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電力を出力させる。
第１昇圧回路１０が出力した電力は、第４加算器６４によって直流入力電圧検出値Ｖｇ.１で減算された上で直流リアクトル１５に与えられ、新たな第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１としてフィードバックされる。そして、第３加算器６２によって昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊と第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて第１昇圧回路１０が制御される。
以上のようにして、第１昇圧回路１０は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊と、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１とによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
また、第２演算部６１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊を第５加算器７２に与える。
第２昇圧回路４１は、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊によって、フィードバック制御される。
第５加算器７２には、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊の他、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２が与えられる。
第５加算器７２は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊と、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２との差分を演算し、その演算結果を補償器７３に与える。
補償器７３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊とし得る第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を求める。補償器７３は、この第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を第２昇圧回路制御部３５に与えることで、第２昇圧回路４１に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電力を出力させる。
このようにして、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊と、第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２とによって、第１昇圧回路１０と同様、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求める（ステップＳ９）。
制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流指令値Ｉｇ.ｉ＊を設定する。
以上によって、制御処理部３０は、第１アレイ２、及び第２アレイに対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
図８は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
インバータ装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図８に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ装置１は、図８に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。
図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。
本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。
〔３ 昇圧回路の電圧指令値について〕
本実施形態において、第２昇圧回路４１に接続されている第２アレイ４０は、上述したように、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さい電圧で電力を出力する構成とされている。
その一方、上記式（６），（７）、及び図７中のステップＳ６に示すように、両昇圧回路１０，４１が出力する電力の電圧指令値である昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、以下のように設定される。
すなわち、第１アレイ２による第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、第２アレイ４０による第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２とが比較され、より高い電圧である第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が選択される（上記式（７））。
次いで、選択された第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用することで、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊を求めるように構成されている。
図９は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、図９（ａ）は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
制御処理部３０は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用するので、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に倣い、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うような波形となる。
図９（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図である。昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形とされている。
従って、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、最低電圧値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１であるので、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２よりもその電圧は常に大きくなり、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を下回ることを防止できる。
つまり、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電圧の電力を出力するために常に昇圧を行う。
例えば、第２昇圧回路４１が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧したとすると、第２昇圧回路４１が出力する電力は、図９（ｃ）中、範囲Ｋにおいて、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも電圧値が低くなり、第１アレイ２からのみ電力供給されたときに、第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる。このため、両アレイ２，４０全体としての電源効率を低下させるおそれが生じる。
この点、本実施形態では、図９（ｃ）に示したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下となる範囲Ｋにおいて、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するように第２昇圧回路４１を制御するので、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致させることができる。
これにより、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなるような期間Ｋが生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
また、本実施形態では、各昇圧回路それぞれの電流目標値である昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.ｉ＊を求めるために、上記式（８）に示したように、インバータ回路１１が出力する交流電力の電力値に、各昇圧回路１０，４１の電力を合計した電力値合計に対する各昇圧回路１０，４１ごとの電力値の割合を乗算して得たので、各昇圧回路１０，４１それぞれの電流目標値を好適に得ることができる。その結果、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致する。
第１昇圧回路１０を昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１に基づいて制御すると、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い期間では昇圧を停止し、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い期間では昇圧が行われる。
なお、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値（第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２）と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とが、ほぼ一致する状態とは、第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とから電力が供給されたときに、双方から電力供給が得られる程度に電圧が一致している状態をいう。
図１０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各指令値とともに示したグラフである。
図１０中、上段のグラフは、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである。
図に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形となっていることが確認できる。
〔４ 第１昇圧回路及びインバータ回路の制御について〕
第１昇圧回路制御部３２（図３）は、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。
第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ第１昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる指令値である第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力を第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。
図１１（ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）では、理解容易とするために、第１昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
第１昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。
なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第１昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
なお、本実施形態では、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。
第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形（以下、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃は、期間Ｗ１では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、第１昇圧回路用搬送波に対して交差している。
第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波と第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃とを比較し、直流リアクトル１５の両端電圧の目標値である第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃が第１昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形を生成する。
図１１（ｂ）は、第１昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂ１に与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
第１昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧値の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる範囲Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。
また、各パルス幅は、三角波である第１昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
以上のようにして、第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波を第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第１昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１をＰＷＭ制御する。
ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕを設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに1マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。
図１２（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１２（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ．１の２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。
なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲の部分で、インバータ回路用搬送波に対して交差している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。
図１２（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１２（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。
図１２（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。
なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。
以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。
本実施形態の第１昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.１＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１（図１１）で第１昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。第１昇圧回路１０は、期間Ｗ１で第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の電圧をインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、第１昇圧回路１０は、第１アレイ２が出力する直流電力について昇圧を行うことなくインバータ回路１１に出力する。
また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２（図１２）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、第１昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電圧を出力する。
一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、第１昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、第１昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。
つまり、本実施形態のインバータ装置１は、第１昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
以上のように、本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い部分の電圧を出力する際には第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、第１昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を演算するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
なお、制御処理部３０の第１昇圧回路制御部３２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値まで第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値以下となるときに、スイッチング動作を停止させるように制御してもよい。
この場合、第１昇圧回路１０が出力する電力と、インバータ回路１１が出力する電力とが重畳する部分を積極的に設けることで、第１昇圧回路１０と、インバータ回路１１とが切り替わる部分における電流波形を滑らかに繋げることができる。
ここで、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値とは、第１昇圧回路１０が出力する電流波形とインバータ回路１１が出力する電流波形とを滑らかに繋げ得るために設定される電圧値であって、両電流波形を滑らかに繋げるのに必要なだけ第１昇圧回路１０の出力と、インバータ回路１１の出力とが重畳するように第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低く設定された電圧値をいう。
図１３は、参照波、及び各スイッチング素子Ｑｂ１、Ｑ１〜Ｑ４の駆動波形の一例を示した図である。
図１３において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、第１昇圧回路の参照波Ｖｂｃ１＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の指令値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは指令値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
〔５ 第２昇圧回路の制御について〕
第２昇圧回路制御部３５（図３）は、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御する。
第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を生成し、この搬送波を制御処理部３０から与えられる第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。
第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力をインバータ回路１１に出力させる。
図１４（ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
第２昇圧回路制御部３５が生成する第２昇圧回路用搬送波は三角波であり、その振幅が昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の電圧振幅の幅と同じ値（振幅Ａ１）に設定されている。周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、第２昇圧回路制御部３５によって設定される。
なお、本実施形態では、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２が、１５０ボルトであるとする。
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第２昇圧回路用搬送波の振幅も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形（以下、第２昇圧回路用参照波Ｖｂｃ２＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ.２＊に基づいて求める値であり、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃と異なり、全域に亘ってほぼ正の値となっている。よって、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、第２昇圧回路用搬送波のほぼ全域に亘って交差している。
第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波と第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃とを比較し、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃が第２昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、第２昇圧回路用搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。
図１４（ｂ）は、第２昇圧回路制御部３５が生成したスイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１４（ａ）の横軸と一致するように示している。
第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、上述のように、全域に亘って第２昇圧回路用搬送波に交差している。よって、第２昇圧回路制御部３５は、全域に亘ってスイッチング素子Ｑｂ２によるスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。
以上のようにして、第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第２昇圧回路制御部３５は、生成した駆動波形に基づいて第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２をＰＷＭ制御する。
上記駆動波形に基づいた制御によって第２昇圧回路４１は、第２昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ２＊に近似した電流波形を出力する。これによって、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するので（図９（ｂ）参照）、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。
第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力の電圧は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力（第１昇圧回路１０が昇圧した電力、及び第１アレイ２が出力する直流電力）の電圧とほぼ一致する。よって、第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力に重畳されて、インバータ回路１１に与えられる。
インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられた電力によって、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
〔６ 出力される交流電力の電流位相について〕
本実施形態の両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。インバータ装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。
ここで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。
図１５（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。
図１５（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１５（ａ）の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。
従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
よって、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電力を出力することができる。
〔７ その他〕
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態では、第１アレイ２及び第２アレイ４０の二つの太陽電池アレイをインバータ回路１１に対して並列に接続した場合を例示したが、例えば、より多数の太陽電池アレイ及び太陽電池アレイが接続される昇圧回路を接続してもよい。この場合、接続した多数の太陽電池アレイの内、出力電力の電圧値の最も高い太陽電池アレイを、上記実施形態の第１アレイ２とし、他のアレイを上記実施形態の第２アレイ４０とすることができる。
この場合においても、電圧値の最も高い太陽電池アレイにおける最適動作点の電圧値を第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とし、他の太陽電池アレイから出力される電力の最低電圧値が第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とほぼ一致するように他の太陽電池アレイを制御する。
この場合も、多数の太陽電池アレイからの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止でき、当該インバータ装置１の効率低下を抑制することができる。
また、上記実施形態ではインバータ回路、第１昇圧回路および第２昇圧回路の搬送波の振幅を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊としたが、コンデンサ１９の両端電圧を検出するための電圧センサを設置して昇圧回路電圧検出値Ｖｏを得、これを用いて制御を行うこともできる。
この場合、搬送波の振幅として昇圧回路電圧検出値Ｖｏを用いることができる。これによって、系統電圧または直流電源の出力電圧が変動したときにも、より歪みの少ない交流電流を出力することができる。
〔８ 付記〕
なお、上記実施形態における各シミュレーションについては、実機を用いた検証によっても同様の結果が得られることが確認されている。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１ インバータ装置
２ 第１太陽電池アレイ／第１アレイ（第１電源）
３ 商用電力系統
１０ 第１昇圧回路
１１ インバータ回路
１２ 制御部
１５ 直流リアクトル
１６ ダイオード
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ
２４ 電流センサ
２５ 電圧センサ
２６ コンデンサ
３０ 制御処理部
３２ 第１昇圧回路制御部
３３ インバータ回路制御部
３４ 平均化処理部
３５ 第２昇圧回路制御部
４０ 第２太陽電池アレイ／第２アレイ（第２電源）
４１ 第２昇圧回路
４２ 直流リアクトル
４３ ダイオード
４４ 電圧センサ
４５ 電流センサ
４６ コンデンサ
５１ 第１演算部
５２ 第１加算器
５３ 補償器
５４ 第２加算器
６１ 第２演算部
６２ 第３加算器
６３ 補償器
６４ 第４加算器
７２ 第５加算器
７３ 補償器
７４ 第６加算器
Ｑｂ１，Ｑｂ２ スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子

Claims (19)

  1. 第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源のそれぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、
    前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、
    前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、
    互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
    前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値に、各昇圧回路における直流電力を合計した電力値合計に対する各昇圧回路ごとの直流電力の電力値の割合を乗算し、その乗算して得た値に基づいて各昇圧回路それぞれの電流目標値を設定する制御部と、を備え、
    前記制御部は、交流半サイクル内で前記第１昇圧回路及び前記インバータ回路について、交互にスイッチング動作を休止させるとともに、前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路に共通の昇圧回路電圧目標値を設定し、前記第１昇圧回路がスイッチング動作を休止しているときも、前記第２昇圧回路にスイッチング動作を行わせ、前記昇圧回路電圧目標値を出力させる、インバータ装置。
  2. 前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路の各々と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
    前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値には、前記平滑コンデンサを通過する無効電力も含まれる請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路の各々と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
    前記インバータ回路が出力する交流電力を含む電力値には、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び、当該インバータ装置における電力損失も含まれる請求項１に記載のインバータ装置。
  4. 前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
    各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
    前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
    前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
    各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
    前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、として、
    「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
    Ｉｉｎ.ｉ＊＝
    （Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） × Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
    である請求項１に記載のインバータ装置。
  5. 前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
    各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
    前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
    前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
    前記平滑コンデンサの静電容量をＣｏ、
    各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
    各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
    前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、として、
    「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
    Ｉｉｎ.ｉ＊＝
    （（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ × ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
    である請求項２に記載のインバータ装置。
  6. 前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
    各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
    前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
    前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
    各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
    各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
    前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
    前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃｏ、として、
    「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
    Ｉｉｎ.ｉ＊＝
    （（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊）×
    Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
    である請求項２に記載のインバータ装置。
  7. 前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
    各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
    前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
    前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
    前記平滑コンデンサの静電容量をＣｏ、
    各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
    各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
    前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
    当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、として、
    「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
    Ｉｉｎ.ｉ＊＝
    （（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
    である請求項３に記載のインバータ装置。
  8. 前記「第１」、「第２」に対応する数字をｉ（＝１，２）、
    各昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊、
    前記インバータ回路の電流目標値をＩｉｎｖ＊、
    前記インバータ回路の電圧目標値をＶｉｎｖ＊、
    各昇圧回路に共通の電圧目標値をＶｏ＊、
    各電源からの直流入力電圧値をＶｇ.ｉ、
    前記直流電力の入力電流指令値をＩｇ.ｉ＊、
    前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃｏ、
    当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、として、
    「〈 〉」の表現は、括弧内の値の平均値を示している、とするとき、
    Ｉｉｎ.ｉ＊＝
    （（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊＋ＰＬＯＳＳ）×
    Ｉｇ.ｉ＊／Σ〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉
    である請求項３に記載のインバータ装置。
  9. 前記インバータ回路は、変換した交流電力を当該インバータ回路の出力端に接続されたリアクトルを介して交流系統へ出力するものであり、
    前記制御部は、前記交流系統の電圧位相よりも数度進相した電圧位相とされた交流電力を前記インバータ回路に出力させる制御を行う請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  10. 前記制御部は、自装置が出力する交流電力の電流位相が前記交流系統の電圧と同位相となるように前記昇圧回路及び前記インバータ回路を制御するとともに、自装置が出力する交流電力の電流位相が前記交流系統の電圧と同位相となるように前記インバータ回路を制御するための電流目標値に基づいて前記インバータ回路の電圧目標値を設定する請求項９に記載のインバータ装置。
  11. 前記制御部は、前記インバータ回路の電圧目標値が、前記直流入力電圧値以下となるときに、前記第１昇圧回路の昇圧動作を停止させるように制御するとともに、
    前記電圧目標値が、前記直流入力電圧値以上となるときに、前記インバータ回路の変換動作を停止させるように制御する請求項４〜請求項８のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  12. 前記制御部は、前記第１電源から与えられる直流電力の電圧値を複数回測定した結果から求めた平均値を前記直流入力電圧値とする請求項４〜請求項８のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  13. 前記制御部は、前記第１電源及び前記第２電源から与えられる直流電力を複数回測定した結果から、前記第１電源の電流値、前記第２電源の電圧値、及び前記第２電源の電流値それぞれの平均値を求め、
    前記直流入力電圧値、及び前記各平均値に基づいて、前記第１電源及び前記第２電源それぞれについて最大電力点追従制御を行う機能をさらに有している請求項１２に記載のインバータ装置。
  14. 前記インバータ回路は、変換した交流電力を交流系統へ出力するものであり、
    前記直流入力電圧値、及び前記各平均値は、前記交流系統の１／２周期の整数倍期間に、前記直流電力の電圧値及び電流値のそれぞれを前記交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値である請求項１３に記載のインバータ装置。
  15. 前記直流入力電圧値、及び前記各平均値は、前記インバータ回路が変換した交流電力の１／２周期の整数倍期間の間に、前記直流電力の電圧値及び電流値のそれぞれを前記交流電力の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値である請求項１３に記載のインバータ装置。
  16. 前記第２電源及び前記第２電源が接続される第２昇圧回路は、複数設けられている請求項１〜請求項１５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  17. 第１電源、及び前記第１電源よりも低い電圧で電力を出力する第２電源それぞれから与えられる直流電力を交流電力に変換する回路構成を含むインバータ装置であって、
    前記第１電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第１昇圧回路と、
    前記第２電源から与えられる直流電力について昇圧を行う第２昇圧回路と、
    互いに並列に接続された前記両昇圧回路に接続され、前記両昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
    前記第１昇圧回路、前記第２昇圧回路及び前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、
    前記制御部は、交流半サイクル内で前記第１昇圧回路及び前記インバータ回路について、交互にスイッチング動作を休止させるとともに、前記第１昇圧回路及び前記第２昇圧回路に共通の昇圧回路電圧目標値を設定し、前記第１昇圧回路がスイッチング動作を休止しているときも、前記第２昇圧回路にスイッチング動作を行わせ、前記昇圧回路電圧目標値を出力させる、インバータ装置。
  18. 前記第１昇圧回路の電圧目標値が前記第１昇圧回路の直流入力電圧値以下となる範囲で、前記第２昇圧回路から出力される電力の電圧値が、前記第１昇圧回路の直流入力電圧値と前記第１昇圧回路における電圧降下の範囲内で一致している請求項１７に記載のインバータ装置。
  19. 前記第２昇圧回路から出力される電力の最低電圧値が、前記第１電源から与えられる直流電力の電圧値である直流入力電圧値と前記第１昇圧回路における電圧降下の範囲内で一致している請求項１７に記載のインバータ装置。
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5618023B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
JP6327106B2 (ja) 2014-01-10 2018-05-23 住友電気工業株式会社 変換装置
JP6303970B2 (ja) * 2014-10-17 2018-04-04 住友電気工業株式会社 変換装置
JP6414491B2 (ja) 2015-03-06 2018-10-31 住友電気工業株式会社 変換装置
JP6601125B2 (ja) * 2015-10-07 2019-11-06 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6500738B2 (ja) * 2015-10-15 2019-04-17 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6524883B2 (ja) 2015-10-19 2019-06-05 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6536346B2 (ja) 2015-10-19 2019-07-03 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6558254B2 (ja) 2016-01-18 2019-08-14 住友電気工業株式会社 電力変換システム及びその制御方法
US10050558B2 (en) * 2016-06-13 2018-08-14 Toyota Industries Electric Systems North America, Inc. Alternating current (AC) inverter and method of controlling the same
JP6711250B2 (ja) * 2016-11-29 2020-06-17 オムロン株式会社 電力変換装置
JP7021478B2 (ja) 2017-09-04 2022-02-17 オムロン株式会社 太陽光発電システム及び変換器
EP3487060A1 (en) * 2017-11-17 2019-05-22 ABB Schweiz AG Method and control system for controlling a voltage source converter using power-synchronisation control
CN108181967B (zh) * 2018-03-09 2023-07-21 西华大学 一种用于温差发电器的短路电流最大功率点跟踪电路及其控制方法
JP6721097B2 (ja) * 2018-09-27 2020-07-08 ダイキン工業株式会社 直接形電力変換器、制御装置
CN112054587A (zh) * 2020-08-12 2020-12-08 中国科学院电工研究所 基于多端并联智能管理器的多种类叠层电池系统
CN112054502B (zh) * 2020-09-04 2022-05-03 河北工业大学 一种光伏直流均压供电协调控制装置及方法
CN114914895A (zh) * 2021-02-07 2022-08-16 华为数字能源技术有限公司 光伏系统及其供电电流控制方法
CN114865709B (zh) * 2022-07-07 2022-09-30 浙江日风电气股份有限公司 一种单相光伏逆变器的母线电压控制方法、装置及介质

Family Cites Families (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62200413A (ja) 1986-02-28 1987-09-04 Toshiba Corp 電力変換装置の制御装置
JP2804718B2 (ja) 1994-07-29 1998-09-30 三洋電機株式会社 太陽電池の最大電力点追尾制御方法及び装置
JP4195948B2 (ja) 1998-11-05 2008-12-17 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4200244B2 (ja) 1998-11-10 2008-12-24 パナソニック株式会社 系統連系インバータ装置
JP4096423B2 (ja) * 1998-11-10 2008-06-04 松下電器産業株式会社 系統連系インバータ装置
JP2000341862A (ja) * 1999-03-19 2000-12-08 Uinzu:Kk エネルギー変換装置
EP1039620A3 (en) 1999-03-19 2002-01-30 Winz Corporation Energy conversion apparatus
JP4379959B2 (ja) 1999-07-27 2009-12-09 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4487354B2 (ja) 1999-12-02 2010-06-23 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4622021B2 (ja) 2000-01-28 2011-02-02 パナソニック株式会社 系統連系インバータ制御装置
JP2002369544A (ja) 2001-06-13 2002-12-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP3742316B2 (ja) 2001-06-14 2006-02-01 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP2003009537A (ja) * 2001-06-27 2003-01-10 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2003134667A (ja) * 2001-10-17 2003-05-09 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 太陽光発電装置
JP3796460B2 (ja) * 2002-03-28 2006-07-12 シャープ株式会社 太陽光発電システム用パワーコンディショナ
JP2003348768A (ja) 2002-05-24 2003-12-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無停電電源装置
JP3928559B2 (ja) 2003-01-10 2007-06-13 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置、故障処理をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体および故障処理方法
JP2005151662A (ja) * 2003-11-13 2005-06-09 Sharp Corp インバータ装置および分散電源システム
JP4225923B2 (ja) 2004-01-19 2009-02-18 三洋電機株式会社 系統連系用インバータ装置
JP2005218157A (ja) 2004-01-27 2005-08-11 Meiji Univ Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP4593973B2 (ja) 2004-05-26 2010-12-08 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
WO2006033142A1 (ja) * 2004-09-22 2006-03-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 太陽光発電システムおよびその昇圧ユニット
TWI305080B (en) 2005-05-06 2009-01-01 Delta Electronics Inc Non-isolated dc/ac converter
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US8018748B2 (en) * 2007-11-14 2011-09-13 General Electric Company Method and system to convert direct current (DC) to alternating current (AC) using a photovoltaic inverter
EP2232691B1 (en) * 2007-11-30 2019-03-27 Alencon Acquisition Co., LLC Multiphase grid synchronized regulated current source inverter systems
EP2104200B1 (de) * 2008-03-22 2019-02-27 SMA Solar Technology AG Verfahren zur ansteuerung eines multi-string-wechselrichters für photovoltaikanlagen
JP5325507B2 (ja) * 2008-09-09 2013-10-23 東芝キヤリア株式会社 系統連系インバータ
US20100084924A1 (en) * 2008-10-07 2010-04-08 Sunlight Photonics Inc. Apparatus and method for producing ac power
US7768155B2 (en) * 2008-10-10 2010-08-03 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for improved burst mode during power conversion
US8269372B2 (en) * 2008-12-23 2012-09-18 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Photovoltaic and fuel cell hybrid generation system using dual converters and single inverter and method of controlling the same
JP2011083170A (ja) * 2009-10-09 2011-04-21 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ装置及び電力制御システム
JP2011097786A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ装置及び系統連系システム
JP2011097787A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ装置及び系統連系システム
EP2541750A4 (en) 2010-02-26 2017-11-29 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power conversion apparatus, grid connection apparatus, and grid connection system
TWI532292B (zh) * 2010-06-08 2016-05-01 安德烈Ｐ 威利斯 包括電流平衡電路之裝置及用於最大化來自多個直流電源之電力之方法
US9035626B2 (en) * 2010-08-18 2015-05-19 Volterra Semiconductor Corporation Switching circuits for extracting power from an electric power source and associated methods
JP5579540B2 (ja) * 2010-08-31 2014-08-27 一般財団法人電力中央研究所 パワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化方法、これを実施するパワーコンディショナ、及びパワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化用プログラム
JP5267589B2 (ja) * 2011-02-03 2013-08-21 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
EP2693288A4 (en) 2011-03-30 2015-03-18 Sanyo Electric Co POWER CONDITIONER SYSTEM
JP5427845B2 (ja) 2011-07-08 2014-02-26 山洋電気株式会社 電力給電システム
CN102820660A (zh) * 2012-08-17 2012-12-12 保定市尤耐特电气有限公司 一种适用于光伏电站补偿的静止无功补偿系统
US10734913B2 (en) * 2012-09-11 2020-08-04 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for bidirectional power production in a power module
CN103684002B (zh) 2012-09-24 2016-12-21 通用电气公司 能量转换系统
JP6103874B2 (ja) 2012-10-12 2017-03-29 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置とその運転方法
JP5618022B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
JP5618023B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
WO2015105081A1 (ja) 2014-01-09 2015-07-16 住友電気工業株式会社 電力変換装置及び三相交流電源装置

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