JP2017077100A - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置の運転状況の変化によって生じるＤＣバスの電圧上昇を抑制する。
【解決手段】直流／交流の電力変換を行う電力変換装置１であって、交流系統と接続され、交流リアクトル２２を含むフィルタ回路２１と、フィルタ回路２１とＤＣバス２０との間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータ１１と、ＤＣバス２０に接続された中間コンデンサ１９と、直流電源２とＤＣバス２０との間に設けられ、直流リアクトル１５を含むＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０を交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、直流リアクトル１５に流れる電流が周期的に０になるようＤＣ／ＤＣコンバータ１０を制御する制御部１２と、を備え、制御部１２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流から交流への変換を行う電力変換装置に関する。

電力変換装置は、直流／直流の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、直流／交流の変換を行うＤＣ／ＡＣコンバータとを備えている。従来一般には、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータは共に、常時スイッチング動作を行っている。これに対して、両コンバータのスイッチング回数を最小限にして効率を高める最小スイッチング方式の電力変換装置も提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

このような最小スイッチング方式の電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣコンバータの間に位置する中間コンデンサの両端電圧すなわちＤＣバス電圧を、常時スイッチング方式の電力変換装置よりも低減することができる。これによって、より低耐圧の半導体デバイスやコンデンサを用いることができ、部品コストの低減、部品の小型化、半導体デバイスの損失低減等、を実現することができる。

一方、負荷に対して過不足の無いＤＣ／ＤＣコンバータの運転をするために、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを互いに並列に設けた電力変換装置がある（例えば、特許文献２，３参照。）。この場合、各ＤＣ／ＤＣコンバータの負担を均等化するために、各ＤＣ／ＤＣコンバータの運転時間積算や電力積算等で運転並列数の変更及び回路組み合わせの変更を行うといった手法が採られている。

特許第５６１８０２２号公報 特開平１１−１２７５７３号公報 特開２０１２−１６１２１５号公報

近年、太陽光発電システムが広く普及し、その結果として、商用電力系統の電圧上昇の問題が生じている。そのため、太陽光発電システムの出力抑制が求められる場合がある。しかし、このような出力抑制対応として、電力変換装置の出力電流目標値を急減させる際に、出力段の交流リアクトルを流れる電流はインダクタとしての特性上、目標値より緩慢に減少することになる。ここで、上記のような最小スイッチング方式の電力変換装置では、中間コンデンサの容量が小さい。そのため、出力段の交流リアクトルに電流が流れている状態で電流目標値を急減すると、交流リアクトルを流れる電流が目標値に追従できないため、交流リアクトル電流のフィードバック制御が働き、ＤＣ／ＡＣコンバータにおける次の制御周期でのオンデューティが急減する。

その結果、中間コンデンサからＤＣ／ＡＣコンバータ側のキャリア周期平均で見たインピーダンスが増加し、直流リアクトル電流が通常動作時より多く中間コンデンサに流れ込み、中間コンデンサ電圧が上昇する（事象（ａ））。もし、このようなことに備えて、各部品の耐圧を定常時より高く設定するとなると、かかる最小スイッチング方式の利点の一つが損なわれかねない。

一方、並列に複数のＤＣ／ＤＣコンバータを設ける電力変換装置では、運転中に並列運転回路数及び運転回路の組み合わせを変更する際、各回路の直流リアクトル電流の目標値の急変を伴う。例えば、並列回路数の減少時は、停止する回路に流れていた電流分を各運転回路全体で補うため、各運転回路の電流目標値が急増する。そのため、直流リアクトル電流のフィードバック制御が働き、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける次の制御周期でのオンデューティが急増する。また、この際、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流増加時と電流減少時で回路トポロジーが異なる。

つまり、過渡状態における電流の時間変位が増加時と減少時とで互いに異なる。特に、増加時は電源に対して直流リアクトルの直列回路となるため、減少時より時間変位が大きい。そのため、過渡状態においては、運転するＤＣ／ＤＣコンバータの実電流の総和が電流目標値の総和を超えてしまう。これらの結果より、ＤＣ／ＡＣコンバータ側に流れる電流や中間コンデンサに流れる電流が増加し、中間コンデンサ電圧すなわちＤＣバスの電圧が上昇する（事象（ｂ））。

なお、前述の出力抑制の制限対象は、逆潮する余剰電力分であり、自家消費分は制限対象外である。そのため、発電を出力抑制分に抑えるのではなく、自家消費分まで発電する方が、より太陽光発電を有効活用できる。しかし、これには負荷変動に対する追従の早さが求められる。そして、その負荷変動に応じた発電電力の追従が遅いと、事象（ａ）及び（ｂ）と同様の現象として、ＤＣバスの電圧が上昇する現象が現れる（事象（ｃ））。

このように、電力変換装置の運転状況の変化によって生じるＤＣバスの電圧上昇をいかにして抑制するかが、電力変換装置のさらなる改善課題となる。

（出力制御の観点）
本発明は、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置であって、前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置である。

（並列多重の観点）
また、本発明は、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置であって、前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置である。

（出力制御の方法の観点）
また、本発明は、交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置の制御方法である。

（並列多重の方法の観点）
また、本発明は、交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、前記直流電源と前記交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置の制御方法である。

本発明によれば、電力変換装置の運転状況の変化によって生じるＤＣバスの電圧上昇を抑制することができる。

電力変換装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 電力変換装置の回路図の一例である。 制御部のブロック図である。 直流入力電圧検出値、及び昇圧回路電流検出値の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 インバータ出力電圧目標値の一例を示す図である。 （ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路用参照波とを比較したグラフであり、（ｂ）は、昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ回路用参照波とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例とともに、電力変換装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 需要家における太陽光発電の接続図の一例である。 比較のために、直流リアクトルに流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 時刻０．２４５秒を中心に図１５の時間軸をさらに拡大した波形図である。 直流リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトルに流れる出力電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 需要家における太陽光発電の接続図の一例である。 比較のために、直流リアクトルに流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 直流リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 比較のために、直流リアクトルに流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 直流リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 需要家における太陽光発電及び蓄電池充放電の接続図の一例である。 需要家における太陽光発電及び蓄電池充放電の接続図の他の例である。 図１４に示した、出力抑制に応じた電流目標値への変更処理を示すフローチャートの一例である。 ＤＣ／ＤＣコンバータが２組、互いに並列に設けられた電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 ２組のＤＣ／ＤＣコンバータを持つ電力変換装置の回路図の一例である。 比較のために、直流リアクトルに流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 時刻０．２４５秒を中心に図２５の時間軸をさらに拡大した波形図である。 直流リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 比較のために、直流リアクトルに流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 直流リアクトルに流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバスの電圧）を示す波形図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータがｎ組（ｎは３以上の自然数）、互いに並列に設けられた電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 稼働回路の組み合わせを想定した、電流目標値の変更のための制御フローを示すフローチャートの一例である。 直流リアクトル電流が０になった回数カウントに基づいて組み合わせを変更する一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータ１０がｎ組（ｎは３以上の自然数）、互いに並列に設けられた他の電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）この電力変換装置は、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行うものであって、前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置である。なお、直流電源は単一に限らず複数であってもよい。また、交流系統とは、商用電力系統のみならず交流の負荷である場合も含む。

（１）の電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルを流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更することにより、変更の前後での、交流リアクトルを流れる電流及びＤＣバスの電圧の急激な変化を抑制することができる。これにより、ＤＣバスに接続される中間コンデンサ及びスイッチング素子の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

（２）また、（１）の電力変換装置は、逆潮電力を監視する電力監視部を備え、逆潮電力を抑制する場合、前記制御部は、前記直流電源に対して、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで、少なくとも抑制に応じた分の発電電力を低下させることもできる。
この場合、逆潮電力抑制の要請に、ＤＣバスの電圧の急激な変化を生じさせずに対応することができる。

（３）また、（２）の電力変換装置において、負荷電力が増減した場合、前記制御部は、逆潮電力を一定に維持したまま、前記直流電源の出力電力又は入力電力を増減させるようにしてもよい。
この場合、逆潮電力を一定に維持したまま、負荷増減に対応し、直流電源の出力電力又は入力電力を適切に活用・調整することができる。

（４）一方、この電力変換装置は、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行うものであって、前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置である。なお、直流電源は単一に限らず複数で、互いに独立していてもよい。また、交流系統とは、商用電力系統のみならず交流の負荷である場合も含む。

上記（４）の電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルを流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組のＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更することにより、変更の前後での、直流リアクトルを流れる電流の総和及びＤＣバスの電圧の急激な変化を抑制することができる。これにより、ＤＣバスに接続される中間コンデンサ及びスイッチング素子の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

（５）また、（４）の電力変換装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは２組設けられており、前記制御部は、２組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータが交互に動作するか、又は、双方が均等に電流を負担してコンバータ動作を行うよう制御するものであってもよい。
この場合のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータが１組しかない場合と比べて稼働率が減少するか又は電流負担が減少し、その結果、長期にわたって２組のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することができる。

（６）また、（４）の電力変換装置において、ｎは３以上の自然数、ｋはｎより小さい自然数であるとして、前記ＤＣ／ＤＣコンバータはｎ組設けられており、前記制御部は、前記変更のたびに、ｎ組の中から常に異なる組み合わせとなるｋ組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータがコンバータ動作を行うよう制御するものであってもよい。
この場合、これらの組み合わせをまんべんなく用いることで、全てのＤＣ／ＤＣコンバータを、均等に使用し、全体としての寿命を延ばすことができる。

（７）また、（６）の電力変換装置において、前記直流電源は太陽光発電パネルであり、前記制御部は、前記太陽光発電パネルの発電電力の総量と、段階的に設定された電力閾値との比較に基づいて、前記ｋの数を決定するものであってもよい。
これにより、直流電源が、天候や時刻で発電電力が変化する太陽光発電パネルの場合に、発電電力の総量に応じて適切なｋの数を決定することができる。

（８）また、（６）又は（７）の電力変換装置において、前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０になる累積回数が均等化されるように、前記ｎ組の組み合わせを選択するようにしてもよい。
この場合、各ＤＣ／ＤＣコンバータは均等に稼働するので、故障率を低減することができる。また、直流リアクトルに流れる電流が０になる累積回数をカウントするのは、制御部にとって演算負担が軽い。

（９）方法の観点からは、交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置の制御方法である。なお、直流電源は単一に限らず複数であってもよい。また、交流系統とは、商用電力系統のみならず交流の負荷である場合も含む。

上記（９）の電力変換装置の制御方法の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルを流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトルに流れる電流目標値を変更することにより、変更の前後での、交流リアクトルを流れる電流及びＤＣバスの電圧の急激な変化を抑制することができる。これにより、ＤＣバスに接続される中間コンデンサ及びスイッチング素子の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

（１０）また、方法の他の観点からは、交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、前記直流電源と前記交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置の制御方法である。なお、直流電源は単一に限らず複数で、互いに独立していてもよい。また、交流系統とは、商用電力系統のみならず交流の負荷である場合も含む。

上記（１０）の電力変換装置の制御方法の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルを流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組のＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更することにより、変更の前後での、直流リアクトルを流れる電流の総和及びＤＣバスの電圧の急激な変化を抑制することができる。これにより、ＤＣバスに接続される中間コンデンサ及びスイッチング素子の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

《最小スイッチング方式の電力変換装置》
まず、系統連系機能を備えた、最小スイッチング方式の電力変換装置について、詳細に説明する。

（全体構成について）
図１は、一実施形態に係る電力変換装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、電力変換装置１の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル２が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル２が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。

電力変換装置１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力が与えられる昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１０と、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路（ＤＣ／ＡＣコンバータ）１１と、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。

図２は、電力変換装置１の回路図の一例である。
昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｑｂ及びＱｂ２とを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。各スイッチング素子Ｑｂ及びＱｂ２にはそれぞれ、逆並列のダイオードＤｂ及びＤｂ２が接続されている。
昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。

第１電圧センサ１７は、太陽光発電パネル２が出力し、昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Ｖｇ（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ（直流入力電流値）を検出し、制御部１２に出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｇを検出するために、コンデンサ２６の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎを演算し、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。

また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂは、後述するように、インバータ回路１１と合わせた合計のスイッチング動作を行う回数が最低限になるように制御され、停止期間が発生する。よって、昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル２が出力して昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなく、ダイオードＤｂ２を通してインバータ回路１１に出力する。

なお、このとき、スイッチング素子Ｑｂ２は、オフでもよいし、スイッチング素子Ｑｂの反転制御信号でオンとしてもよい。但し、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂ２が同時に導通することを防ぐため、一方のスイッチング素子の駆動パルスがオフからオンに移行するときに１マイクロ秒程度のデッドタイムが設けられる。

昇圧回路１０と、インバータ回路１１との間のＤＣバス２０（２線）には、平滑用の中間コンデンサ１９が接続されている。中間コンデンサ１９の両端電圧すなわちＤＣバス電圧は、電圧センサ２７により検出され、その検出信号は制御部１２に送られる。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、ボディダイオードを有している（符号省略）。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換する。

電力変換装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、交流リアクトル２２と、交流リアクトル２２の後段に設けられたコンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。

このように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３へ出力する電力変換装置１を構成している。

また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第２電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第２電圧センサ２５が接続されている。

第２電圧センサ２５及び第２電流センサ２４はそれぞれ、検出した系統電圧検出値Ｖａ（交流系統の電圧値）及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖを制御部１２に出力する。なお、第２電流センサ２４は、図示のように、コンデンサ２３の前段（左）に設けるが、コンデンサ２３の後段に電力変換装置１の出力電流を検出する第３電流センサを追加してもよい。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎに基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

（制御部について）
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる目標値及び検出値に基づいて、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御し、前記目標値に応じた電流の電力を昇圧回路１０に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる目標値及び検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。

制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎ及びその平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。
制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ＊（後に説明する）を設定して太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行うとともに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。

平均化処理部３４は、第１電圧センサ１７及び第１電流センサ１８から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを制御処理部３０に与える機能を有している。

図４は、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、直流入力電流検出値Ｉｇは、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電流検出値Ｉｇは、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び直流入力電流検出値Ｉｇが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Ｉｇは、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
このため、直流入力電圧検出値Ｖｇに生じる周期的な変動は、電力変換装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。
なお、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが周期的に０になることは、後述する制御において大きな意味を持つ。

平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを平均化する。

図５は、平均化処理部３４が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。

平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇについて複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を求める。

ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。

なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第２電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に基づいて期間Ｌを設定することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Ｖｇは、上述のように、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。

上述したように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎも、直流入力電圧検出値Ｖｇと同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した直流入力電圧検出値Ｖｇと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値も求める。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。

平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値を制御処理部３０に与える。

本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値（直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉）及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値（昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉）を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御するので、太陽光発電パネル２による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、太陽光発電パネル２からの出力を、電力変換装置１の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル２の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。

また、上述したように、電力変換装置１の動作によって、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎのそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を精度よく求めることができる。

制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定し、この設定した直流入力電流目標値Ｉｇ＊や、上記値に基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれに対する目標値を求める。
制御処理部３０は、求めた目標値を昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３に与え、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

図６は、制御処理部３０による昇圧回路１０、及びインバータ回路１１のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部４１、第１加算器４２、補償器４３、及び第２加算器４４を有している。
また、制御処理部３０は、昇圧回路１０の制御を行うための機能部として、第２演算部５１、第３加算器５２、補償器５３、及び第４加算器５４を有している。

図７は、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。

まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）

なお、式（１）中、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値（直流入力電圧値）であり、平均化処理部３４によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉が用いられる。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。

制御処理部３０は、設定した直流入力電流目標値Ｉｇ＊を、第１演算部４１に与える。
第１演算部４１には、直流入力電流目標値Ｉｇ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。

第１演算部４１は、下記式（２）に基づいて、電力変換装置１としての出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。ηは電力変換装置１の変換効率を表す定数である。
出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉＝η〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）

さらに、第１演算部４１は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部４１は、出力電流目標値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ｉａ＊＝（２^１／２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）

以上のように、第１演算部４１は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉（直流電力の入力電力値）及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流目標値Ｉａ＊を求める。
次いで、第１演算部４１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊（インバータ回路の電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ ｓ ＣａＶａ ・・・（４）

ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ ・・・（４ｂ）
となる。
式（４），（４ａ），（４ｂ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、電力変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。

第１演算部４１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器４２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。

第１加算器４２には、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器４２は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器４３に与える。

補償器４３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第２加算器４４によって系統電圧Ｖａと加算することにより、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を第１演算部４１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃に従った電圧を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電圧は、交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器４２によってインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。

以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。

一方、第２演算部５１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部４１が演算したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部５１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（インバータ回路の電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）

ただし、式（５）中、Ｚａは、交流リアクトルのインピーダンス、ｓはラプラス演算子である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ ＲａＩｉｎｖ＊＋Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ａ）
となる。ただし、Ｒａは交流リアクトルの抵抗、Ｌａは交流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚａ＝Ｒａ＋ｓＬａ）である。
式（５）の右辺第２項、（５ａ）の右辺第２項および第３項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本実施形態では、電力変換装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を設定する。

上記のように、交流側の目標値であるインバータ回路１１の出力目標値（Ｉｉｎｖ＊，Ｖｉｎｖ＊）は、インバータ回路１１のブリッジ出力端すなわち、インバータ回路１１とフィルタ回路２１との回路接続点Ｐで設定される。これにより、本来の系統連系点（商用電力系統３とフィルタ回路２１との回路接続点）より目標値の設定点を前に移動し、最終的に適切な系統連系に落ち着くような系統連系が行われる。

インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部５１は、直流電源側の電圧Ｖ_ＤＣとしての電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。直流電圧Ｖｇｆとは、Ｖｇに直流リアクトル１５のインピーダンスＺによる電圧降下を考慮した電圧であり、昇圧回路電流をＩｉｎとして、Ｖｇｆ＝Ｖｇ−ＺＩｉｎである。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−ＺＩｉｎ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（６）
とすることができる。
上記式（６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−（ＲＩｉｎ＋Ｌ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（６ａ）
である。ただし、Ｒは直流リアクトルの抵抗、Ｌは直流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚ＝Ｒ＋ｓＬ）である。

さらに、第２演算部５１は、下記式（７）に基づいて、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／ （Ｖｇ−ＺＩｉｎ）
・・・（７）

ただし、式（７）中、Ｃは、中間コンデンサ１９の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／
｛Ｖｇ−（Ｒ＋ｓＬ）Ｉｉｎ｝ ・・・（７ａ）
となる。また、中間コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ ｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝
・・・（７ｂ）
となる。

式（７），（７ａ），（７ｂ）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、中間コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予め電力変換装置１の電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝／｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝ ・・・（７ｃ）
同様に、上記式（７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ ｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝
・・・（７ｄ）
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

なお、中間コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。この式（８）によって求まるＩｉｎ＊を式（６）、（６ａ）、（７）、（７ａ）、（７ｂ）、（７ｃ）および（７ｄ）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ ・・・（８）

第２演算部５１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を求めると、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を第３加算器５２に与える。
昇圧回路１０は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊によって、フィードバック制御される。

第３加算器５２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊の他、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが与えられる。
第３加算器５２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。

補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第４加算器５４によって直流入力電圧検出値Ｖｇからこれを減算することにより、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊とし得る昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を求める。この昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を第１演算部４１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号を昇圧回路制御部３２に与えることで、昇圧回路１０に、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃に従った電圧を出力させる。
昇圧回路１０が出力した電力は、直流リアクトル１５に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとしてフィードバックされる。そして、第３加算器５２によって昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路１０が制御される。

以上のようにして、昇圧回路１０は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。

上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する。

以上によって、制御処理部３０は、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

制御処理部３０は、上述したように、インバータ回路１１及び昇圧回路１０を電流目標値によってフィードバック制御する。
図８（ａ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Ｖｏをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。

図８の（ａ）に示すように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、制御処理部３０によって、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に沿って制御されていることが判る。
また、図８の（ｂ）に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上記式（６）によって求められるため、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Ｖｏは、制御処理部３０によって、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に沿って制御されていることが判る。

図９は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
インバータ回路１１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図９に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ回路１１は、図９に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。

図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。

本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。

上記進相させる角度は、上記式（５）に示すように、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａ、及びインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。この内、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、上記式（４）に示すように、出力電流目標値Ｉａ＊によって定まる。この出力電流目標値Ｉａ＊が大きくなるほど、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の進み角（進相させる角度）が大きくなる。

出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（２）から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流目標値Ｉｇ＊によって調整される。

（昇圧回路及びインバータ回路の制御について）
昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる目標値である昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊、及びインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。

図１０の（ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１０の（ａ）では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

なお、本実施形態では、直流入力電圧検出値Ｖｇが、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。

昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形（以下、昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇよりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃は、期間Ｗ１では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃とを比較し、直流リアクトル１５の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形を生成する。

図１０の（ｂ）は、昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１０の（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。

昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂを制御する。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。

以上のように、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路１０のスイッチング素子ＱｂをＰＷＭ制御する。

図１１の（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１の（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。

インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲の部分で、インバータ回路用搬送波に対して交差している。

インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。

図１１の（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１の（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

図１１の（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。

以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。

本実施形態の昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１（図１０）で昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路１０は、期間Ｗ１で直流入力電圧検出値Ｖｇ以上の電圧をインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路１０は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。

また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２（図１１）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊とは近似するので、図１１の（ａ）においては重複している。

一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。

つまり、本実施形態の電力変換装置１は、昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

このように、本実施形態では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路１０を動作させ、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

図１２は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、電力変換装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１２において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及び電力変換装置１が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは目標値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本実施形態では、図８の（ａ）に示すように、昇圧回路は直流リアクトル１５を流れる電流が上記式（７）に基づいて求められる電流目標値Ｉｉｎ＊に一致するように制御される。この結果、昇圧回路とインバータ回路の電圧が、図８の（ｂ）に示す波形となり、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。

なお、理想的には昇圧回路１０とインバータ回路１１とで「交互に」高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。

（出力される交流電力の電流位相について）
本実施形態の昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。電力変換装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。

ここで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。

すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が昇圧回路１０及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。

図１３（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。

よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。

図１３（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１３の（ａ）の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。

従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
よって、図１２の最下段に示すグラフのように、電力変換装置１が出力する電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

以上、最小スイッチング方式の電力変換装置１による系統連系について詳細に説明した。制御部１２は、ＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ回路１１）及びＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧回路１０）を交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧回路１０）の電流目標値を交流電力の電流と同期するように設定する。

（逆方向への電力変換について）
上記電力変換装置１は、直流電力から交流電力への変換について説明したが、図２に示す電力変換装置１は、交流電力から直流電力への変換装置にもなり得る。その場合、図１における太陽光発電パネル２は、充電可能な蓄電池に置き換わる。また、図２のインバータ回路１１は、交流リアクトル２２と協働して昇圧可能なＤＣ／ＡＣコンバータ１１となる。昇圧回路１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての降圧回路１０となる。蓄電池を充電する制御は、系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。

例えば、逆方向への電力変換装置１における諸量は、以下のようになる。
Ｉａ＊：商用電力系統３からの入力電流目標値
Ｉｉｎ：降圧回路電流検出値
Ｉｉｎ＊：降圧回路電流目標値
Ｉｉｎｖ＊：ＤＣ／ＡＣコンバータ１１への交流入力電流目標値
Ｉｇ＊：蓄電池への直流入力電流目標値
Ｉｃ：コンデンサ１９に流れる電流
Ｉｃａ：コンデンサ２３に流れる電流

Ｖａ：系統電圧検出値
Ｖｇ：蓄電池電圧値
Ｖｉｎｖ＊：ＤＣ／ＡＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値
Ｖｏ＊：降圧回路１０への入力電圧目標値
Ｐｉｎ：蓄電池への入力電力
Ｐ_ＬＯＳＳ：電力変換装置１の電力損失
η：電力変換装置１の電力変換効率

従って、前述の式（１）〜（８）と対応した以下の関係が適用できる。
式（１）と対応する蓄電池への入力電力Ｐｉｎの平均値〈Ｐｉｎ〉は、
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（Ｒ１）
である。
式（２）に対応する商用電力系統３からの入力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉は、
〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／（η×〈Ｖａ〉） ・・・（Ｒ２）
である。
式（３）に対応する入力電流目標値Ｉａ＊は、
Ｉａ＊＝（２^１／２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（Ｒ３）
である。

式（４）に対応する交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − ｓ ＣａＶａ ・・・（Ｒ４）
である。
上記式（Ｒ４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（Ｒ４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − Ｉｃａ ・・・（Ｒ４ｂ）
となる。

また、式（５）に対応する交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ−Ｚａ Ｉｉｎｖ＊ ・・・（Ｒ５）
である。
上記式（Ｒ５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ − ｛ＲａＩｉｎｖ＊＋Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（Ｒ５ａ）
となる。

また、式（６）に対応する降圧回路１０への入力電圧目標値Ｖｏ＊は、式（６）におけるＶｇｆすなわち（Ｖｇ−Ｚ Ｉｉｎ）が、Ｖｇｒすなわち（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）に置き換わり、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（Ｒ６）
とすることができる。
上記式（Ｒ６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝
Ｍａｘ（Ｖｇ＋Ｒ Ｉｉｎ＋Ｌ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（Ｒ６ａ）
となる。

また、降圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊は、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）−（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／
（Ｖｇ＋ＺＩｉｎ） ・・（Ｒ７）
である。
上記式（Ｒ７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） − Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／
｛Ｖｇ＋ＲＩｉｎ＋Ｌ（ｄＩｉｎ／ｄｔ）） ・・・（Ｒ７ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） −Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ （Ｖｇ＋ＺＩｉｎ）
・・・（Ｒ７ｂ）
となる。

式（Ｒ７），（Ｒ７ａ），（Ｒ７ｂ）中、交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予め電力変換装置１の電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（Ｒ７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） − Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ − Ｐ_ＬＯＳＳ｝／（Ｖｇ＋ＺＩｉｎ） ・・・（Ｒ７ｃ）
同様に、上記式（Ｒ７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） −Ｉｃ×Ｖｏ＊ − Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ （Ｖｇ＋ＺＩｉｎ）
・・・（Ｒ７ｄ）
この場合、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（Ｒ８）が成立する。この式（Ｒ８）によって求まるＩｉｎ＊を式（Ｒ６）、（Ｒ６ａ）、（Ｒ７）、（Ｒ７ａ）、（Ｒ７ｂ）、（Ｒ７ｃ）および（Ｒ７ｄ）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（Ｒ８）

以上のようにして、制御部１２は、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１への交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）よりも高い部分の電圧を出力する際には、降圧回路１０を動作させ、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１のへ交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）よりも低い部分の電圧を出力する際にはＤＣ／ＡＣコンバータ１１を動作させるように制御される。そのため、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１によって昇圧する際の電位差を低く抑えることができるとともに、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１及び降圧回路１０のスイッチング損失を低減し、より高効率で直流電力を出力することができる。

さらに、降圧回路１０及びＤＣ／ＡＣコンバータ１１は、ともに制御部１２が設定した目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、ＤＣ／ＡＣコンバータ１１に入力される交流電流に位相ずれや歪みが生じるのを抑制することができる。

《電力変換装置の出力制御１（出力抑制）》
次に、上記のような最小スイッチング方式を前提とした、電力変換装置１の出力制御について説明する。
なお、電力変換装置１の制御に関する以下の説明は、電力変換装置の制御方法に関する説明でもある（以下同様。）。

図１４の（ａ）は、需要家における太陽光発電の接続図の一例である。太陽光発電パネル２には、パワーコンディショナとしての電力変換装置１が接続されている。電力変換装置１は、分電盤６１に接続されている。分電盤６１は、電力メーター６３を介して、商用電力系統３と接続されている。「電力監視部」としての電力メーター６３は、例えば、買電、売電（逆潮）の電力及び電力量を測定することができる。また、分電盤６１には、例えばコンセント６２を介して、需要家内の電気機器等の負荷が接続されている。なお、当該負荷と、商用電力系統３とを合わせて、広義の交流系統と考えることができる。

太陽光発電パネル２による発電電力は、需要家内の負荷により自家消費されるとともに、余剰電力については、これを売電することができる。ここで、例えば、太陽光発電パネル２の発電電力は８ｋＷ、自家消費電力は１ｋＷ、余剰電力売電（逆潮）は７ｋＷである、とする。

さて、電力会社は、商用系統電圧を常時監視しており、逆潮過多により商用電力系統の電圧が上昇すると、各需要家の電力変換装置１に対して出力抑制指令を出すことができる。例えば図１４の（ｂ）に示すように、逆潮の７ｋＷを３ｋＷに抑制する出力抑制指令が来た場合、電力変換装置１は、太陽光発電パネル２から引き出す電力を４ｋＷに抑制し、自家消費電力は１ｋＷ、余剰電力売電は３ｋＷとする。このように、電力変換装置１は、出力を急激に抑制しなければならない場合がある。なお、その他、電力変換装置１の内部温度が上昇した場合の過熱防止として、電力変換装置１が自ら出力を抑制する場合もある。いずれにしても、電力変換装置１が、出力を急激に抑制しなければならない点は同じである。

このような場合に、電力変換装置１の制御部１２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更する。直流リアクトル１５に流れる電流とは、例えば図４に、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとして示したものである。この電流は、周期的（商用電力系統の周波数の１／２周期）に０になる。また、交流リアクトル２２に流れる電流とは、第２電流センサ２４（図２）によって検出される電流検出値Ｉｉｎｖである。

ここで、電力変換装置１に、以下の具体的な数値条件を与えて、動作を検証する。
出力電力：８ｋＷから４ｋＷへの急減
入力電圧：２５０Ｖ
出力電圧：２０２Ｖ（実効値）
キャリア周波数：２０ｋＨｚ
直流リアクトル１５のインダクタンス：１ｍＨ
交流リアクトル２２のインダクタンス：１ｍＨ
中間コンデンサ１９のキャパシタンス：１００μＦ

図１５は、比較のために、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段の電流は、以下の３種類の波形を表している。
すなわち、「ＤＣＬ電流」とは、直流リアクトル１５に流れる電流である。「出力電流目標値」とは、交流リアクトル２２に流すべき電流の目標値（指令値）である。「出力電流」とは、実際に、交流リアクトル２２に流れる電流である。

図１５の楕円で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流がピーク値となる時刻０．２４５秒に、出力抑制が開始され、出力電流目標値は瞬時に下がる。出力電流は、出力電流目標値より遅れて低下し、少しアンダーシュートした後、収束して出力電流目標値に追従する。また、中間コンデンサ電圧は出力抑制の開始後、約１００Ｖ急激に上昇し、その後徐々に低下する。

図１６は、時刻０．２４５秒を中心に図１５の時間軸をさらに拡大した波形図である。上段はＤＣＬ電流を省いて、出力電流目標値及び出力電流のみを示している。時刻０．２４５秒において出力電流目標値が瞬時に下がっても、出力電流は追従できない。そのため、出力電流目標値と出力電流との差分に基づくフィードバック制御が働き、出力電流を抑制する方向すなわち、インバータ回路１１のオンデューティを低減させる方向に制御が行われる。下段の楕円で囲む部分は、オンデューティの低減を意味している。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、一時的に、出力電流が出力電流目標値について行けない状態となり、中間コンデンサ電圧は急増する。

図１７は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる出力電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段は、比較例（図１５）と同様に、ＤＣＬ電流、出力電流目標値、及び、出力電流を表している。

図１７の楕円等で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流が０になる例えば時刻０．２４０秒に、出力抑制が開始される。ＤＣＬ電流が０になる時、出力電流目標値も０である。出力電流目標値は、電流０を起点として、時刻０．２４０秒以後の立ち上がりの勾配が緩くなることで出力を抑制する。出力電流は、出力抑制が開始されても、出力電流目標値と重なるように一致している。ここで、中間コンデンサ電圧に注目すると、時刻０．２４０秒での出力抑制開始に伴う電圧の上昇は見られない。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。すなわち、逆潮電力抑制の要請に、ＤＣバス２０の電圧の急激な変化を生じさせずに対応することができる。

なお、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングとは、理想的には完全に０［Ａ］のタイミングであるが、０近傍、例えば０±０．１［Ａ］程度、若しくは、ピーク電流に対して０±１［％］程度の範囲のタイミングであっても、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。すなわち、制御部１２が実際に実行すべき制御としては、直流リアクトル１５に流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更すればよい。この点は、以下の例でも同様である。

《電力変換装置の出力制御２（出力抑制下での負荷変動）》
次に、電力変換装置１の出力制御の他の例として、出力抑制下での負荷変動に対する制御について説明する。

図１８は、構成に関しては、図１４と同様の図であるので説明を省略する。
まず、図１８の（ａ）において、例えば、太陽光発電パネル２の発電電力は５ｋＷ、自家消費電力は１ｋＷ、余剰電力売電は４ｋＷである、とする。電力変換装置１に対しては出力抑制指令（４ｋＷ）が与えられている。ここで、自家消費電力が急増して、１ｋＷから４ｋＷになったとする。電力変換装置１の出力を４ｋＷに維持すれば、不足する３ｋＷを商用電力系統３から買電することになり、太陽光発電の運用上は損である。

そこで、このような場合、図１８の（ｂ）に示すように、電力変換装置１は自家消費電力の増大に合わせて太陽光発電パネル２から８ｋＷの出力を引き出し、出力を増強する。具体的には例えば、自家消費電力の増大による買電は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、＋３ｋＷの出力増強をすればよい。

逆に、図１８の（ｂ）に示す状態から、自家消費電力が減少（４ｋＷ→１ｋＷ）した場合は、そのままでは、売電が増えて出力抑制のルールを守れなくなる。そこで、電力変換装置１は自家消費電力の減少に合わせて太陽光発電パネル２から引き出していた８ｋＷの出力を縮小し、図１８の（ａ）に示すように、５ｋＷに低下させる。具体的には例えば、自家消費電力の減少による売電増大は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、−３ｋＷの出力低減をすればよい。

このような出力急変の場合に、電力変換装置１の制御部１２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更する。

ここで、電力変換装置１に、以下の具体的な数値条件を与えて、動作を検証する。
（増大の場合）
出力電力：５ｋＷから８ｋＷへの急増
入力電圧：２５０Ｖ
出力電圧：２０２Ｖ（実効値）
キャリア周波数：２０ｋＨｚ
直流リアクトル１５のインダクタンス：１ｍＨ
交流リアクトル２２のインダクタンス：１ｍＨ
中間コンデンサ１９のキャパシタンス：１００μＦ

図１９は、比較のために、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段は、これまでと同様、ＤＣＬ電流、出力電流目標値、出力電流である。

図１９の楕円で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流がピーク値となる時刻０．２４５秒に、出力制御が開始され、出力電流目標値は瞬時に上がる。出力電流は、出力電流目標値より遅れて上昇し、少しオーバーシュートした後、収束して出力電流目標値に追従する。また、中間コンデンサ電圧は出力制御の開始後、大きく変動して約３５０Ｖまで達し、その後徐々に低下する。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、一時的に、出力電流が出力電流目標値について行けない状態となり、中間コンデンサ電圧は急増する。

図２０は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段は、比較例（図１９）と同様に、ＤＣＬ電流、出力電流目標値、及び、出力電流を表している。

図２０の楕円等で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流が０になる例えば時刻０．２４０秒に、出力制御が開始される。ＤＣＬ電流が０になる時、出力電流目標値も０である。出力電流目標値は、電流０を起点として、時刻０．２４０秒以後の立ち上がりの勾配がきつくなることで出力を増大させる。出力電流は、出力制御が開始されても、出力電流目標値と重なるように一致している。ここで、中間コンデンサ電圧に注目すると、時刻０．２４０秒での出力制御開始に伴う電圧の上昇は見られない。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。
また、逆潮電力を一定に維持したまま、負荷増大に対応し、直流電源（太陽光発電パネル２）の発電電力を適切に活用・調整することができる。

また、電力変換装置１に、以下の具体的な数値条件を与えて、動作を検証する。
（減少の場合）
出力電力：８ｋＷから５ｋＷへの急減
入力電圧：２５０Ｖ
出力電圧：２０２Ｖ（実効値）
キャリア周波数：２０ｋＨｚ
直流リアクトル１５のインダクタンス：１ｍＨ
交流リアクトル２２のインダクタンス：１ｍＨ
中間コンデンサ１９のキャパシタンス：１００μＦ

図２１は、比較のために、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段は、これまでと同様、ＤＣＬ電流、出力電流目標値、出力電流である。

図２１の楕円で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流がピーク値となる時刻０．２４５秒に、出力制御が開始され、出力電流目標値は瞬時に下がる。出力電流は、出力電流目標値より遅れて下降し、少しアンダーシュートした後、収束して出力電流目標値に追従する。また、中間コンデンサ電圧は出力制御の開始後、大きく変動して約３９０Ｖまで達し、その後徐々に低下する。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、一時的に、出力電流が出力電流目標値について行けない状態となり、中間コンデンサ電圧は急増する。

図２２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、中段が中間コンデンサ電圧の変化、下段がインバータ回路１１のスイッチング素子（例えばＱ１）に対するゲート信号（ＰＷＭパルス）を、それぞれ表している。また、図の上段は、比較例（図１９）と同様に、ＤＣＬ電流、出力電流目標値、及び、出力電流を表している。

図２２の楕円等で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流が０になる例えば時刻０．２４０秒に、出力制御が開始される。ＤＣＬ電流が０になる時、出力電流目標値も０である。出力電流目標値は、電流０を起点として、時刻０．２４０秒以後の立ち上がりの勾配が緩くなることで出力を減少させる。出力電流は、出力制御が開始されても、出力電流目標値と重なるように一致している。ここで、中間コンデンサ電圧に注目すると、時刻０．２４０秒での出力制御開始に伴う電圧の上昇は見られない。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更した場合には、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。
また、逆潮電力を一定に維持したまま、負荷減少に対応し、直流電源（太陽光発電パネル２）の発電電力を適切に活用・調整することができる。

なお、上記の出力制御１，２は、太陽光発電パネル２すなわち直流電源が１つの場合について述べたが、複数の直流電源がある場合にも同様な制御を行うことができる。
例えば、太陽光発電パネル２に蓄電池を併用する、いわゆるダブル発電の場合の電力変換装置１の出力制御の２例について、以下に補足説明する。

《電力変換装置の出力制御３（出力抑制下での負荷変動）》
図２３は、構成に関しては、図１４と同様の図であるので説明を省略する。
まず、図２３の（ａ）において、例えば、太陽光発電パネル２の発電電力は５ｋＷ、蓄電池４の充放電電力は０ｋＷ、自家消費電力は１ｋＷ、余剰電力売電は４ｋＷである、とする。電力変換装置１に対しては出力抑制指令（４ｋＷ）が与えられている。ここで、自家消費電力が急増して、１ｋＷから４ｋＷになったとする。

このような場合、図２３の（ｂ）に示すように、蓄電池４の放電により３ｋＷを出力し、太陽光発電パネル２の出力と合わせて、総出力を増強する。具体的には例えば、自家消費電力の増大による買電増大は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、蓄電池４の放電を開始させ、＋３ｋＷの出力増強をすればよい。

逆に、図２３の（ｂ）に示す状態から、自家消費電力が減少（４ｋＷ→１ｋＷ）した場合は、そのままでは、売電が増えて出力抑制のルールを守れなくなる。そこで、電力変換装置１は自家消費電力の減少に合わせて蓄電池４の放電を停止させ、図２３の（ａ）に示す状態に戻す。具体的には例えば、自家消費電力の減少による売電増大は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、蓄電池４の放電を停止させればよい。

このような出力急変の場合にも、電力変換装置１の制御部１２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更する。

《電力変換装置の出力制御４（出力抑制下での負荷変動）》
図２４は、構成に関しては、図１４と同様の図であるので説明を省略する。
まず、図２４の（ａ）において、例えば、太陽光発電パネル２の発電電力は８ｋＷ、蓄電池４の充放電電力は０ｋＷ、自家消費電力は４ｋＷ、余剰電力売電は４ｋＷである、とする。電力変換装置１に対しては出力抑制指令（４ｋＷ）が与えられている。ここで、自家消費電力が急減して、４ｋＷから１ｋＷになったとする。

このような場合、図２４の（ｂ）に示すように、蓄電池４の充電により３ｋＷを消費し、太陽光発電パネル２の出力と負荷とのバランスをとる。具体的には例えば、自家消費電力の減少による売電増大は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、蓄電池４の充電を開始させ、３ｋＷの電力消費をすればよい。

逆に、図２４の（ｂ）に示す状態から、自家消費電力が増大（１ｋＷ→４ｋＷ）した場合は、そのままでは、買電が増える。そこで、電力変換装置１は自家消費電力の増大に合わせて蓄電池４の充電を停止させ、図２４の（ａ）に示す状態に戻す。具体的には例えば、自家消費電力の増大による買電増大は、電力メーター６３によって検知できるので、電力メーター６３と連係して、電力変換装置１が、蓄電池４の充電を停止させればよい。

このような出力急変の場合にも、電力変換装置１の制御部１２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更する。

《制御フローについて》
次に、電力変換装置１としての、電流目標値の変更のための制御フローについて説明する。制御フローの実行主体は制御部１２である。
図２５は、例えば図１４に示した、出力抑制に応じた電流目標値への変更処理を示すフローチャートの一例である。処理開始により、制御部１２は、出力抑制指令がある（出力抑制指令を受信している）か否かを判定する（ステップＳ１）。出力抑制指令がある場合は、制御部１２は、逆潮電力をチェックする（ステップＳ２）。次に、制御部１２は、出力抑制指令による逆潮可能な最大電力と自家消費電力とに基づいて、発電電力の上限値を決定する（ステップＳ３）。

続いて制御部１２は、直流リアクトル電流のチェックを行い（ステップＳ４）、０［Ａ］のタイミングを待つ。０［Ａ］のタイミングになると、制御部１２は、ステップＳ３で決定した上限値となるよう、電力変換装置１の出力電流目標値を設定する（ステップＳ５）。その後、ステップＳ１に戻り、制御部１２は、同様の処理を繰り返す。出力抑制指令がある間は、常に、逆潮電力をチェックしながら、直流リアクトル電流が０になるタイミングで出力電流目標値の設定を行うことを繰り返す。

出力抑制下で、自家消費電力が増大すると、買電電力が増大する。そこで、制御部１２は、発電電力の増大が可能であれば必要分だけ上限値を増大させ、買電電力を抑制することができる。また、その状態から自家消費電力が低下すると、逆潮電力が増大する。そこで、制御部１２は、必要な分だけ発電電力を絞るべく上限値を減少させ、逆潮電力を一定に保つことができる。

出力抑制指令が解除されると、制御部１２はステップＳ１からステップＳ３に進み、逆潮電力の制限を受けること無く、発電能力に応じて、発電電力の上限値を決定することができる。

《まとめ》
以上のように、（ａ）出力抑制に伴う出力制御の場合、（ｂ）出力抑制下での負荷変動に応じた出力制御、のいずれにおいても、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流リアクトル１５を流れる電流が０近傍になるタイミングで交流リアクトル２２に流れる電流目標値を変更することにより、変更の前後での、交流リアクトル２２を流れる電流及びＤＣバス２０の電圧の急激な変化を抑制することができる。
これにより、ＤＣバス２０に接続される中間コンデンサ１９及びスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｂ，Ｑｂ２）の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

《ＤＣ／ＤＣコンバータの並列回路の変更等》
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータの並列回路の変更等に関する制御（制御方法）について説明する。なお、当該制御は、前述の電力変換装置の出力制御１，２とは別に用いてもよいし、また、組み合わせて用いてもよい。

図２６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が２組、互いに並列に設けられた電力変換装置１の概略構成を示すブロック図である。図２と対応する部分には同一符号を付して説明を省略する。この電力変換装置１は、直流電源２と、商用電力系統（又は負荷）３との間に設けられている。なお、直流電源２及び電力変換装置１を自立電源として使用する場合は、これに、負荷３が接続されることになる。商用電力系統も負荷も含み得る表現としては、「交流系統」と考えることができる。

図２６において、制御部１２は、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、例えば交互に動作させることができる。また、制御部１２は、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の双方が均等に電流を負担してコンバータ動作を行うよう制御することもできる。
これらの場合の２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータが１組しかない場合と比べて稼働率が減少するか又は電流負担が減少し、その結果、長期にわたって２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を使用することができる。
なお、直流電源２は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に共通の単一の電源であってもよいし、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に個別に対応した複数の直流電源２の集まりであってもよい。

図２７は、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を持つ電力変換装置１の回路図の一例である。２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０（内部構成は同じ。）は、直流電源２と、ＤＣバス２０との間に、互いに並列に設けられている。その他の回路構成は、図２と同様であるので、説明は省略する。

ここで、電力変換装置１（図２７）に、以下の具体的な数値条件を与えて、動作を検証する。
図２７の上側にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電力を、５ｋＷから１０ｋＷへ急増させる。また、図２７の下側にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電力を、５ｋＷから０ｋＷへ急減させる。すなわち、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０が均等に５ｋＷの電力を負担（電流負担）している状態から、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１０のみで１０ｋＷを負担し、他方は休ませる、という状態に変化させる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の稼働回路数は「２」から「１」になる。

また、その他の数値条件は、以下の通りである。
入力電圧：２５０Ｖ
出力電圧：２０２Ｖ（実効値）
キャリア周波数：２０ｋＨｚ
直流リアクトル１５のインダクタンス：１ｍＨ
交流リアクトル２２のインダクタンス：１ｍＨ
中間コンデンサ１９のキャパシタンス：１００μＦ

図２８は、比較のために、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、下段が中間コンデンサ電圧の変化を、それぞれ表している。また、図の上段は、以下の３種類の波形を表している。
すなわち、「ＤＣＬ電流１」とは、図２７の上側のＤＣ／ＤＣコンバータ１０（５ｋＷ→１０ｋＷ）の直流リアクトル１５に流れる電流、「ＤＣＬ電流２」とは、図２７の下側のＤＣ／ＤＣコンバータ１０（５ｋＷ→０ｋＷ）の直流リアクトル１５に流れる電流である。時刻０．２３５秒から０．２４５秒までの電流波形において、上の波形は、ＤＣＬ電流１と、ＤＣＬ電流２との総和である。また、下の波形は、ＤＣＬ電流１及びＤＣＬ電流２であり、両者は同じ値であるので、重なって見える。

図２８の楕円または円で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流１，２がピーク値となる時刻０．２４５秒に、稼働回路数の切り換え（２→１）が行われ、ＤＣＬ電流１は急激に増大し、ＤＣＬ電流２はやや緩慢に減少する。このように各ＤＣＬ電流の時間変位が異なっているため、ＤＣＬ電流の総和は、一時的に大きな値となり、その後、本来あるべき値に落ち着く。中間コンデンサ電圧は稼働回路数の切り換え後、一瞬低下した後、大きく上昇し、その後徐々に落ち着く。

図２９は、時刻０．２４５秒を中心に図２８の時間軸をさらに拡大した波形図である。図２８よりさらに明瞭に上述の状態変化が見て取れる。すなわち、ＤＣＬ電流１，２がピーク値となる時刻０．２４５秒に、稼働回路数の切り換えが行われると、ＤＣＬ電流１は急激に増大し、ＤＣＬ電流２はやや緩慢に減少する。この時間変位の差により、ＤＣＬ電流の総和は、一時的に大きな値となり、その後、本来あるべき値に落ち着く。中間コンデンサ電圧は稼働回路数の切り換え後、一瞬低下した後、約３５０Ｖまで大きく上昇し、その後徐々に落ち着く。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合には、一時的に、直流リアクトル電流の総和は増大し、中間コンデンサ電圧も増大する。

図３０は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、下段が中間コンデンサ電圧の変化を、それぞれ表している。また、図の上段は、比較例（図２８，図２９）と同様に、ＤＣＬ電流１，２及び総和を表している。

時刻０．２３５秒から０．２４５秒までの電流波形において、上の波形は、ＤＣＬ電流１と、ＤＣＬ電流２との総和である。また、下の波形は、ＤＣＬ電流１及びＤＣＬ電流２であり、両者は同じ値であるので、重なって見える。

図３０の楕円等で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流１，２が０になる例えば時刻０．２４０秒に、稼働回路数の切り換えが行われる。０．２４０秒以後、ＤＣＬ電流１のみで切換前と同じ電流を負担し、ＤＣＬ電流２は０になる。中間コンデンサ電圧に注目すると、時刻０．２４０秒での稼働回路数切換に伴う電圧の上昇は見られない。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合には、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。

次に、電力変換装置１（図２７）に、以下の他の具体的な数値条件を与えて、動作を検証する。
図２７の上側にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電力を、１０ｋＷから５ｋＷへ急減させる。また、図２７の下側にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電力を、０ｋＷから５ｋＷへ急増させる。すなわち、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０のうち一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１０のみで１０ｋＷを負担し、他方は休ませる、という状態から、２組が均等に５ｋＷの電力を負担（電流負担）している状態、に変化させる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の稼働回路数は「１」から「２」になる。

また、その他の数値条件は、以下の通りである。
入力電圧：２５０Ｖ
出力電圧：２０２Ｖ（実効値）
キャリア周波数：２０ｋＨｚ
直流リアクトル１５のインダクタンス：１ｍＨ
交流リアクトル２２のインダクタンス：１ｍＨ
中間コンデンサ１９のキャパシタンス：１００μＦ

図３１は、比較のために、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数を変更した場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、下段が中間コンデンサ電圧の変化を、それぞれ表している。また、図の上段は、以下の３種類の波形を表している。
すなわち、「ＤＣＬ電流１」とは、図２７の上側のＤＣ／ＤＣコンバータ１０（１０ｋＷ→５ｋＷ）の直流リアクトル１５に流れる電流、「ＤＣＬ電流２」とは、図２７の下側のＤＣ／ＤＣコンバータ１０（０ｋＷ→５ｋＷ）の直流リアクトル１５に流れる電流である。時刻０．０８５秒から０．０９０秒までの電流波形において、上の波形は、ＤＣＬ電流１と、ＤＣＬ電流２との総和であるが、ＤＣＬ電流２は０であるので、実質的にはＤＣＬ電流１の波形である。また、下の波形は、ＤＣＬ電流２である。

図３１の楕円または円で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流１がピーク値となる時刻０．０９５秒に、稼働回路数の切り換え（１→２）が行われ、ＤＣＬ電流２は急激に増大し、ＤＣＬ電流１はやや緩慢に減少する。このように各ＤＣＬ電流の時間変位が異なっているため、ＤＣＬ電流の総和は、一時的に大きな値となり、その後、本来あるべき値に落ち着く。中間コンデンサ電圧は稼働回路数の切り換え後、大きく上昇し、その後徐々に落ち着く。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流のピークのタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合には、一時的に、直流リアクトル電流の総和は増大し、中間コンデンサ電圧も増大する。

図３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合の電流変化及び中間コンデンサ電圧（ＤＣバス２０の電圧）を示す波形図である。図の上段が電流変化、下段が中間コンデンサ電圧の変化を、それぞれ表している。また、図の上段は、比較例（図３１）と同様に、ＤＣＬ電流１，２及び総和を表している。

時刻０．０８５秒から０．０９０秒までの電流波形において、上の波形は、ＤＣＬ電流１と、ＤＣＬ電流２との総和であるが、ＤＣＬ電流２は０であるので、実質的にはＤＣＬ電流１の波形である。また、下の波形は、ＤＣＬ電流２である。

図３２の楕円等で囲む部分に注目すると、ＤＣＬ電流１が０になる例えば時刻０．０９０秒に、稼働回路数の切り換えが行われる。０．０９０秒以後、ＤＣＬ電流１，２で均等に電流を負担することになる。中間コンデンサ電圧に注目すると、時刻０．０９０秒での稼働回路数切換に伴う電圧の上昇は見られない。

このように、直流リアクトル１５に流れる電流が０になるタイミングで稼働回路数の切り換えを行った場合には、中間コンデンサ電圧の上昇を防止することができる。
また、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０が交互に動作するか、又は、双方が均等に電流を負担してコンバータ動作を行うよう制御することで、２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータが１組しかない場合と比べて稼働率が減少するか又は電流負担が減少し、その結果、長期にわたって２組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を使用することができる。

《ＤＣ／ＤＣコンバータの並列回路数が３以上ある場合の稼働回路》
図３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０がｎ組（ｎは３以上の自然数）、互いに並列に設けられた電力変換装置１の概略構成を示すブロック図である。図２と対応する部分には同一符号を付して説明を省略する。この電力変換装置１は、直流電源２と、商用電力系統（又は負荷）３との間に設けられている。
図において、制御部１２は、ｎ組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の中から、ｋ組（ｋはｎより小さい自然数）を選んで動作させることができる。

ここで、ｋ組の「ｋ」の決定方法としては、例えば、直流電源２（太陽光発電パネル２）の発電電力と、段階的に設定された所定の電力閾値とを比較して、「ｋ」すなわち稼働台数を決定することができる。
具体的には、例えばｎ＝３であれば、電力閾値を、Ｐｔｈ＿１、Ｐｔｈ＿２（＞Ｐｔｈ＿１）の２段階用意し、
発電電力がＰｔｈ＿１より小さいときは、１台稼働、
発電電力がＰｔｈ＿１以上であってＰｔｈ＿２より小さいときは、２台稼働、
発電電力がＰｔｈ＿２以上であれば、３台稼働、
とすることができる。

普遍的に、ｎの値を特定しない場合は、例えば、電力閾値を小さい方から順に、Ｐｔｈ＿１，・・・，Ｐｔｈ＿ｋ，・・・，Ｐｔｈ＿ｎの、合計ｎ個用意する。そして、
発電電力がＰｔｈ＿１より小さいときは１台稼働、
以後、発電電力が、直近の下位の閾値以上であってＰｔｈ＿ｋより小さいときはｋ台稼働、
発電電力が、直近の下位の閾値以上であってＰｔｈ＿ｎより小さいときはｎ台稼働、
とすることができる。

このような稼働台数の選択は、特に、直流電源が太陽光発電パネルである場合に好適である。すなわち、太陽光発電パネルの発電電力の総量と、段階的に設定された電力閾値との比較に基づいて、稼働台数であるｎの数を決定することで、天候や時刻で発電電力が変化する太陽光発電パネルの場合に、発電電力の総量に応じて適切なｎの数を決定することができる。

さらに、「ｋ」の数だけでなく、ｋの組み合わせも重要である。例えば、総数３台中の２台を稼働させるには、３台のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−２，１０−３とすると、
組み合わせ１：１０−１，１０−２
組み合わせ２：１０−２，１０−３
組み合わせ３：１０−３，１０−１
となる。

普遍的には、必要な稼働台数のｋが決まれば、そのｋ台の組み合わせは、_ｎＣ_ｋ通り存在する。これらの組み合わせをまんべんなく用いることで、全てのＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、均等に使用し、全体としての寿命を延ばすことができる。

《制御フローについて》
ここで、稼働回路の組み合わせを想定した、電流目標値の変更のための制御フローについて説明する。制御フローの実行主体は制御部１２である。
図３４は、このようなフローチャートの一例である。処理開始により、制御部１２は、太陽光発電パネルの発電電力と電力閾値との比較を行う（ステップＳ１１）。そして、制御部１２は、稼働台数を決定する（ステップＳ１２）。さらに制御部１２は、稼働回路の組み合わせを決定する（ステップＳ１３）。

続いて制御部１２は、直流リアクトル電流のチェックを行い（ステップＳ１４）、０［Ａ］のタイミングを待つ。０［Ａ］のタイミングになると、制御部１２は、各回路の電流目標値を変更する（ステップＳ１５）。その後、ステップＳ１１に戻り、制御部１２は、同様の処理を繰り返す。

《各回路の負担均等法》
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が複数台並列に接続されている場合、各回路の使用時間を均等化することが、全体としての長寿命化に好ましい。使用時間の指標としては、直流リアクトル電流が０になった回数をカウントすることができる。回数カウントは単純であるので、制御部１２の演算負担は軽い。
図３５は、直流リアクトル電流が０になった回数カウントに基づいて組み合わせを変更する一例を示す図である。例えば所定数をｘとして、０［Ａ］をｘ回カウントすれば、ローテーション的に組み合わせを変えることができる。

《その他の回路構成》
図３６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０がｎ組（ｎは３以上の自然数）、互いに並列に設けられた電力変換装置１の概略構成を示すブロック図である。図３３との違いは、直流電源２が、個々のＤＣ／ＤＣコンバータ１０に対応して設けられている点である。

例えば、４つの直流電源２がそれぞれ２ｋＷ出力の太陽光発電パネルであるとすると、８ｋＷ発電している状態から４ｋＷ発電への出力抑制指令を受けた場合に、全ての直流電源２を均等に１ｋＷに抑制するのではなく、２基の太陽光発電パネルを停止し、残りの２基を稼働するというように、並列数を変更する対応が可能である。
同様に、４つの直流電源２がそれぞれ２ｋＷ出力の蓄電池であるとすると、負荷側が引っぱる電力が８ｋＷの状態から４ｋＷに急減したとすると、全ての直流電源２を均等に１ｋＷ出力に抑制するのではなく、２つの蓄電池２を停止し、残る２つの２ｋＷ出力の蓄電池を稼働するというように、並列数を変更する対応が可能である。

《まとめ》
以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が複数組並列に設けられている場合の稼働回路数切換の場合において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流リアクトル１５を流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電流負担を変更することにより、変更の前後での、直流リアクトル１５を流れる電流の総和及びＤＣバス２０の電圧の急激な変化を抑制することができる。
これにより、ＤＣバス２０に接続される中間コンデンサ１９及びスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｂ，Ｑｂ２）の耐圧条件が緩和され、より低耐圧なものとすることができる。低耐圧であることは、部品コスト、サイズの低減に寄与し、また、損失の低減にも寄与する。

《その他》
なお、本発明は、このような特徴的な制御部１２を備える電力変換装置１又は、制御部１２による制御方法として実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理のステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現することができる。また、制御部１２の一部又は全部を実現する半導体集積回路として実現したり、さらに周辺の要素を加えて、電力変換装置１を含む電力変換システムとして実現したりすることができる。

また、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
逆に、上記全ての開示内容を備えた装置や方法も、本発明の一実施形態たり得る。

１ 電力変換装置
２ 太陽光発電パネル、直流電源
３ 商用電力系統
４ 蓄電池
１０ 昇圧回路、降圧回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０−１，１０−２，１０−３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ インバータ回路、ＤＣ／ＡＣコンバータ
１２ 制御部
１５ 直流リアクトル
１７ 第１電圧センサ
１８ 第１電流センサ
１９ 中間コンデンサ
２０ ＤＣバス
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ
２４ 第２電流センサ
２５ 第２電圧センサ
２６ コンデンサ
２７ 第３電圧センサ
３０ 制御処理部
３２ 昇圧回路制御部
３３ インバータ回路制御部
３４ 平均化処理部
４１ 第１演算部
４２ 第１加算器
４３ 補償器
４４ 第２加算器
５１ 第２演算部
５２ 第３加算器
５３ 補償器
５４ 第４加算器
６１ 分電盤
６２ コンセント
６３ 電力メーター
Ｄｂ１，Ｄｂ２ ダイオード
Ｐ 回路接続点
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｂ，Ｑｂ２ スイッチング素子

Claims (10)

1. 直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置であって、
   前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、
   前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置。
2. 逆潮電力を監視する電力監視部を備え、
   逆潮電力を抑制する場合、前記制御部は、前記直流電源に対して、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで、少なくとも抑制に応じた分の発電電力を低下させる、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 負荷電力が増減した場合、前記制御部は、逆潮電力を一定に維持したまま、前記直流電源の出力電力又は入力電力を増減させる、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置であって、
   前記交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、
   前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは２組設けられており、
   前記制御部は、２組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータが交互に動作するか、又は、双方が均等に電流を負担してコンバータ動作を行うよう制御する、請求項４に記載の電力変換装置。
6. ｎは３以上の自然数、ｋはｎより小さい自然数であるとして、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータはｎ組設けられており、
   前記制御部は、前記変更のたびに、ｎ組の中から常に異なる組み合わせとなるｋ組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータがコンバータ動作を行うよう制御する、請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記直流電源は太陽光発電パネルであり、
   前記制御部は、前記太陽光発電パネルの発電電力の総量と、段階的に設定された電力閾値との比較に基づいて、前記ｋの数を決定する請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記直流リアクトルに流れる電流が０になる累積回数が均等化されるように、前記ｎ組の組み合わせを選択する請求項６又は請求項７に記載の電力変換装置。
9. 交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、直流電源と交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
   前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、
   前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで前記交流リアクトルに流れる電流目標値を変更する、電力変換装置の制御方法。
10. 交流系統と接続され、交流リアクトルを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、直流電源と前記ＤＣバスとの間にあって、互いに並列に複数組設けられ、各組に直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、を有し、前記直流電源と前記交流系統との間で直流電力／交流電力の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを前記交流電力の電圧半周期内で停止期間があるようにスイッチング動作させ、かつ、前記直流リアクトルに流れる電流が周期的に０になるよう制御し、
    前記直流リアクトルに流れる電流が０近傍になるタイミングで複数組の前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流負担を変更する、電力変換装置の制御方法。