CN103825477A - 一种三相单管DCM Boost PFC变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源、EMI滤波器、三相桥式整流电路、3个Boost电感、开关管、二极管、储能电容以及负载R_Ld；控制电路中分压电路的输出端A分别接入峰值取样电路和减法电路的输入端，峰值取样电路的输出端B与加法电路的输入端连接，加法电路的输出端C分别与减法电路的输入端、乘法器的第三输入端连接，减法电路的输出端D与乘法器的第一输入端连接，误差调节电路的输出端与乘法器的第二输入端相连接，乘法器的输出端P依次与PWM IC芯片、开关管驱动连接，开关管驱动的输出端与开关管的门极连接。本发明可以使临界电感值增大，提高变换效率，同时减小了输出电压纹波。

Description

一种三相单管DCM Boost PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种三相单管DCM Boost PFC变换器。 

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用，三相单管DCM(电流不连续模式)Boost(升压)PFC(功率因数校正)变化器具有开关管零电流开通、无二极管反向恢复、开关频率恒定、控制简单、成本低等优点，但是当在半个输入周期内占空比恒定时，输入电流谐波含量较大。输入电流主要含有与基波电流相位相差π的五次谐波，不仅功率因数较低，且使输入功率脉动变大，因而输出电压纹波高，需要更大的输出储能电容，变换器效率较低。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种高变换器效率、低输出电压纹波的三相单管DCM Boost PFC变换器。 

实现本发明目的的技术解决方案为：一种三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源v_a、v_b、v_c，EMI滤波器，6个整流二极管组成的三相桥式整流电路，3个Boost电感，开关管Q_b，二极管D_b，储能电容C_o，以及负载R_Ld；其中三相输入电压源v_a、v_b、v_c分别与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与3个Boost电感一一对应相接，3个Boost电感的另一端分别接入三相桥式整流电路的对应输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接；二极管D_b的阴极分别接入储能电容C_o的阳极和负载R_Ld的一端，储能电容C_o的阴极和负载R_Ld的另一端均与参考电位零点连接，负载R_Ld的两端电压为输出电压V_o； 

所述的控制电路包括输入电压采样电路、分压电路、峰值取样电路、加法电路、减法电路、误差调节电路、乘法器、PWM IC芯片、开关管驱动，其中分压电路的输出端A分别接入峰值取样电路的输入端和减法电路的输入端，峰值取样电路的输出端B 与加法电路的输入端连接，加法电路的输出端C分别与减法电路的输入端、乘法器的第三输入端v_z连接，减法电路的输出端D与乘法器的第一输入端v_x连接，误差调节电路的输出端vEA与乘法器的第二输入端v_y相连接，乘法器的输出端P与PWM IC芯片的输入端相连接，PWM IC芯片的输出端与开关管驱动的输入端连接，开关管驱动的输出端与开关管Q_b的门极连接。 

本发明与现有技术相比，其显著优点是：（1）在保持整个输入电压范围内PF值的变化规律基本不变的前提下，能够降低导通损耗，提高变换效率；（2）减小了输出电压纹波或输出储能电容；（3）电路结构容易实现，应用前景广阔。 

附图说明

图1是三相单管DCM Boost PFC变换器主电路示意图。 

图2是三相单管DCM Boost PFC变换器的三相交流输入电压波形图。 

图3是[0，π/6]区间一个开关周期中各相电感电流波形图。 

图4是半个工频周期内a相电感电流波形图。 

图5是定占空比与变占空比PF曲线对比图。 

图6是定变占空比控制方式下输入电流各次谐波与基波之比的曲线图。 

图7是本发明三相单管DCM Boost PFC变换器的电路结构示意图。 

图8是f_1、2(M,ωt)随ωt的变化曲线图。 

图9是不同输入电压下的临界电感值曲线图。 

图10是定变占空比控制方式下的电感电流有效值曲线图。 

图11是定变占空比控制方式下的瞬时输入功率标幺值曲线图。 

图12是定变占空比控制方式下的输出电压纹波之比曲线图。 

具体实施方式

1三相单管Boost PFC变换器的分析 

图1所示为三相单管DCM Boost PFC变换器主电路，其中，L_a=L_b=L_c=L。图2给出了三相交流输入电压的波形。在[0,π/6]区间内，一个开关周期中各相电感电流的波形如图3所示。 

定义三相交流输入电压v_a、v_b、v_c分别为： 

v_a＝V_msinω_t         (1) 

v_b＝V_msin(ωt-2π/3) (2) 

v_c＝V_msin(ωt+2π/3) (3) 

其中V_m和ω分别为输入电压的幅值和角频率。 

假设变换器的效率为100%，在[0,π]内，一个开关周期中a相电感电流i_a的平均值i_{a_av}为： 

$i_{a\_\mathrm{av}}\left(t\right)=I_0{k}_n(\frac{n-1}{6}\mathrm{\π}\≤\mathrm{\ωt}\≤\frac{n}{6}\mathrm{\πn}=\mathrm{1,2},...6)---\left(4\right)$

式中， 

$I_0={D_y}^2{V}_o/2L{f}_a---\left(5\right)$

$k_1\left(\mathrm{\ωt}\right)=k_6\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{\sin \mathrm{\ωt}}{\sqrt{3}M-3\sin \mathrm{\ωt}}---\left(6\left(a\right)\right)$

$k_2\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{M\sin \mathrm{\ωt}+\frac{1}{2}\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})}{[\sqrt{3}M-3\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})][M-\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{6})]}---\left(6\left(b\right)\right)$

$k_3\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{M\sin \mathrm{\ωt}+\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})}{[\sqrt{3}M-3\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})][M-\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{6})]}---\left(6\left(c\right)\right)$

$k_4\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{M\sin \mathrm{\ωt}+\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})}{[\sqrt{3}M-3\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})][M-\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})]}---\left(6\left(d\right)\right)$

$k_5\left(\mathrm{\ωt}\right)=\frac{M\sin \mathrm{\ωt}-\frac{1}{2}\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})}{[\sqrt{3}M-3\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})][M-\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{5\mathrm{\π}}{6})]}---\left(6\left(e\right)\right)$

其中，，D_y为占空比，V_o为输出电压，f_s为开关频率。 

图4为[0,π]区间内i_a的瞬时值、峰值包络线和平均值的波形。可以看出，i_a的峰值包络线是正弦的，但平均值不是正弦形状，存在畸变。 

由对称性，可在T_line/4(Tline为输入电压周期)内求a相的平均输入功率P_{in_a}，由式(1)和式(4)可得： 

$P_{\mathrm{in}\_a}=\frac{4}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{\frac{T_{\mathrm{line}}}{4}}{v}_a{i}_{a\_\mathrm{av}}\mathrm{dt}=\frac{{2I}_0{V}_m}{\mathrm{\π}}\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}---\left(7\right)$

输入PF值为： 

$\mathrm{PF}=\frac{P_{\mathrm{in}\_a}}{\frac{V_m}{\sqrt{2}}{I}_{a\_\mathrm{rms}}}=\frac{\frac{4}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{\frac{T_{\mathrm{line}}}{4}}{v}_a{i}_{a\_\mathrm{av}}\mathrm{dt}}{\frac{V_m}{\sqrt{2}}\sqrt{\frac{4}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{\frac{T_{\mathrm{line}}}{4}}{i_{a\_\mathrm{av}}}^2\mathrm{dt}}}=\frac{\frac{2}{\sqrt{\mathrm{\π}}}\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}}{\sqrt{\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{k_n}^2\left(\mathrm{\ωt}\right)\mathrm{d\ωt}}}---\left(8\right)$

其中I_{a_rms}为a相输入电流有效值。 

式(8)表明，PF值与M值有关，当输出电压V_o一定时，PF值仅与输入电压有关。若V_o=750V，根据式(8)可以作出PF的曲线，如图5中实线所示。 

为了分析输入电流谐波，对其进行傅里叶分解。输入电流i_in的傅立叶分解形式为： 

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{a_0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+b_n\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)]---\left(9\right)$

其中 

$\begin{array}{c}{a}_n=\frac{2}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt}(n=\mathrm{0,1,2}...)\\ b_n=\frac{2}{T_{\mathrm{line}}}{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}}}{i}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt}(n=\mathrm{1,2,3}...)\end{array}---\left(10\right)$

将式(4)代入式(9)，可得定占空比控制时输入电流所含的各次谐波。其中，余弦成分、偶次正弦成分、三次及其倍数次正弦成分均为0，即： 

a_n＝0(n＝0,1,2,...),b_2n、3n＝0(n＝1,2,3...)   (11) 

图6给出了输入电流中5次、7次、11次和13次谐波与基波的比值随输入电压变化的曲线(若比值为负，则说明该次谐波的初始相位为π)。可见，输入电流中主要含有与基波相位差为π的五次谐波，输入电压越高，该五次谐波含量越大。 

2变占空比控制方法 

2.1理想占空比表达式 

提出一种变占空比控制方法，在整个输入电压范围内，与定占空比相比保持PF值随输入电压变化规律基本一致。其推导过程约占两页，限于篇幅，此处直接给出变占空比表达式 

$D_{y\_\mathrm{fit}}\left(t\right)=D_1(1-\frac{1}{0.865M+0.15\sqrt{3}{V}_m})=D_1(1-\frac{v_g}{0.865V_o+0.15\sqrt{3}{V}_m})---\left(12\right)$

式中v_g是三相输入电压整流后的电压，D1与输出功率等因素有关，在工频周期内为恒定值。此时，输入功率因数为 

${\mathrm{PF}}_{\_\mathrm{fit}}=\frac{\frac{2}{\sqrt{\mathrm{\π}}}\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{D}_{y\_\mathrm{fit}}{\left(t\right)}^2{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}}{\sqrt{\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{D}_{y\_\mathrm{fit}}{\left(t\right)}^4{k_n}^2\left(\mathrm{\ωt}\right)\mathrm{d\ωt}}}---\left(13\right)$

做出其变化曲线如图5所示，可见与定占空比时PF曲线基本重合。 

2.2控制电路 

如图7，三相输入电压经差分采样后在A点得到信号v_A=mv_g(m为采样系数)，第八电阻R₈、第七二极管D₇、第一电容C₁、第九电阻R₉、第二运算放大器A₂组成峰值检测电路，在B点得到信号

。v_A与v_o接入加法电路，其中R₁₁(R₁₃+R₁₄)/R₁₄(R₁₁+R₁₂)=0.15，R₁₁(R₁₃+R₁₄)/R₁₄(R₁₀+R₁₁)=0.865m，则输出C点得到信号v_C=m(0.865Vo+0.153V_m)，v_A与v_C接入减法电路，其中R₁₅=R₁₈，R₁₆=R₁₇，则输出D点得到信号

。输出电压V_o通过第十九电阻R₁₉与第二十电阻R₂₀分压，和给定电压V_og相比较，经由第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂组成的调节器得到误差信号v_EA，v_C、v_D与v_EA接入乘法器，乘法器的输出

，将v_p与锯齿波交截即可得到如式(12)所示变化规律的占空比。其中v_A、v_B、v_C、v_D、v_EA、v_p依次为分压电路2、峰值取样电路3、加法电路4、减法电路5、误差调节电路6、乘法器7的输出电压。 

3性能对比 

3.1电感电流纹波减小 

在[0,π/6]区间内，为使电感电流断续，须满足： 

D_yf₁(M,ωt)≤1   (15)其中： 

f₁(M,ωt)＝M/(M-cosωt)   (16) 

采用变占空比控制时，将式(12)得到的D_{y_fit}替代式(15)中的D_y，可得 

D₁f₂(M,ωt)≤1   (17)其中： 

f₂(M,ωt)＝M[1-cosωt/(0.865M+0.15)](M-cosωt)   (18) 

在M取值不同的情况下，分别作出一族f₁(M,ωt)、f₂(M,ωt)随ωt变化的曲线，如图8所示。可以看出，当1.16≤M≤1.74时，无论M取任何值，在[0,π/6]区间内，f₁(M,ωt)的最大值出现在ωt=0处，f2(M,ωt)的最大值出现在ωt=π/6处。将ωt=0、ωt=π/6分别代 入(16)和(18)可得： 

f₁(M,0)＝M/(M-1)   (19) 

$f_2(M,\frac{\mathrm{\π}}{6})=\frac{2M(1.73M+0.3-\sqrt{3})}{(2M-\sqrt{3})(1.73M+0.3)}---\left(20\right)$

假设变换器的效率为100%，即输入功率等于输出功率，P_{in_a}=P_o/3。 

采用定占空比控制时，由式(7)可得 

$D_y=\sqrt{\frac{P_o\mathrm{\π}{\mathrm{Lf}}_s}{3V_o{V}_m\left(\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}\right)}}---\left(21\right)$

采用变占空比控制时，用式(12)替代式(7)中的D_y，可得 

$D_1=\sqrt{\frac{\mathrm{\π}{\mathrm{Lf}}_s{P}_o}{{3V}_o{V}_m\left\{{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}\right[1-\frac{\cos \mathrm{\ωt}}{0.865M+0.15}{]}^2{k}_1\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}+\underset{n=2}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}[1-\frac{\cos (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}/3)}{0.865M+0.15}{]}^2{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}}}---\left(22\right)$

由式(15)、(19)和式(21)可得定占空比控制下的临界电感值： 

$L\≤\frac{{3V}_o{V}_m}{\mathrm{\π}{P}_o{f}_s}{\left(\frac{M-1}{M}\right)}^2\underset{n=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}---\left(23\right)$

由式(17)、(20)和式(22)可得变占空比控制下的临界电感值： 

$L\≤\frac{{3V}_o{V}_m}{\mathrm{\π}{P}_o{f}_s\frac{2M(1.73M+0.3-\sqrt{3})}{(2M-\sqrt{3})(1.73M+0.3)}}\left\{\begin{array}{c}{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}[1-\cos \mathrm{\ωt}/(0.865M+0.15){]}^2{k}_1\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}\\ +\underset{n=2}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\frac{(n-1)\mathrm{\π}}{6}}^{\frac{\mathrm{n\π}}{6}}[1-\cos (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}/3)/(0.865M+0.15){]}^2{k}_n\left(\mathrm{\ωt}\right)\sin \mathrm{\ωtd\ωt}\end{array}\right\}---\left(24\right)$

根据变换器设计指标，由式(23)和式(24)可得图9。可以看出，定占空比控制和变占空比控制下的临界电感值分别为125μH和192μH。可以算出两种控制方式下工频周期内Boost电感电流有效值，如图10所示。可以看出，由于临界电感值变大，与定占空比控制相比，变占空比控制下的电流有效值减小，开关管和二极管的电流有效值也相应减小。因此变换器的导通损耗降低，效率提高。 

3.2输出电压纹波的减小 

以P_o为基准，变换器的瞬时输入功率标幺值为 

$P_{\mathrm{in}}^{*}\left(t\right)=(v_a{i}_{a\_\mathrm{av}}+v_b{i}_{b\_\mathrm{av}}+v_c{i}_{c\_\mathrm{av}})/P_o---\left(25\right)$

根据式(4)中i_{a_av}(t)的推导可以得到另外两相电流平均值i_{b_av}(t)和i_{c_av}(t)，代入式(25)可得定占空比控制时变换器的瞬时输入功率标幺值p*_{in_1}。用式(12)替代式(4)中的D_y，再代入式(25)可得变占空比控制时的瞬时输入功率标幺值p*_{in_2}。作出p*_{in_1}和p*_{in_2}的变 化曲线，其周期为π/3，取[0,π/3]区间，如图11。 

当时，储能电容C_o充电；当

时，C_o放电。假设从ωt=0开始，定占空比控制与变占空比控制下的

的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为ωt₁和ωt₂，则储能电容C_o在π/3周期中储存的最大能量差的标幺值(基准为该期间内的输出能量)分别为： 

$\mathrm{\Δ}{E}_1^{*}=\{2{\∫}_0^{t_1}{P}_{\mathrm{in}\_2}^{*}\left(t\right)-1]\·\mathrm{dt}\}/(T_{\mathrm{line}}/6)---\left(26\left(a\right)\right)$

$\mathrm{\Δ}{E}_2^{*}=\left\{2{\∫}_0^{t_2}\right[1-P_{\mathrm{in}\_2}^{*}\left(t\right)]\·\mathrm{dt}\}/(T_{\mathrm{line}}/6)---\left(26\left(b\right)\right)$

由电容能量计算公式，

和

也可表示为: 

$\mathrm{\Δ}{E}_1^{*}\≈\frac{\frac{1}{2}{C}_o{(V_o+\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{o\_1}}{2})}^2-\frac{1}{2}{C}_o{(V_o-\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{o\_1}}{2})}^2}{P_o{T}_{\mathrm{line}}/6}=\frac{{6C}_o{V}_o\mathrm{\Δ}{V}_{o\_1}}{P_o{T}_{\mathrm{line}}}---\left(27\left(a\right)\right)$

$\mathrm{\Δ}{E}_2^{*}\≈\frac{\frac{1}{2}{C}_o{(V_o+\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{o\_2}}{2})}^2-\frac{1}{2}{C}_o{(V_o-\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{o\_2}}{2})}^2}{P_o{T}_{\mathrm{line}}/6}=\frac{{6C}_o{V}_o\mathrm{\Δ}{V}_{o\_2}}{P_o{T}_{\mathrm{line}}}---\left(27\left(b\right)\right)$

式中ΔV_{o_1}和ΔV_{o_2}分别为定占空比和变占空比控制下的输出电压纹波。 

由式(26)和(27)，可得ΔV_{o_1}和ΔV_{o_2}的表达式： 

$\mathrm{\Δ}{V}_{o1}=\left\{{2P}_o{\∫}_0^{t_1}\right[P_{\mathrm{in}\_1}^{*}\left(t\right)-1]\·\mathrm{dt}\}/C_o{V}_o---\left(28\left(a\right)\right)$

$\mathrm{\Δ}{V}_{o2}=\left\{{2p}_o{\∫}_0^{t_2}\right[1-P_{\mathrm{in}\_2}^{*}\left(t\right)]\·\mathrm{dt}\}/C_o{V}_o---\left(28\left(b\right)\right)$

根据变换器的设计指标，由式(28)可以作出两种控制方式下输出纹波随输入电压变化的曲线，如图12。从图中可以看出，采用变占空比控制后，输出电压纹波略有减小。4本发明采用变占空比控制提高效率的三相单管Boost PFC变换器 

结合图7，三相输入电压经差分采样后在A点得到信号v_A=mv_g(m为采样系数)，第八电阻R₈、第七二极管D₇、第一电容C₁、第九电阻R₉、第二运算放大器A₂组成峰值检测电路，

v_A与v_o接入加法电路，其中：R₁₁(R₁₃+R₁₄)/R₁₄(R₁₁+R₁₂)=0.15，R₁₁(R₁₃+R₁₄)/R₁₄(R₁₀+R₁₁)=0.865m，则输出为v_A与v_C接入减法电路，其中R₁₅=R₁₈，R₁₆=R₁₇，则输出为输出电压V_o通过第十九电阻R₁₉与第二十电阻R₂₀分压，和给定电压V_og相比较，经由第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂组成的调节器得到误差信号v_EA，v_C、v_D与v_EA接入乘法器，其输出

将v_p与锯齿波交截即可得到如式(12)所示变化规律的占空比。其中v_A、v_B、v_C、v_D、v_EA、v_p分别为分压电路2、峰值取样电路3、加法电路4、减法电路5、误差调节电路6、乘法器7的输出电压。具体电路如下： 

本发明三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源v_a、v_b、v_c，EMI滤波器，6个整流二极管即第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆组成的三相桥式整流电路，3个Boost电感即第一电感L_a、第二电感L_b、第三电感L_c，开关管Q_b，二极管D_b，储能电容C_o，以及负载R_Ld；其中三相输入电压源v_a、v_b、v_c分别与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与3个Boost电感一一对应相接，3个Boost电感的另一端分别接入三相桥式整流电路的对应输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接；二极管D_b的阴极分别接入储能电容C_o的阳极和负载R_Ld的一端，储能电容C_o的阴极和负载R_Ld的另一端均与参考电位零点连接，负载R_Ld的两端电压为输出电压V_o；所述的控制电路包括输入电压采样电路1、分压电路2、峰值取样电路3、加法电路4、减法电路5、误差调节电路6、乘法器7、PWM IC芯片8、开关管驱动9，其中分压电路2的输出端A分别接入峰值取样电路3的输入端和减法电路5的输入端，峰值取样电路3的输出端B与加法电路4的输入端连接，加法电路4的输出端C分别与减法电路5的输入端、乘法器7的第三输入端v_z连接，减法电路5的输出端D与乘法器7的第一输入端vx连接，误差调节电路6的输出端vEA与乘法器7的第二输入端v_y相连接，乘法器7的输出端P与PWM IC芯片8的输入端相连接，PWM IC芯片8的输出端与开关管驱动9的输入端连接，开关管驱动9的输出端与开关管Q_b的门极连接。 

所述的输入电压采样电路1包括三相输入电压源v_a、v_b、v_c、第七二极管D₇、第八二极管D₈、第九二极管D₉、第十二极管D₁₀、第十一二极管D₁₁、第十二二极管D₁₂；其中a相输入电压源v_a分别连接第七二极管D₇的阳极和第十二极管D₁₀的阴极，b相输入电压源v_b分别连接第九二极管D₉的阳极和第十二二极管D₁₂的阴极，c相输入电压源v_c分别连接第十一二极管D₁₁的阳极和第八二极管D₈的阴极，第七二极管D₇的阴极、第九二极管D₉的阴极、第十一二极管D₁₁的阴极相连公共端作为整流输出电压的正极，第八二极管D₈的阳极、第十二极管D₁₀的阳极、第十二二极管D₁₂的阳极相连公共端作为整流输出电压的负极。 

所述的分压电路2包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第一运算放大器A₁；其中第一电阻R₁一端与输入电压采样电路1中整流输出电压的正极相连，第一电阻R₁的另一端分别与第二电阻R₂的一端、第六电阻R₆的一端相连，第二电阻R₂的另一端分别与第三电阻R₃的一端、第四电阻R₄的一端相连，第三电阻R₃的另一端与输入电压采样电路1中整流输出电压的负极相连，第四电阻R₄的另一端分别接入第五电阻R₅的一端、第一运算放大器A₁的反向输入端，第五电阻R₅的另一端与第一运算放大器A₁的输出端A相连，第六电阻R₆的另一端分别接入第七电阻R₇的一端、第一运算放大器A₁的正向输入端，第七电阻R₇的另一端接参考电位零点。 

所述峰值取样电路3包括第八电阻R₈、第七二极管D₇、第一电容C₁、第九电阻R₉、第二运算放大器A₂；其中第八电阻R₈的一端与分压电路2中第一运算放大器A₁的输出端A连接，第八电阻R₈的另一端与第七二极管D₇正极串联后经第七二极管D₇的负极接入第二运算放大器A₂的正相输入端，第一电容C₁与第九电阻R₉并联后一端与第二运算放大器A₂的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端B直接连接。 

所述加法电路4包括第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第三运算放大器A₃；其中第十电阻R₁₀一端与主电路输出电压V_o正极相连接、另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第十一电阻R₁₁一端与第三运算放大器A₃的正向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第十二电阻R₁₂一端与第二运算放大器A₂的输出端B连接、另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第十三电阻R₁₃接入第三运算放大器A₃的反向输入端和输出端C之间，第十四电阻R₁₄一端接入第三运算放大器A₃的反向输入端、另一端接入参考电位零点。 

所述减法电路5包括第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第四运算放大器A₄；其中第十五电阻R₁₅的一端与第一运算放大器A₁输出端A连接、另一端连接到第四运算放大器A₄的反向输入端，第十六电阻R₁₆一端连接到第四运算放大器A₄的正向输入端、另一端与参考电位零点连接，第十七电阻R₁₇一端与第三运算放大器A₃输出端C连接、另一端连接到第四运算放大器A₄的正向输入端，第十八电阻R₁₈连接到第四运算放大器A₄的反向输入端与输出端D之间。 

所述误差调节电路6包括第十九电阻R₁₉、第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第 二电容C₂、第五运算放大器A₅；其中第十九电阻R₁₉一端与输出电压V_o正极连接、另一端与第五运算放大器A₅的反向输入端连接，第二十电阻R₂₀一端与第五运算放大器A₅的反向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂串联后接入第五运算放大器A₅的反向输入端和输出端之间，第五运算放大器A₅的正向输入端与输入电压参考点Vo_g连接。 

综上所述，本发明高效低输出电压纹波的DCM Boost PFC变换器，在保持PF值随输入电压的变化规律基本相同的前提下，采用变占空比控制方法，可以使临界电感值增大，提高变换效率，同时减小了输出电压纹波或输出储能电容。 

Claims (7)

1.一种三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源v_a、v_b、v_c，EMI滤波器，6个整流二极管即第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆组成的三相桥式整流电路，3个Boost电感即第一电感L_a、第二电感L_b、第三电感L_c，开关管Q_b，二极管D_b，储能电容C_o，以及负载R_Ld；其中三相输入电压源v_a、v_b、v_c分别与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与3个Boost电感一一对应相接，3个Boost电感的另一端分别接入三相桥式整流电路的对应输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，开关管Q_b的源极与参考电位零点连接；二极管D_b的阴极分别接入储能电容C_o的阳极和负载R_Ld的一端，储能电容C_o的阴极和负载R_Ld的另一端均与参考电位零点连接，负载R_Ld的两端电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括输入电压采样电路(1)、分压电路(2)、峰值取样电路(3)、加法电路(4)、减法电路(5)、误差调节电路(6)、乘法器(7)、PWM IC芯片(8)、开关管驱动(9)，其中分压电路(2)的输出端A分别接入峰值取样电路(3)的输入端和减法电路(5)的输入端，峰值取样电路(3)的输出端B与加法电路(4)的输入端连接，加法电路(4)的输出端C分别与减法电路(5)的输入端、乘法器(7)的第三输入端v_z连接，减法电路(5)的输出端D与乘法器(7)的第一输入端v_x连接，误差调节电路(6)的输出端v_EA与乘法器(7)的第二输入端v_y相连接，乘法器(7)的输出端P与PWM IC芯片(8)的输入端相连接，PWM IC芯片(8)的输出端与开关管驱动(9)的输入端连接，开关管驱动(9)的输出端与开关管Q_b的门极连接。

2.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的输入电压采样电路(1)包括三相输入电压源v_a、v_b、v_c、第七二极管D₇、第八二极管D₈、第九二极管D₉、第十二极管D₁₀、第十一二极管D₁₁、第十二二极管D₁₂；其中a相输入电压源v_a分别连接第七二极管D₇的阳极和第十二极管D₁₀的阴极，b相输入电压源v_b分别连接第九二极管D₉的阳极和第十二二极管D₁₂的阴极，c相输入电压源v_c分别连接第十一二极管D₁₁的阳极和第八二极管D₈的阴极，第七二极管D₇的阴极、第九二极管D₉的阴极、第十一二极管D₁₁的阴极相连公共端作为整流输出电压的正极，第八二极管D₈的阳极、第十二极管D₁₀的阳极、第十二二极管D₁₂的阳极相连公共端作为整流输出电压的负极。

3.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的分压电路(2)包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第一运算放大器A₁；其中第一电阻R₁一端与输入电压采样电路(1)中整流输出电压的正极相连，第一电阻R₁的另一端分别与第二电阻R₂的一端、第六电阻R₆的一端相连，第二电阻R₂的另一端分别与第三电阻R₃的一端、第四电阻R₄的一端相连，第三电阻R₃的另一端与输入电压采样电路(1)中整流输出电压的负极相连，第四电阻R₄的另一端分别接入第五电阻R₅的一端、第一运算放大器A₁的反向输入端，第五电阻R₅的另一端与第一运算放大器A₁的输出端A相连，第六电阻R₆的另一端分别接入第七电阻R₇的一端、第一运算放大器A₁的正向输入端，第七电阻R₇的另一端接参考电位零点。

4.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述峰值取样电路(3)包括第八电阻R₈、第七二极管D₇、第一电容C₁、第九电阻R₉、第二运算放大器A₂；其中第八电阻R₈的一端与分压电路(2)中第一运算放大器A₁的输出端A连接，第八电阻R₈的另一端与第七二极管D₇正极串联后经第七二极管D₇的负极接入第二运算放大器A₂的正相输入端，第一电容C₁与第九电阻R₉并联后一端与第二运算放大器A₂的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端B直接连接。

5.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述加法电路(4)包括第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第三运算放大器A₃；其中第十电阻R₁₀一端与主电路输出电压V_o正极相连接、另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第十一电阻R₁₁一端与第三运算放大器A₃的正向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第十二电阻R₁₂一端与第二运算放大器A₂的输出端B连接、另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第十三电阻R₁₃接入第三运算放大器A₃的反向输入端和输出端C之间，第十四电阻R₁₄一端接入第三运算放大器A₃的反向输入端、另一端接入参考电位零点。

6.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述减法电路(5)包括第十五电阻R₁₅、第十六电阻R₁₆、第十七电阻R₁₇、第十八电阻R₁₈、第四运算放大器A₄；其中第十五电阻R₁₅的一端与第一运算放大器A₁输出端A连接、另一端连接到第四运算放大器A₄的反向输入端，第十六电阻R₁₆一端连接到第四运算放大器A₄的正向输入端、另一端与参考电位零点连接，第十七电阻R₁₇一端与第三运算放大器A₃输出端C连接、另一端连接到第四运算放大器A₄的正向输入端，第十八电阻R₁₈连接到第四运算放大器A₄的反向输入端与输出端D之间。

7.根据权利要求1所述的三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述误差调节电路(6)包括第十九电阻R₁₉、第二十电阻R₂₀、第二十一电阻R₂₁、第二电容C₂、第五运算放大器A₅；其中第十九电阻R₁₉一端与输出电压V_o正极连接、另一端与第五运算放大器A₅的反向输入端连接，第二十电阻R₂₀一端与第五运算放大器A₅的反向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第二十一电阻R₂₁与第二电容C₂串联后接入第五运算放大器A₅的反向输入端和输出端之间，第五运算放大器A₅的正向输入端与输入电压参考点V_og连接。

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