CN104967323B - 低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器 - Google Patents

低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器。该装置包括Flyback变换器主功率电路、输出电压反馈控制电路、控制驱动电路和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路、输入电压峰值取样电路、减法电路和乘法电路，输入电压采样跟随电路的输出端与减法电路的一个输入端连接，输入电压峰值取样电路的输出端与减法电路的另一输入端和乘法电路的一个输入端连接；减法电路的输出端与乘法电路的另一输入端连接。本发明引入电压前馈电路，使得开关管的占空比在一个工频周期内按照一定的规律变化，最终实现低输出电压纹波。

Description

低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器
技术领域
本发明属于电能变换装置中的交流-直流变换器技术领域，特别是一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式，有源功率因数校正具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Flyback变换器是几种基本的变换器之一，根据电感电流是否连续，可将其分为三种工作模式：电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)、电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode,CRM)和电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。
DCM Flyback变换器一般应用在中小功率场合，其特点是开关管零电流开通、二极管无反向恢复，但是存在电流尖峰高、器件应力大等缺点。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，通过引入输入电压前馈，减小输出电压纹波。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，包括Flyback变换器主功率电路、输出电压反馈控制电路、控制驱动电路和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路、输入电压峰值取样电路、减法电路和乘法电路；
所述Flyback变换器主功率电路包括输入交流电压源vin、EMI滤波器、整流桥RB、变压器T、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容Co、负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为原边参考电位零点，变压器T原边的一端与整流桥RB的输出正极连接，变压器T原边的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与整流桥RB的负极连接，变压器T副边的一端与输出二极管D的阳极连接，变压器T副边的另一端为与原边隔离的副边参考电位零点，输出二极管D的阴极分别接入输出滤波电容Co的阳极与负载电阻RLd的一端，输出滤波电容Co的阴极与负载电阻RLd的另一端均连接到与原边隔离的副边参考零电位；
所述输出电压反馈控制电路的输入端与负载RLd连接，输出电压反馈控制电路的输出端与乘法器的一个输入端连接，输入电压采样跟随电路的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路的输出端与减法电路的一个输入端连接，输入电压峰值取样电路的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压峰值取样电路的输出端分别与减法电路的另一输入端和乘法电路的另一个输入端连接，减法电路的输出端与乘法电路的第三个输入端连接，乘法电路的输出端与控制驱动电路的输入端连接，控制驱动电路的输出端与开关管Q的栅极连接。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)在保持可靠性的前提下，减小输出电压纹波，或在相同纹波下减小输出电容容值和体积；(2)变压器临界电感值增大，电流尖峰减小，对于提高系统效率有积极作用。
附图说明
图1是Flyback变换器主功率电路的原理示意图。
图2是两个开关周期内变压器原副边电感电流的波形图。
图3是输入电压、输入电流、输入功率和输出功率的波形图。
图4是输出电压纹波曲线图。
图5是本发明低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作出进一步详细说明。
1、理论推导：
图1是Flyback变换器主功率电路。
令输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vm sinωt (1)
其中Vm为输入电压峰值，ω＝2πfline为输入电压角频率，fline为输入电压频率，t为时间。
那么整流后的电压vg为
vg＝Vm|sinωt| (2)
图2给出了Flyback变换器工作于DCM模式时，两个开关周期内变压器原副边电感电流波形。
当开关管Q导通时，二极管D截止，原边电感Lp两端的电压为vg，其电流ip由零开始以vg/Lp的斜率线性上升，电流峰值iLp_pk为
其中Dy为开关管占空比，fs为开关频率。
在一个开关周期内，原边电流平均值iLp_av为：
为了使Flyback变换器实现单位PF，传统控制方式下，占空比Dy在一个工频周期内保持不变，由此，ip_av正比于整流后的输入电压，相应的，输入电流正比于输入电压。输入电流表达式为
由式(1)和式(5)，可以求出半个工频周期内输入功率的平均值Pin
其中Tline为工频周期；
根据功率平衡，Pin＝Po，Po为输出功率的平均值，由式(6)可得占空比为
由式(7)可以看出，在输入电压固定时，Dy为一常数，即前面所提传统DCM Flyback变换器的控制方式为定占空比控制。
图3所示为输入电压、输入电流、输入功率、输出电压的波形，其中Vo是输出电压平均值，ΔVo是输出电压纹波的峰峰值。从中可以看出，当输入功率pin>Po时，输出电容Co充电；当pin<Po时，Co放电。输出电容储存的最大能量差ΔE为其每次充入的能量，即
其中，fline为工频频率；
同时，由电容能量表达式可得
由式(8)和式(9)可得，变换器输出电压纹波为
观察式(9)，在一定条件下，减小输出电容储存的最大能量差ΔE，可以减小输出电压纹波，对应式(8)，即为减小脉动的输入功率和恒定的输出功率之间的差值。若能减小图3中Tline/4和3Tline/4处的峰值电流，则能降低输入峰值功率，从而可能减小输出电容储存的最大能量差ΔE。
DCM Flyback变换器通过控制占空比工作，假如采用变占空比控制，按上一段所述规律减小脉动的输入功率和恒定的输出功率之间的差值，即可减小输出电容存储的最大能量差ΔE，进而可以减小输出电压纹波。
设变占空比函数为
D'(t)＝k·(1-a·|sinωt|) (11)
其中k、a为待定系数。
将式(11)代入式(5)，可得变占空比控制下的输入电流表达式
结合Energy Star的谐波标准，令PF为0.9，计算可得a＝0.6。此时瞬时功率表达式为
此时，输入功率和输出功率之间的最大差值，即输出电容储存的最大能量差ΔE，根据式(8)计算可得，变为原来的69％。
对式(13)在半个工频周期内求平均值
假设变换器效率为100％，根据功率平衡，即Pin＝Po，代入式(14)可得
将式(15)代入式(13)可得
输出电容上瞬时功率和平均功率之差为
由电容储能公式可得C中存储的瞬时能量为
其中Vc＝Vo。
由式(17)和(18)，进而可以得到输出电容上的电压vC(t)为
在输入电压vin＝176～264VAC，输出电压Vo＝400VDC，输出功率Po＝120W，输出电容Co＝220μF的条件下，采用此种方法，输出电压纹波可由原来的4.34V减小为2.66V，如图4所示，减小了百分之38.7％。
2、本发明高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器：
结合图5，整流后的电压vg经第五电阻R5和第六电阻R6分压可得A点电压vA＝kvgVm|sinωt|，这里kvg是分压系数。整流后的电压vg经第八电阻R8和第九电阻R9分压后峰值取样可得B点电压vB＝1.67kvgVm。vA与vB接入减法电路，则输出为vC＝1.67kvgVm(1-0.6|sinωt|)。vB与vC接入除法电路，除法电路输出vP＝(1-0.6|sinωt|)。vP即为变占空比函数，接入控制驱动电路即可按照此变化规律控制开关管Q工作。具体电路如下：
本发明的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，包括Flyback变换器主功率电路1、输出电压反馈控制电路2、控制驱动电路7和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路3、输入电压峰值取样电路4、减法电路5和乘法电路6；
所述Flyback变换器主功率电路1包括输入交流电压源vin、EMI滤波器、整流桥RB、变压器T、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容Co、负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为原边参考电位零点，变压器T原边的一端与整流桥RB的输出正极连接，变压器T原边的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与整流桥RB的负极连接，变压器T副边的一端与输出二极管D的阳极连接，变压器T副边的另一端为与原边隔离的副边参考电位零点，输出二极管D的阴极分别接入输出滤波电容Co的阳极与负载电阻RLd的一端，输出滤波电容Co的阴极与负载电阻RLd的另一端均连接到与原边隔离的副边参考零电位；
所述输出电压反馈控制电路2的输入端与负载RLd连接，输出电压反馈控制电路2的输出端与乘法器6的一个输入端连接，输入电压采样跟随电路3的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路3的输出端与减法电路5的一个输入端连接，输入电压峰值取样电路4的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压峰值取样电路4的输出端分别与减法电路5的另一输入端和乘法电路6的另一个输入端连接，减法电路5的输出端与乘法电路6的第三个输入端连接，乘法电路6的输出端与控制驱动电路7的输入端连接，控制驱动电路7的输出端与开关管Q的栅极连接。
所述的输出电压反馈控制电路2包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一电容C1、光耦和第一运算放大器A1；其中第一电阻R1和第二电阻R2串联后并接在Flyback变换器主功率电路1中负载RLD两端，第三电阻R3的一端与第一电阻R1和第二电阻R2的公共端连接，第三电阻R3的另一端与光耦的阳极连接，光耦的阴极接入副边参考电位零点，光耦的集电极与高电平VCC连接，光耦的发射极连接第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端接入输入参考电位零点，光耦的发射极接入第一运算放大器A1的反相输入端，第五电阻R5与第一电容C1串联后接入第一运算放大器A1的反相输入端和输出端之间，第一运算放大器A1的正相输入端与参考电位Vref连接。
所述的输入电压采样跟随电路3包括第六电阻R6、第七电阻R7和第二运算放大器A2；其中第六电阻R6的一端与Flyback变换器主功率电路1中整流桥RB的输出正极连接，第六电阻R6的另一端和第七电阻R7的一端共同接入第二运算放大器A2的同相输入端，第七电阻R7的另一端与原边参考电位零点连接，第二运算放大器A2的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。
所述输入电压峰值取样电路4包括第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一二极管D1、第二电容C2、第三运算放大器A3；其中第八电阻R8的一端与Flyback变换器主功率电路1中整流桥RB的输出正极连接，第八电阻R8的另一端与第九电阻R9的一端连接且公共端与第十电阻R10的一端连接，第九电阻R9的另一端与原边参考电位零点连接，第十电阻R10的另一端与第一二极管D1正极串联后经第一二极管D1的负极接入第三运算放大器A3的正相输入端，第二电容C2与第十一电阻R11并联后一端与第三运算放大器A3的正相输入端相连、另一端接原边参考电位零点，第三运算放大器A3的反相输入端与输出端直接连接。
所述减法电路5包括第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第四运算放大器A4；其中第十二电阻R12一端与输入电压采样跟随电路3的输出端连接，另一端连接到第四运算放大器A4的反相输入端，第十三电阻R13连接到第四运算放大器A4的反相输入端与输出端之间，第十四电阻R14一端连接到输入电压峰值取样电路4的输出端，第十四电阻R14的另一端接入第四运算放大器A4的正相输入端，第十五电阻R15的一端接入第四运算放大器A4的正相输入端，第十五电阻R15的另一端与原边参考电位零点连接。
综上所述，本发明引入电压前馈电路，使得开关管的占空比在一个工频周期内按照一定的规律变化，最终实现低输出电压纹波。

Claims (5)

1.一种低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，其特征在于，包括Flyback变换器主功率电路(1)、输出电压反馈控制电路(2)、控制驱动电路(7)和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路(3)、输入电压峰值取样电路(4)、减法电路(5)和乘法电路(6)；
所述Flyback变换器主功率电路(1)包括输入交流电压源vin、EMI滤波器、整流桥RB、变压器T、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容Co、负载RLd；其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极为原边参考电位零点，变压器T原边的一端与整流桥RB的输出正极连接，变压器T原边的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与整流桥RB的负极连接，变压器T副边的一端与输出二极管D的阳极连接，变压器T副边的另一端为与原边隔离的副边参考电位零点，输出二极管D的阴极分别接入输出滤波电容Co的阳极与负载电阻RLd的一端，输出滤波电容Co的阴极与负载电阻RLd的另一端均连接到与原边隔离的副边参考电位零点；
所述输出电压反馈控制电路(2)的输入端与负载RLd连接，输出电压反馈控制电路(2)的输出端与乘法器(6)的一个输入端连接，输入电压采样跟随电路(3)的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路(3)的输出端与减法电路(5)的一个输入端连接，输入电压峰值取样电路(4)的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压峰值取样电路(4)的输出端分别与减法电路(5)的另一输入端和乘法电路(6)的另一个输入端连接，减法电路(5)的输出端与乘法电路(6)的第三个输入端连接，乘法电路(6)的输出端与控制驱动电路(7)的输入端连接，控制驱动电路(7)的输出端与开关管Q的栅极连接。
2.根据权利要求1所述的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述的输出电压反馈控制电路(2)包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一电容C1、光耦和第一运算放大器A1；其中第一电阻R1和第二电阻R2串联后并接在Flyback变换器主功率电路(1)中负载RLD两端，第三电阻R3的一端与第一电阻R1和第二电阻R2的公共端连接，第三电阻R3的另一端与光耦的阳极连接，光耦的阴极接入副边参考电位零点，光耦的集电极与高电平VCC连接，光耦的发射极连接第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端接入输入参考电位零点，光耦的发射极接入第一运算放大器A1的反相输入端，第五电阻R5与第一电容C1串联后接入第一运算放大器A1的反相输入端和输出端之间，第一运算放大器A1的正相输入端与参考电位Vref连接。
3.根据权利要求1所述的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述的输入电压采样跟随电路(3)包括第六电阻R6、第七电阻R7和第二运算放大器A2；其中第六电阻R6的一端与Flyback变换器主功率电路(1)中整流桥RB的输出正极连接，第六电阻R6的另一端和第七电阻R7的一端共同接入第二运算放大器A2的同相输入端，第七电阻R7的另一端与原边参考电位零点连接，第二运算放大器A2的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。
4.根据权利要求1所述的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述输入电压峰值取样电路(4)包括第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第一二极管D1、第二电容C2、第三运算放大器A3；其中第八电阻R8的一端与Flyback变换器主功率电路(1)中整流桥RB的输出正极连接，第八电阻R8的另一端与第九电阻R9的一端连接且公共端与第十电阻R10的一端连接，第九电阻R9的另一端与原边参考电位零点连接，第十电阻R10的另一端与第一二极管D1正极串联后经第一二极管D1的负极接入第三运算放大器A3的正相输入端，第二电容C2与第十一电阻R11并联后一端与第三运算放大器A3的正相输入端相连、另一端接原边参考电位零点，第三运算放大器A3的反相输入端与输出端直接连接。
5.根据权利要求1所述的低输出电压纹波断续模式反激功率因数校正变换器，其特征在于，所述减法电路(5)包括第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第四运算放大器A4；其中第十二电阻R12一端与输入电压采样跟随电路(3)的输出端连接，另一端连接到第四运算放大器A4的反相输入端，第十三电阻R13连接到第四运算放大器A4的反相输入端与输出端之间，第十四电阻R14一端连接到输入电压峰值取样电路(4)的输出端，第十四电阻R14的另一端接入第四运算放大器A4的正相输入端，第十五电阻R15的一端接入第四运算放大器A4的正相输入端，第十五电阻R15的另一端与原边参考电位零点连接。
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