JP6471357B2 - 整流回路装置 - Google Patents

Description

本開示は整流回路装置に関するものである。本開示に係る整流回路装置は、単相交流電源を直流に変換することにより直流負荷を駆動する装置や、一旦整流された直流電力をインバータ回路により任意の周波数の交流電力に逆変換することにより電動機を駆動する装置、例えば、冷房、暖房または冷凍を行う装置などに適用される。

具体的には、本開示は、交流電源からの入力電流に含まれる高調波成分の低減、および、力率の改善に関するものである。

なお、以下の説明において、交流電源からの入力電流を単に入力電流または電源電流とも表現し、それに含まれる高調波成分を高調波電流または電源高調波とも表現する。交流電源からの入力電圧を単に入力電圧、交流電圧または電源電圧とも表現する。

この種の整流回路装置は、高調波電流を低減するためには、非常に大きなインダクタンスのリアクタが必要になり、回路の大型化を招いてしまう。従来、これを解決するため、半導体スイッチを用いてリアクタを介して交流電源を短絡させてリアクタに電流を蓄えた後、半導体スイッチを開放して蓄えた電流を直流側に移送することにより、電源高調波を低減させる方法が採用されている。

この方法においては、いくつかの方法が提案されている。その一つは、例えば特許文献１に記載された方法である。この方法においては、インダクタンスが比較的小さいリアクタが採用され、半導体スイッチを用いて電源周期毎に１回から数回の短絡および開放が行われる。

図３９は、上記方法を実現する従来の整流回路装置を示す回路ブロック図である。図３９において、交流電源１０１の電圧の絶対値が小さい期間に、交流電源１０１を半導体スイッチ１０３で短絡させてリアクタ１０２に電流を蓄えた後、半導体スイッチ１０３を開放すると、蓄えられた電流はより電圧の高い直流側に流れる。

交流電源電圧の絶対値が大きい期間には、特に短絡を行わなくてもリアクタ１０２の電流を直流側に移送することもできる。このようにして、交流電源１０１からの電流は電源電圧が低い期間にも流れ、電源高調波の少ない電源電流を得ることができる。本方式は、電源電流を特に検出する必要がないという利点を有する。

図４０は、従来の整流回路装置の他の例である。図３９と同様に、この種の整流回路装置は、図４０に示すように、リアクタ１０２を介して交流電源１０１を半導体スイッチ１０３で短絡させてリアクタ１０２に電流を充電し、半導体スイッチ１０３がＯＦＦ状態のときにダイオードブリッジ１０６により負荷１１０に電流を流す。

これにより、交流電源１０１の瞬時電圧が低い期間にも電源電流が流れるようにする構成である。その結果、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善される。

しかしながら、半導体スイッチ１０３による短絡と開放を適切に制御しない、換言すると、リアクタ１０２に電流を蓄えすぎる、あるいは、蓄えるタイミングが遅いと、交流電源１０１の極性が変わるときにも、電流が流れ続けてしまうという課題がある。リアクタ１０２に電流が流れ続けると電源電流が制御不能になり、かえって力率が低下してしまう。

これを解決するため、例えば、特許文献２に記載の方法が提案されている。この方法において、交流電源１０１の極性が変わる瞬間であるゼロクロスにおいてリアクタ１０２の端子電圧が観測される。その電圧がＨｉｇｈレベルかＬｏｗレベルかに応じてリアクタ１０２に電流が流れていることが検出される。リアクタ１０２に電流が流れている間、および、その直後は半導体スイッチ１０３による短絡が行われない。

これにより、電源電流が制御不能となるのが回避され、力率が維持される。

別の方法として、例えば特許文献３に記載の方法が提案されている。この方法においては、非常に小さいインダクタンスのリアクタが採用され、電源周波数より非常に高い周波数で、半導体スイッチによる短絡および開放が行われる。

この方法では、電源電流またはそれに相当する値が検出され、検出された電流の波形が目標の形に近づくように、半導体スイッチによる短絡と開放との時間比率（以下、短絡時間比率という）が毎瞬時修正される。

図４１は、特許文献３に記載された従来の整流回路装置の他の例を示す回路ブロック図である。図４１に示すように、交流電源１０１からの電力は、ダイオード１０６ａ、ダイオード１０６ｂ、ダイオード１０６ｃおよびダイオード１０６ｄにより整流される。整流後の直流電力は、リアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０３により短絡および開放される。

短絡時にリアクタ１０２に蓄えられたエネルギ（Energy）は、ダイオード１０５を介して平滑コンデンサ１０９に流れ込む。短絡時間が長くなると入力電流は増加し、短絡時間が短くなると入力電流は減少する。

このため、制御回路１１１は、電流検出手段１０７により検出された整流後の直流電流が、電圧検出手段１１５により検出された入力電圧の波形と同じになるように制御する。その結果、入力電流の波形が交流電源１０１の電圧（以下、交流電圧という）の波形とほぼ一致し、電源高調波の少ない整流回路装置が構成される。

特開２０００−２１７３６３号公報 特開２００７−３００７６２号公報 特開昭６３−２２４６９８号公報 特開２０１１−２０００６９号公報

しかしながら、特許文献１に記載された方式では、半導体スイッチによる短絡および開放のパターン（以下、駆動パターンという）を負荷に応じて適切に変更する必要がある。すなわち、この方法では、負荷状態の検知が必要であり、負荷状態に応じた適切な駆動パターンを予め用意することが必要である。ただし、駆動パターンの種類の増加を防止するためには、あまり小さなインダクタンスのリアクタが使用できない。

特許文献２の構成では、一旦、リアクタに電流が流れ続けると、短絡の開始時期を遅らせるよう操作される。このため、交流電源の半周期の前半における電力を利用できない。負荷とのバランスを保つためには、半周期の後半における電力をより多く利用することが必要である。

この結果、力率が若干低下し、電源高調波も若干増加する。この影響を軽減するためには、比較的大きなインダクタンスのリアクタを用いる必要があり、回路の小型化が難しい。

特許文献３に示した方式では、毎瞬時の電源電流を高速かつ高精度に検出する必要がある。

これらの状況を改善する方法として、電源電流の瞬時値が最大となる位相を検出し、電圧の瞬時値が最大となる位相と合致するように、駆動パターンを切り替える方法が提案されている（例えば、特許文献４参照）。以下、瞬時値が最大となる位相をピーク位相という。

図４２は、上記駆動パターンの切り替え方法を行う従来の整流回路装置の他の例を示す回路ブロック図である。図４２において、ゼロクロス検出手段１１３は、交流電源１０１の入力電圧のゼロクロスを検出する。

制御回路１１１は、検出されたゼロクロスを基準位相として駆動パターンを生成する。電圧検出手段１１５は交流電源１０１の入力電圧を検出し、電流検出手段１０７は入力電流を検出する。制御回路１１１は、検出された入力電圧および入力電流から入力電圧のピーク位相および入力電流のピーク位相を検出する。

これらが異なっていれば、駆動パターンを別のパターンに切り替える。このような操作により、部品の定数のバラツキなどで、電流のピーク位相がずれてしまった場合などにも、電流の位相が適切に保たれる。

特許文献４に記載の方法においても、適切な駆動パターンが負荷に応じて異なるため、負荷状態の認識と、負荷状態に応じた適切な駆動パターンの準備とが必要である。しかしながら、特許文献４に記載の方法では、上記課題を解決できる簡単な方法は開示されていない。また、特許文献４に記載の方法では、電流のピーク位相を検出するための毎瞬時の電流を検出できる構成が不可欠となる。

入力電流の位相を交流電源の位相に合致させるという課題以外にも、部品の定数のバラツキなどにより発生する電源高調波の低減という課題もある。

本開示は、上記従来の課題を解決するものであり、毎瞬時の電流を高い頻度で検出することなく、負荷変動が大きい場合、部品の定数に大きなバラツキがある場合、または、交流電源電圧に歪みが含まれる場合においても、高調波電流を低減可能な整流回路装置を提供することを目的とする。本開示は、特にリアクタの小型化を必要としない場合にも適用できる。

上記従来の課題を解決するために、本開示の整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、直流側の電圧を検出する直流電圧検出回路と、交流電源から流れる電流を検出する電流検出回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧と交流電源の電圧の位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの交流電源から流れる電流量が近づくように、駆動パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整する。

これにより、入力電圧情報を用いて駆動パターンを計算することにより、入力電圧に歪みが含まれる場合において、入力電圧に含まれる歪み程度に入力電流の歪みを抑制することができる。

また、本開示の整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、入力電圧検出回路の出力信号から基本波成分を除く成分または任意の高調波成分を抽出する高調波抽出回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧の位相に基づいた基本パターンに高調波抽出回路により抽出された成分を付加して得られた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。制御回路はさらに、基本パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整する。

これにより、入力電圧に含まれる基本波以外の成分を用いて駆動パターンを計算することにより、入力電圧に歪みが含まれる場合において、入力電流の歪みを低減することができる。

これらの結果、入力電流の波形が電気角９０度または２７０度に関して対称となり、入力電流と電源電圧とが同位相となる。

本開示によれば、高速かつ高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタのインダクタンスの精度が確保されていない場合、負荷変動が大きい場合、または、交流電源の電圧に歪みが含まれる場合においても、任意の直流電圧を出力することができ、かつ、高力率で電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

また、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの特性によるものなどにより、負荷変動の影響などを合わせて、電源高調波の増加を防止し、任意の直流電圧出力の電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

図１は、本開示の実施の形態１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２は、実施の形態１に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図３Ａは、実施の形態１において交流電源が５％の５次高調波を含む場合の入力電圧と入力電流との波形図である。 図３Ｂは、実施の形態１において式（１）に示す短絡時間比率Ｄを用いた場合の入力電圧および入力電流の波形図である。 図４は、本開示の実施の形態２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図５は、実施の形態２に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図６は、本開示の実施の形態３に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図７は、実施の形態３に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図８は、実施の形態１〜３に係る整流回路装置における直流電圧の制御方法を説明するための模式図である。 図９は、本開示の実施の形態４に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１０は、本開示の実施の形態６に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１１は、本開示の実施の形態８に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１２は、本開示の実施の形態９に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１３は、本開示の実施の形態１０に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１４は、本開示の実施の形態１１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１５Ａは、実施の形態１１に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図１５Ｂは、実施の形態１１に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図１６は、本開示の実施の形態１２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１７は、本開示の実施の形態１３に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１８は、本開示の実施の形態１４に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図１９は、実施の形態１４に係る整流回路装置における再調整方法の一例を示す波形図である。 図２０は、実施の形態１４に係る整流回路装置における再調整方法の他の例を示す波形図である。 図２１は、本開示の実施の形態１５に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図２２は、本開示の実施の形態１６に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図２３は、本開示の実施の形態１７に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図２４は、本開示の実施の形態１８に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２５は、本開示の実施の形態１９に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２６は、本開示の実施の形態２０に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２７は、本開示の実施の形態２１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２８は、本開示の実施の形態２２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図２９は、本開示の実施の形態２４に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３０は、本開示の実施の形態２６に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３１は、本開示の実施の形態２７に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３２は、本開示の実施の形態２８に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３３は、本開示の実施の形態２９に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３４Ａは、本開示の実施の形態２９に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図３４Ｂは、本開示の実施の形態２９に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。 図３５は、本開示の実施の形態３０に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３６は、本開示の実施の形態３１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３７は、本開示の実施の形態３２に係る高調波低減動作原理を示す回路図である。 図３８は、本開示の実施の形態３６に係る整流回路装置の回路ブロック図である。 図３９は、従来の整流回路装置の一例を示す回路ブロック図である。 図４０は、従来の整流回路装置の他の例を示す回路ブロック図である。 図４１は、従来の整流回路装置の他の例を示す回路ブロック図である。 図４２は、従来の整流回路装置の他の例を示す回路ブロック図である。

本開示の第１の態様に係る整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、交流電源から流れる電流を検出する電流検出回路と、直流電圧を検出する直流電圧検出回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧と交流電源の電圧位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの交流電源から流れる電流量が近づくように、駆動パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整する。

本開示の第２の態様に係る整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、直流電圧を検出する直流電圧検出回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧と交流電源の電圧の位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、交流電源の半周期以上の期間における平均直流電圧と、交流電源の瞬時電圧のピーク位相における直流電圧とが近づくように、駆動パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整する。

本開示の第３の態様に係る整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、直流側の電力相当を検出するために、直流側の電流を検出する電流検出回路および電流検出回路の出力を平滑する平滑回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧と交流電源の電圧の位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの直流側の電力量が近づくように、駆動パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整する。

本開示の第４の態様に係る整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、リアクタに流れる電流の有無を検出する回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧と交流電源の電圧の位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、交流電源の瞬時電圧がゼロになる時点の前後において、駆動パターンの位相を、リアクタに流れる電流が検出された場合には交流電源の電圧に対して進め、リアクタに流れる電流が検出されなかった場合には交流電源の電圧に対して遅らせるように構成されたものである。

本開示の第５の態様に係る整流回路装置は、リアクタに流れる電流の有無を検出する回路が、リアクタの整流回路装置の出力側に接続されたダイオードの少なくとも一つが整流回路装置の出力側と導通状態であるかどうかにより検出するものである。

本開示の第６の態様に係る整流回路装置は、第１の態様において、制御回路が、検出された直流電圧を目標値に近づけるよう、駆動パターンの短絡時間比率を調整するように構成されたものである。

駆動パターンの短絡時間比率が増加すると、リアクタに蓄える電流が増加し、開放時に直流側に流れる電流も増加する。その結果、直流出力電圧を上昇させることができる。本態様によれば、毎瞬時の電流を検出することなく、一種類の駆動パターンだけで直流電圧の調整を行うことができる。

本開示の第７の態様に係る整流回路装置は、第６の態様において、制御回路が、交流電源の電圧から検出した半周期または１周期毎の入力電圧情報をｆｖ（θ）とした場合、交流電源の電気角θの近傍における短絡時間比率Ｄを、式（１）を用いて計算し、
Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
制御回路がさらに、交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの電流値の差異に応じて式（１）における位相遅れβを調整し、検出された直流電圧と直流電圧の目標値との差異に応じて式（１）における係数Ａを調整するように構成されたものである。

本開示の第８の態様に係る整流回路装置は、第７の態様において、制御回路が、検出された直流電圧と直流電圧の目標値との比により、短絡時間比率を再調整するように構成されたものである。

本開示の第９の態様に係る整流回路装置は、第８の態様において、制御回路が、式（１）における係数Ａの代わりに、
Ａ１＝Ａ／｛１−（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝ （８）
Ａ２＝Ａ×｛１＋（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝ （９）
式（８）における係数Ａ１、または、式（９）における係数Ａ２を用いて、短絡時間比率Ｄを計算するように構成されたものである。

本開示の第１０の態様に係る整流回路装置は、半導体スイッチを制御する制御回路と、交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、入力電圧検出回路の出力信号から基本波成分を除く成分または任意の高調波成分を抽出する高調波抽出回路とを備える。

制御回路は、極性またはゼロクロスに応じて交流電源の電圧の位相を推定し、交流電源の電圧の位相に基づいた基本パターンに高調波抽出回路により抽出された成分を付加して得られた駆動パターンに応じて半導体スイッチを制御する。

制御回路はさらに、基本パターンと交流電源の電圧との位相関係を調整するように構成されたものである。

本開示の第１１の態様に係る整流回路装置は、第１０の態様において、制御回路が、検出された直流電圧を目標値に近づけるよう、駆動パターンの短絡時間比率を調整するように構成されたものである。

本開示の第１２の態様に係る整流回路装置は、第１０の態様において、制御回路が、交流電源の電圧の基本波成分をｓｉｎ（θ）、高調波成分をＶａｃ_ｈａｒｍ(θ)、直流電圧をＶｄｃとした場合、交流電源の電気角θ近傍における駆動パターンの短絡時間比率Ｄを、式（１０）を用いて計算し、
Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β）−Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）÷Ｖｄｃ （１０）
制御回路がさらに、交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの電力値または電流値の差異に応じて式（１０）における位相遅れβを調整し、検出された直流電圧と直流電圧の目標値との差異に応じて式（１０）における係数Ａを調整するように構成されたものである。

本開示の第１３の態様に係る整流回路装置は、第１の態様において、制御回路が、交流電源の半周期の序盤と中盤と終盤とにおいて検出された電力量または電流量が所定の範囲に入るように、駆動パターンを調整するように構成されたものである。

本開示の第１４の態様に係る整流回路装置は、第１の態様において、制御回路が、交流電源の半周期内における直流電圧の波形が左右対称となるように、駆動パターンを調整するように構成されたものである。

以下、本開示の整流回路装置に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、全ての図において、同一または相当部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する場合がある。

（実施の形態１）
図１は、本開示の実施の形態１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。

半導体スイッチ３ａおよび半導体スイッチ３ｂ、ダイオード６ａおよびダイオード６ｂはそれぞれ直列接続されている。交流電源１の一端は、リアクタ２を経由して半導体スイッチ３ａ、３ｂの共通接続端子に接続される。半導体スイッチ３ａ、３ｂにはそれぞれダイオード６ｃ、ダイオード６ｄが逆向きに並列接続されている。

交流電源１の他端は、ダイオード６ａ、６ｂの共通接続端子に接続される。半導体スイッチ３ａおよびダイオード６ａの他端は平滑コンデンサ９の一端に接続されている。半導体スイッチ３ｂおよびダイオード６ｂの他端は平滑コンデンサ９の他端に接続されている。平滑コンデンサ９の両端には負荷１０が接続される。

極性検出回路１２は、交流電源１の両端間に設けられ、交流電源１のいずれの端子がより高い電位を有するかを示す極性情報を検出し、その極性情報を制御回路１１に送る。この極性情報は、半導体スイッチ３ａ、３ｂのいずれを動作させるべきかを判断するために用いられる。入力電圧検出回路１５は交流電源１の一端に接続され、交流電源１の瞬時電圧を検出し、その情報を入力電圧情報として制御回路１１に送る。

直流電圧検出回路１４は平滑コンデンサ９の毎瞬時の両端電圧を検出し、その情報を直流側の電圧情報（直流電圧情報）として制御回路１１に送る。電流検出回路７は直流側に流れる電流を検出する。平滑回路８は、電流検出回路７により検出された電流を平滑化し、その電流情報を制御回路１１に送る。

制御回路１１は、マイコンとそのマイコン上で動作するソフトウェアとを備え、上述した検出回路により検出された各種情報に応じて、半導体スイッチ駆動回路４ａおよび半導体スイッチ駆動回路４ｂに駆動制御信号を送る。半導体スイッチ駆動回路４ａ、４ｂは、駆動制御信号に応じてそれぞれ半導体スイッチ３ａおよび３ｂを駆動する。

本実施の形態において、制御回路１１は、半導体スイッチ３ａまたは３ｂのための駆動パターンにおける短絡時間比率Ｄを、入力電圧情報と下記式（１）とを用いて計算する。

Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
ここで、θは交流電源の電気角、ｆｖ（θ）は交流電源１の半周期または１周期の入力電圧情報、βは位相遅れを示す正の定数である。以下の説明において、ｆｖ(θ)は０以上の値とする。

交流電源１の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの電力値の差異に応じて、式（１）における位相遅れβが調整され、直流電圧検出回路１４により検出された直流電圧と目標値との差異に応じて、式（１）における係数Ａが調整される。

制御回路１１は、交流電源１の極性情報および入力電圧情報と、平滑コンデンサ９の両端電圧である直流側の電圧情報（直流電圧情報）と、平滑化された電力情報とを用いて、半導体スイッチ駆動回路４ａ、４ｂに駆動制御信号を送り、半導体スイッチ３ａ、３ｂのいずれかを用いて短絡および開放を制御する。

この平滑化された電力情報は、電流検出回路７により検出され平滑回路８により平滑化された直流側の電流情報から得られるものである。

例えば、リアクタ２が接続された交流電源１の一端の電位が他端のそれより高い期間には、半導体スイッチ３ｂにより短絡・開放が行われる。リアクタ２は半導体スイッチ３ｂによる短絡時に電流を蓄える。リアクタ２に蓄えられた電流は、開放時にダイオード６ｃを経由して平滑コンデンサ９に送り込まれる。

これにより、交流電圧の瞬時電圧が低いときにも、交流電源１から平滑コンデンサ９に電力を送ることができる。その結果、電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

直流電圧検出回路１４は、平滑コンデンサ９の毎瞬時の両端電圧を検出するものである。また、入力電圧検出回路１５は、交流電源１の毎瞬時的な電圧情報を検出するものである。

なお、以下の説明において、制御回路１１は、上述の検出回路を含む他のすべての回路からの情報を受け、それらに基づいて、計算、比較、判断、設定、調整および制御等に関するすべての作業を担当するものとする。

図２は、本実施の形態に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。図２を用いて、制御回路１１による半導体スイッチ３ａまたは３ｂのための駆動パターンの位相の調整方法について説明する。図２の右側上段の波形は交流電圧を示し、右側下段の波形は半導体スイッチ３ａまたは３ｂのための駆動パターンを示す。なお、以下のすべての実施の形態の説明における波形図および駆動パターンを示す図の横軸は交流電源の電気角を表すものとする。

このようなパターンで半導体スイッチを駆動すると、図１の電流検出回路７で検出される電流は、図２における左側の２段目から４段目の波形図における状況Ｓａ、状況Ｓｂ、状況Ｓｃでそれぞれ示される。すなわち、半導体スイッチがＯＮ状態では電流は流れず、半導体スイッチがＯＦＦ状態では平滑コンデンサ９に電流が流れ込む。

図２の左側最下段の波形図は、これらの電流が、平滑回路８において平滑化された後、電力情報に変換されたものである。この波形図において、一点鎖線で示された波形は状況Ｓａにおける電力に、点線で示された波形は状況Ｓｂにおける電力に、実線で示された波形は状況Ｓｃにおける電力にそれぞれ対応する。

この波形の前半と後半の面積、すなわち、半周期の前半における電力量と後半における電力量が比較され、その差に応じて、右下段に示される駆動パターンの位相が調整される（以下、この処理を駆動パターンの位相変調という）。例えば、状況Ｓｂにおける電力（点線で示された波形）のように前半の方が多ければ、半導体スイッチの駆動パターンの全体位相を進める。具体的には式（１）における位相遅れβを小さくする。

この処理の結果、電力量が前半と後半で同じとなり、電流量も同様に前半と後半で同じとなる。つまり、本実施の形態によれば、電流のピークが交流の瞬時電圧のピークと一致し、高い力率の整流回路装置が実現される。

図２に示すように、半導体スイッチの駆動パターンにおいて、交流電圧の瞬時値の絶対値が大きい位相では、半導体スイッチによる短絡が殆ど行われないパターンが設定される。これは、交流電圧の瞬時値の絶対値が大きいほど電流が増加することと、短絡時間比率が大きくなると電流の増加量が多くなるという特性に基づく。

電圧の瞬時値（瞬時電圧）の絶対値が高くなるにしたがって、入力電流が徐々に増加する。瞬時電圧の絶対値が低くなるときには、入力電流が徐々に減少する。このような駆動パターンにより、入力電流が滑らかに変化することになり、その結果、電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

以上のように、本実施の形態における駆動パターンの位相変調は、交流電源の半周期の前半と後半とにおける電力情報（電力量）が等しくなるように、かつ、入力電圧情報を反映させて行われる。

このような簡単な処理により、リアクタのインダクタンスの精度を必要とせず、負荷変動や入力電圧の歪みに対処可能で、電源高調波の少ない整流回路装置を実現できる。特に、電力の検出は毎瞬時ではなく、交流電源の１／４周期毎の変化がわかる程度の頻度で行えば十分であるため、安価な部品が使用可能となる。

図１で示した回路構成の場合、二つの半導体スイッチ３ａ、３ｂが同時にＯＮすると大きな電流が流れ、半導体スイッチの種類によっては損傷することがある。本実施の形態ではこのような事態を防止するために、電流検出回路７を流用して電流の監視を行うことができるので、専用の電流検出回路を別途設ける必要がない。

図８は、本実施の形態における直流電圧の制御方法を説明するための模式図である。以下、本実施の形態において、直流電圧をいかにして一定に保つかについて図８を用いて説明する。

直流電圧検出回路１４で検出された直流電圧（実直流電圧）は、直流電圧の目標値（設定直流電圧）と比較され、その結果に応じて駆動パターンの短絡時間比率が調整される。短絡時間が長くなるに従って、リアクタ２に蓄積されるエネルギが増大する。開放時には、そのエネルギが平滑コンデンサ９に送られて、出力電圧が上昇する。この原理を用いて検出された直流電圧を目標値に近づけ、ほぼ一致させることができる。

交流電源の電気角が大きくなるにつれて交流電源の瞬時電圧の絶対値が大きくなる位相では短絡時間比率の調整量を増大させるように設定する。交流電源の電気角が大きくなるにつれて交流電源の瞬時電圧の絶対値が小さくなる位相では短絡時間比率の調整量を減少させるように設定する。

高調波が少なく高力率にある状態では、入力電流は電源電圧と似た波形を有するため、入力電流の波形を維持しつつ入力電流の振幅を変動させると、直流電圧を変化させることができる。そのため、短絡時間比率が小さく瞬時電圧の絶対値が大きい位相の方が、短絡時間比率が大きく瞬時電圧の絶対値が小さい位相より電流の変化が大きくなる。

本実施の形態によれば、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の大きい位相における調整量を大きくすることにより、毎瞬時の電流を検出して制御することなく、一種類の駆動パターンだけを用いて直流電圧の調整を行うことができる。

図２および図８に示す位相変調を行うための駆動パターンとして、電源電圧の波形を正弦波とし、例えば、電気角θにおける短絡時間比率Ｄを下記式（２）で定義する。

短絡時間比率Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （２）
式（２）において、係数Ａは直流電圧と目標値との差異により調整され、位相遅れβは半周期毎の前半と後半とにおける電力の差異により調整される。なお、短絡時間比率Ｄは０以上かつ１以下の値であるため、右辺が１を超える場合には１、右辺が０より小さい場合には０に設定される。

この式（２）において、設定される駆動パターンは一つの正弦波を基にしたものである。交流電源１の瞬時電圧の絶対値が小さい位相では、相対的に短絡時間比率Ｄが大きくなるとともに、電圧の差異に応じた調整量に関して、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の高い期間の方が低い期間より大きい。

入力電圧に歪みが含まれる場合において、上記式（２）により短絡時間比率Ｄを設定した場合の入力電流の一例を図３Ａに示す。

図３Ａは、交流電源１が５％の５次高調波を含む場合の入力電圧および入力電流の波形図である。図３Ａに示すように、交流電源１の電圧が歪んでいる場合には、入力電流が大きく歪む結果となる。

これは、交流電源１の電圧には歪みが含まれている一方、上記式（２）により計算された短絡時間比率Ｄにより作成される電圧は、歪みを含まない正弦波パターンを基にして作成することに起因する。

制御回路１１は、入力電圧検出回路１５の出力を半周期毎に蓄え入力電圧情報ｆｖ（θ）とする。この入力電圧情報ｆｖ（θ）を次の周期における短絡時間比率Ｄの計算に反映させる。反映させた場合の短絡時間比率Ｄの計算式を式（１）の様に設定する。

Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
図３Ｂは、式（１）に示す短絡時間比率Ｄを用いた場合の入力電圧および入力電流の波形図である。図３Ｂに示すように、入力電流は、入力電圧と同程度の歪みに抑えることができる。

半周期毎の前半と後半とにおける電力量の扱いに関する簡単な方法としては、電気角９０度に関して対称となる二つの位相における検出値を代表値として利用することも可能である。例えば、電気角４０度および１４０度における検出値を代表値として用いる。

この方法において、交流電源１の半周期毎の前半と後半とに検出された電力量として、交流電圧の瞬時値が最大となる時点（電気角９０度）より一定時間（Ｔ）前、例えば、電気角で５０度前、すなわち、電気角４０度である時点における検出値と、交流電圧の瞬時値が最大となる時点から同じ時間（Ｔ）経過した電気角１４０度の時点における検出値とを用いる。

駆動パターンの条件として、交流電源１の各位相における瞬時電圧の絶対値の増減変化方向と短絡時間比率Ｄの増減変化方向とが逆であって、直流電圧の差異に応じた調整量では、短絡時間比率Ｄの大きさの変化方向とは逆方向の変化特性を有する大きさとなるように設定されている。

パターンの事例として、上記式で表現できるものを提示したが、同様の特性で、高調波を低減するパターンは無数にあり、上記式（１）に限定されるものではない。

本実施の形態において、半周期の入力電圧情報ｆｖ（θ）を次の半周期における短絡時間比率Ｄの計算に反映させるものとして説明した。しかし、これに限定されるものではなく、例えば、１周期後の計算に反映させてもよい。

（実施の形態２）
図４は、本開示の実施の形態２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。図４の回路構成は、電流検出回路７が設けられていない以外、図１とほぼ同じである。

制御回路１１は、極性検出回路１２の出力（極性情報）と直流電圧検出回路１４の出力情報（直流電圧情報）と入力電圧検出回路１５の出力情報（入力電圧情報）とを受け取る。極性検出回路１２と入力電圧検出回路１５の使用方法は実施の形態１と同じである。

図５は、本実施の形態に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。図５を用いて、直流電圧検出回路１４の出力情報に応じた駆動パターンの位相変調を説明する。図２の説明と同様に、平滑コンデンサ９に送られる電力のピークを交流電源１の瞬時電圧のピーク位相にあわせる必要がある。

平滑コンデンサ９の出力は、図５の左側の下段に示す波形のうちの状況Ｓｃ（実線波形）のようなリップルを有する。つまり、半周期の前半で直流電圧が低下し、後半で直流電圧が上昇する。ただし、交流電源１の電圧ピーク位相のところでは、変動の中心になっており、平均直流電圧と等しい。

電力のピークがずれると、交流電源１の電圧ピーク位相のところでの直流電圧は平均値からずれる。例えば、状況Ｓｂ（点線波形）のように、電力ピーク部分の位相が進むと、交流電源１の電圧ピーク位相のところの直流電圧が上昇する。

逆の場合、すなわち状況Ｓａ（一点鎖線波形）では、同じ位相のところの直流電圧が下がる。したがって、交流電源の半周期以上の期間における直流電圧の平均値である平均直流電圧と交流電源１の電圧ピーク位相のところの直流電位とを比較し、交流電源位相と半導体スイッチの駆動パターンとの位相関係を調整する。これにより、交流電流のピーク位相が交流電源１の瞬時電圧のピークと一致し、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

しかも、電流検出手段を必要とはしないため、実施の形態１の構成に比べて、さらに簡単に実現することができる。なお、具体的な駆動パターンと直流電圧の制御方法と入力電源に含まれる歪みによる入力電流への影響を軽減する方法については、実施の形態１と同様である。

（実施の形態３）
図６は、本開示の実施の形態３に係る整流回路装置の回路ブロック図である。図６の回路構成は、電流検出回路７が交流電源１からの電流を直接検出できる位置に設けられる以外、図１とほぼ同じである。

制御回路１１は、極性検出回路１２の出力（極性情報）と電流検出回路７の出力（電流情報）と入力電圧検出回路１５の出力（入力電圧情報）と直流電圧検出回路１４の出力（直流電圧情報）とを受け取る。極性検出回路１２と入力電圧検出回路１５及び直流電圧検出回路１４の使用方法は実施の形態１と同じである。

図７は、本実施の形態に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。図７を用いて、電流検出回路７により検出された電流情報に応じた駆動パターンの位相調整を説明する。この場合、検出電流のピーク位相を交流電源１の瞬時電圧のピーク位相にあわせる必要がある。

図２と同様に、半周期の前半と後半とにおける電流情報（電流量）が等しくなるようにすれば、ピーク位相を合致させることができる。したがって、半周期の前半と後半とにおける電流情報（電流量）を比較し、半導体スイッチの駆動パターンの全体位相を調整することで、電流のピーク位相が交流電源の瞬時電圧のピーク位相と一致し、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本開示の利用分野である冷房、暖房または冷凍などでは、交流側に電流検出手段を設けることが多く、実施の形態３によれば、この電流検出手段を電流検出回路として兼用することができるため、さらに簡単に実現することができる。

具体的な駆動パターンと直流電圧の制御方法と入力電源に含まれる歪みによる入力電流への影響を軽減する方法については、実施の形態１と同様である。交流電源１の半周期毎の前半と後半とにおける電流量の簡単な検出方法として、実施の形態１で説明した、電気角９０度に関して対称となる位相での検出値を代表値として利用することも同様に可能である。

本実施の形態においては、交流電源１の半周期毎の前半と後半とにおける検出電流量として、交流電圧の瞬時値が最大となる時刻（電気角９０度）より一定時間（Ｔ：例えば、５０度）の手前時点（例えば、４０度）の検出値と、交流電圧の瞬時値が最大となる時刻から同じ一定時間（Ｔ）の経過時点（例えば、１４０度）の検出値とを用いる。

（実施の形態４）
図９は、本開示の実施の形態４に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、実施の形態１を別の回路構成で設計したものである。実施の形態４における基本回路構成は、実施の形態１と同様、特許文献１に示されたものに入力電圧検出回路１５を追加したものである。

本実施の形態では、交流電源１が半導体スイッチ３を用いてリアクタ２を介して短絡される。リアクタ２に蓄えられたエネルギは、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを経由して平滑コンデンサ９に送られる。

本実施の形態では、一つの半導体スイッチ３を用いるため、実施の形態１の場合とは異なり、交流電源１の極性を検出する必要がなく、整流回路装置の入力側の情報はゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と入力電圧検出回路１５による入力電圧情報とが利用可能であれば十分である。制御回路１１の動作は、半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態１と同じである。

（実施の形態５）
次に、本開示の実施の形態５について説明する。本実施の形態は、図９に示した構成において、電流検出回路７および平滑回路８を省略し、直流電圧検出回路１４の出力情報を用いて、前述の実施の形態２と同じ機能を実現するものである。

本実施の形態では、実施の形態２の場合とは異なり、交流電源１の極性を検出する必要がなく、整流回路装置の入力側の情報はゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と入力電圧検出回路１５による入力電圧情報とが利用可能であれば十分である。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態２と同じである。

（実施の形態６）
次に、本開示の実施の形態６について図１０を用いて説明する。図１０は、本開示の実施の形態６に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、前述の実施の形態とさらに異なる回路構成で設計したものである。基本回路構成は、特許文献３に示されたものに入力電圧検出回路１５を追加したものである。

本実施の形態では、交流電源１が、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄにより整流された後、リアクタ２を介して半導体スイッチ３により短絡される。リアクタ２に蓄えられたエネルギは、ダイオード５を経由して平滑コンデンサ９に送られる。

本実施の形態においても、一つの半導体スイッチ３を用いるため、前述の実施の形態４と同様に、整流回路装置の入力側の情報はゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と入力電圧検出回路１５による入力電圧情報が利用可能であれば十分である。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態１と同じである。

（実施の形態７）
次に、本開示の実施の形態７について説明する。実施の形態７に係る整流回路装置は、図１０を用いて説明した実施の形態６おける電流検出回路７および平滑回路８を省略して、直流電圧検出回路１４の情報を用いるものである。これにより、実施の形態２と同じ機能を実現することができる。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態２と同じである。

（実施の形態８）
次に、本開示の実施の形態８について図１１を用いて説明する。図１１に示すように、本実施の形態は、図９を用いて説明した実施の形態４における電流検出回路７が交流側に移動し、平滑回路８が省略されたものである。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態３と同じである。

（実施の形態９）
次に、本開示の実施の形態９について図１２を用いて説明する。図１２に示すように、本実施の形態は、図１０を用いて説明した実施の形態６における電流検出回路７が交流側に移動し、平滑回路８が省略されたものである。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態３と同じである。

（実施の形態１０）
次に、本開示の実施の形態１０について図１３を用いて説明する。図１３は、実施の形態６における電流検出回路７を、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄとリアクタ２と半導体スイッチ３とで構成されるループの中に移動させたものである。本実施の形態によれば、実施の形態９と同じ機能を実現することができる。制御回路１１の動作は半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除き実施の形態３と同じである。

（実施の形態１１）
図１４は、本開示の実施の形態１１の整流回路装置の回路図である。

図１４において、交流電源１は、ダイオードブリッジ６の一端とリアクタ２とを経由して半導体スイッチ３により短絡可能に接続されている。

リアクタ２の出力とダイオードブリッジ６の他端の出力は、ダイオード５を経て、平滑コンデンサ９および負荷１０に接続されている。リアクタ２の出力は電圧検出回路１９にも接続され、リアクタ２の端子電圧情報は制御回路１１に入力される。平滑コンデンサ９の両端電圧情報は直流電圧検出回路１４により検出され、その情報も制御回路１１に入力される。

本実施の形態によれば、半導体スイッチ３で短絡することにより、交流電源１の電圧の絶対値が小さい期間にもリアクタ２に電流を流すことができる。半導体スイッチ３を開放すると、リアクタ２に流れた電流がダイオード５を経由して、平滑コンデンサ９を充電する。これにより、交流電源１から流れる電流の高調波を少なくすることができる。

図１５Ａおよび図１５Ｂは、本実施の形態に係る整流回路装置の動作を示す波形図である。図１５Ａに示す波形は、半導体スイッチ３による短絡および開放が適正に動作する場合のものである。図１５Ｂに示す波形は、半導体スイッチ３による短絡および開放が適正状態より遅れている場合のものである。

実施の形態１１においては、交流電源１の周期に対して十分高い頻度で半導体スイッチ３により短絡・開放することにより、より小型のリアクタ２の利用を可能とするものである。毎瞬時の短絡時間比率Ｄをパターンとして設定し、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻った時の電流の有無により、そのパターンの位相を調整する。

図１５Ａ、図１５Ｂにおいて２段目の波形はその短絡時間比率Ｄを示す。電圧検出回路１９の出力信号は、図１５Ａ、図１５Ｂの最下段に示すように、ＨｉｇｈとＬｏｗとが頻繁に変化する波形になる。

このような状況であっても、交流電源１の瞬時電圧がゼロになる時に、半導体スイッチ３により短絡させないようにすれば、リアクタ２の電流がゼロかどうかを検出することができる。

位相変調のための駆動パターンとして、電源電圧の波形を正弦波とし、例えば、電気角θにおける短絡時間比率Ｄを下記式（２）により設定する。

短絡時間比率Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （２）
式（２）において、係数Ａは直流電圧と目標値との差異により調整され、位相遅れβは、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻った時に、リアクタ２に電流が流れているかどうかにより調整される。すなわち、リアクタ２に流れる電流が検出された場合には位相遅れβを小さくし、リアクタ２に流れる電流が検出されなかった場合には位相遅れβを大きくする。

式（２）において、短絡時間比率Ｄは比率であって０以上かつ１以下の値でなければならないので、右辺が１を超える場合には１、右辺が０より小さい場合には０に設定される。

この式（２）において、設定される駆動パターンは一つの正弦波を基にしたものである。交流電源１の瞬時電圧の絶対値が小さい期間は、相対的に短絡時間比率Ｄが大きくなる。電圧の差異に応じた調整量に関しては、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の高い期間の方が低い期間より大きい。

入力電源の電圧に歪みが含まれる場合において、上記式（２）により短絡時間比率Ｄを設定した場合の入力電流の一例を図３Ａに示す。

図３Ａに示すように、入力電源の電圧が歪んでいる場合には、入力電流が大きく歪む。これは、入力電源の電圧には歪みが含まれている一方、短絡時間比率Ｄにより表現される電圧は、歪みを含まない正弦波パターンを基にして作成することに起因する。

そこで、実施の形態１での説明と同様に入力電圧情報ｆｖ（θ）を短絡時間比率Ｄの計算式に反映させる。反映させた場合の短絡時間比率Ｄを式（１）により計算する。

Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
これにより、実施の形態１と同様に入力電流の歪みを、入力電圧と同程度の歪みに抑えることができる。

制御回路１１の動作は位相調整に関連した部分を除き実施の形態２と同じである。

（実施の形態１２）
図１６は、本開示の実施の形態１２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。

図１６において、交流電源１がリアクタ２を経由し、直列接続された半導体スイッチ３ａ、３ｂと接続されている。半導体スイッチ３ａ、３ｂの共通接続端子はダイオードブリッジ６の入力端子に接続されている。ダイオードブリッジ６の出力電圧は平滑コンデンサ９により平滑される。平滑化された直流電圧は負荷１０に供給されている。

極性検出回路１２は、交流電源１の瞬時電圧の極性を検出する。検出された極性から入力電圧の位相が推定される。入力電圧検出回路１５により検出した交流電源１の電圧と推定した位相情報とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報が計算される。この入力電圧情報に応じて、二つの半導体スイッチ３ａ、３ｂのいずれかが制御される。

本実施の形態は、混合ブリッジ型の整流回路として知られた構成である。交流電源１の瞬時電圧の極性に応じて、駆動される半導体スイッチ３ａ、３ｂを切り替える動作以外は、通常の混合ブリッジ型の整流回路と同じである。

ただし、電圧検出回路１１９の出力結果において、電流が流れていると交流電源１の瞬時電圧の極性により論理が反転するので、交流電源１の瞬時電圧が正からゼロになった場合と、その瞬時電圧が負からゼロになった場合とで論理を逆にする。

つまり、リアクタ２に電流が流れている時には、直前の交流電圧の極性が正であればダイオード６ｃが導通して、リアクタ２の端子は整流出力の正側の電位と同じレベルとなり、電圧検出回路１１９によりＨｉｇｈレベルの情報が得られる。一方、直前の交流電圧の極性が負であれば、ダイオード６ｄが導通して整流出力の負側の電位と同じレベルとなり、電圧検出回路１１９によりＬｏｗレベルの情報が得られる。

リアクタ２に電流が流れていない時には、ダイオード６ｃおよびダイオード６ｄが導通しておらず、電圧検出回路１１９では中間レベルの情報が得られる。

制御回路１１の動作は、本実施の形態で説明した電圧検出回路１１９の出力の扱いと半導体スイッチ３ａ及び半導体スイッチ３ｂの選択を除いた部分については実施の形態１１と同じである。

より簡単な別の方法としては、電圧検出回路１１９の代わりに、図１４に示す電圧検出回路１９を用いて、交流電源１の瞬時電圧が正からゼロになった時のみで実施することも可能である。

（実施の形態１３）
図１７は、本開示の実施の形態１３の整流回路装置を示す回路図である。

図１７において、実施の形態１３においても前述の図１６と同様に、交流電源１の一端にリアクタ２が直接接続されている。半導体スイッチ３はリアクタ２の出力と交流電源１の他端との間に接続されており、交流電源１とリアクタ２とを直接短絡する。

半導体スイッチ３による短絡および開放操作の方法と直流電圧の制御方法は、図１４を用いて説明した実施の形態１１と同じである。電圧検出回路１１９の出力情報の利用方法は、図１６を用いて説明した実施の形態１２の場合と同じである。

（実施の形態１４）
次に、本開示の実施の形態１４について図１８を用いて説明する。図１８は、図１、図４および図６にそれぞれ示した実施の形態１、２および３と同じ基本回路構成に基づくものである。これら前述の回路構成において、交流電源１の二つの出力端子のうち、リアクタ２が接続される端子がプラス電位になる期間の動作を説明する。

図１８において、二つの半導体スイッチ３ａ、３ｂのうち、半導体スイッチ３ａはＯＦＦ状態で、半導体スイッチ３ｂにより短絡および開放を行う。短絡時には、交流電源１、リアクタ２、半導体スイッチ３ｂ、ダイオード６ｂによる短絡ループができ、リアクタ２へ電流が蓄えられる。開放時には、リアクタ２に蓄えられた電流は、ダイオード６ｃを経由して平滑コンデンサ９および負荷１０へと流れ、ダイオード６ｂを経由して交流電源１へと流れ込む。

この動作において、リアクタ２に流れる電流Ｉａｃが概ね正弦波であるためには、リアクタ２の両端の電位差が概ね正弦波であることが必要である。交流電源１の一端の電圧Ｖａｃは正弦波であるので、交流電源１の他端の電圧Ｖｐｗｍも概ね正弦波である必要がある。半導体スイッチ３ａ、３ｂおよびダイオード６ｂ、６ｃの電圧損失は十分小さいので無視できるとすると、Ｖｐｗｍは下記式（３）により求められると考えられる。

Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×（１−Ｄ） （３）
ここで、
Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （２）
であるので、
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （４）
となり、Ｖｄｃが一定値であれば、Ｖｐｗｍの波形は正弦波になる。

しかしながら、入力電源の電圧に歪みが含まれる場合には、上記式（２）及び（４）では入力電源の電圧の歪み分が反映されず、実際の入力電圧と計算されたＶｐｗｍとが相違するため入力電流が歪むことになる。

実施の形態１で説明したように、入力電圧情報ｆｖ（θ）を上記式（２）及び（４）に反映することにより、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを軽減することができる。入力電圧の歪みを反映させた上記式（１）及び（５）を下記式に示す。

Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×Ａ×ｆｖ（θ−β） （５）
しかしながら、平滑コンデンサ９の容量は有限であるので、例えば、図５に示すように、直流電圧にはリップル成分が含まれる。このため、このままではＶｐｗｍは入力電圧情報のみが反映されたものではない。

この状況に対応するため、直流電圧の瞬時値（実直流電圧）Ｖｄｃと直流電圧の平均値Ｖｄｃ（ａｖ）とを用いて、
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×Ａ×ｆｖ（θ―β）×｛Ｖｄｃ（ａｖ）÷Ｖｄｃ｝ （６）
とすれば、
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ（ａｖ）×Ａ×ｆｖ（θ―β） （７）
となり、Ｖｐｗｍはリップル成分の影響が排除されたものになる。

ただし、この計算には直流電圧の平均値の演算が必要になる。そこで、直流電圧を目標値Ｖｄｃ＊に近づけるように直流電圧に対してフィードバック制御を行う。この制御そのものがローパスフィルタの特性を有するので、直流電圧の平均値は、直流電圧の目標値に収束していく。このため、平均値の代わりに目標値を用いることができる。

すなわち、前述の実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３および実施の形態１１において用いた演算式の係数Ａの代わりに、下記式（８）に示す係数Ａ１を用いればよい。

Ａ１＝Ａ／｛１−（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝
＝Ａ×Ｖｄｃ＊÷Ｖｄｃ （８）
図１９は、この処理の流れを説明するための波形図である。図１９において、図８と同様に、実直流電圧（Ｖｄｃ）と設定直流電圧（Ｖｄｃ＊）とが比較回路２０１により比較され、暫定的な短絡時間比率の調整の結果である仮の係数Ａが得られる。

再調整回路２０２は、この仮の係数Ａを用いて上記式（８）の演算を行い、短絡時間比率Ｄを再調整する。こうして得られた係数Ａ１を用いた駆動パターンに応じて、半導体スイッチによる短絡および開放が行われる。

直流電圧に比してリップル成分は小さいという仮定が成り立つので、瞬時的な除算を簡単化する方法として、下記式（９）で表される係数Ａ２を用いてもよい。この方法によっても精度の高い補正ができる。

Ａ２＝Ａ×｛１＋(Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ)／Ｖｄｃ＊｝
＝Ａ×｛２−Ｖｄｃ／Ｖｄｃ＊｝ （９）
図２０は、図１９と同様に、この処理の流れを説明する波形図である。図２０において、図１９との差異は、再調整回路２０７が上記式（９）の演算を行い、短絡時間比率Ｄを再調整することである。こうして得られた係数Ａ２を用いた駆動パターンに応じて、半導体スイッチによる短絡および開放が行われる。

短絡時間比率Ｄの計算式を除き、実施の形態１から実施の形態１３における制御回路１１の動作は、それぞれの実施の形態において説明した内容と同一である。

（実施の形態１５）
次に、本開示の実施の形態１５について説明する。本実施の形態の基本構成は実施の形態１の説明で用いた図１と同じである。以下、図２１を用いて本実施の形態の動作を説明する。

図２１は、本実施の形態に係る駆動パターンにおけるＯＮ期間の長さ（以下、ＯＮ幅という）の決定方法を示す波形図である。図２１において、左側および右側の上段の波形図は半周期分の交流電圧を示し、右側下段の波形図は半導体スイッチの駆動パターンにおける電気角に対するＯＮ幅を示す。この図に示すように、電気角９０度付近でＯＮ幅が最も小さい。

図２１の左側の２段目から４段目に示す波形図は、検出電流に関する三つの状況を示す。左側の２段目の波形図に一点鎖線で示すように、状況Ｓａでは交流電圧の高い電気角と低い電気角とで検出電流の差が比較的少ない。

左側の３段目の波形図に点線で示すように、状況Ｓｂでは電気角９０度に近づくと検出電流が急激に多くなり、電気角９０度から離れると検出電流が急激に少なくなる。左側の４段目の波形図に実線で示すように、状況Ｓｃでは交流電圧と同様に正弦波に近い波形を示す電流が検出される。すなわち、これらの状況のうち、状況Ｓｃが最も高調波が少ない。

これらの電流が平滑回路８により平滑化され、左側最下段の波形図に示す直流電力（流入する電力波形相当）となる。左側最下段の波形図に一点鎖線で示すように、状況Ｓａにおける直流電力は、比較的に平らな幅広型の波形を有する。同波形図に点線で示すように、状況Ｓｂにおける直流電力は、電気角９０度付近に鋭いピークを有する尖鋭型の波形を有する。同波形図に実線で示すように、状況Ｓｃにおける直流電力は、これらの中で最も望ましい波形を示す。

本実施の形態においては、電源の半周期を等分した三つの区間（以下、順に序盤、中盤、終盤という）における平滑後の直流電力のレベルが比較される。まず、半周期の序盤または終盤の電力レベルと半周期の中盤の電力レベルとが比較される。

状況Ｓａでは、半周期の序盤または終盤の電力レベルが中盤に比べて比較的大きい。状況Ｓｂでは、序盤または終盤の電力レベルが中盤に比べて比較的小さい。状況Ｓｃでは、序盤または終盤の電力レベルと中盤の電力レベルとの比率が適正である。

三つの区間の比較のためには、それぞれの区間における電力の積分値や平均値を計算する必要がある。最も簡単な方法として、例えば、序盤は４５度、中盤は９０度、終盤は１３５度で電力を計測し、それぞれの区間の代表値とする。この場合、三つの区間における電力レベル比が１：２：１となるのが理想である。

この結果に応じて、駆動パターンのＯＮ幅を次のような方法で変調する。図２の右側下段の波形図に示すように、全体的に電気角９０度の近傍ではＯＮ幅を狭め、電気角０度および１８０度の近傍ではＯＮ幅を拡げる。

電気角９０度の近傍では、状況Ｓａの場合のＯＮ幅の調整量を状況Ｓｃの場合より小さくし、電気角０度および１８０度の近傍では、状況Ｓａの場合のＯＮ幅の調整量を状況Ｓｃの場合より大きくする。

電気角９０度の近傍では、状況Ｓｂの場合のＯＮ幅の調整量を状況Ｓｃの場合より大きくし、電気角０度および１８０度の近傍では、状況Ｓｂの場合のＯＮ幅の調整量を状況Ｓｃの場合より小さくする。

本実施の形態により説明した交流電源の半周期内の３点比較によるＯＮ幅の変調方法以外の制御回路１１の動作は、実施の形態１及び実施の形態１４と同じである。

本実施の形態によれば、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電源高調波の少ない状況Ｓｃを実現し維持することができる。

（実施の形態１６）
次に、本開示の実施の形態１６について説明する。本実施の形態の基本構成は実施の形態２の説明で用いた図４と同じである。以下、図２２を用いて本実施の形態の動作を説明する。

図２２は、本実施の形態に係る駆動パターンにおけるＯＮ幅の決定方法を示す波形図である。図２２において、左側および右側の上段の波形図は半周期分の交流電圧を示す。

図２２の左側中段に示す波形図は、図２１の左側最下段の波形図と同じものであり、平滑回路８により平滑化された電力を示す。すなわち、図２１と同様に、一点鎖線で示された波形は状況Ｓａにおける電力を示しており、比較的に平らな幅広型の波形である。

点線で示された波形は状況Ｓｂにおける電力を示しており、電気角９０度付近に鋭いピークを有する尖鋭型の波形である。実線で示された波形は状況Ｓｃにおける電力を示しており、これらの中で最も望ましい波形を示す。

実施の形態１５において説明したように、状況Ｓｃが最も電源高調波の少ない状態であり、直流電圧に関しては、左側下段の波形図における実線で示された波形が最も望ましい波形である。

図２２の左側下段に示す波形図のうち、一点鎖線で示す波形は、左側中段の波形図に示す状況Ｓａにおける直流電圧を示す。点線で示す波形は、左側中段の波形図に示す状況Ｓｂにおける直流電圧を示す。実線で示す波形は、左側中段の波形図に示す状況Ｓｃにおける直流電圧を示す。

すなわち、状況Ｓａにおける直流電圧は、電気角９０度の近傍では緩やかに上昇し、電気角０度および１８０度の近傍で急激に下降する。状況Ｓｂにおける直流電圧は、電気角９０度の近傍で急激に上昇し、電気角０度および１８０度の近傍では緩やかに下降する。状況Ｓｃにおける直流電圧は、他の状況の場合より正弦波に近い波形を示す。

電気角４５度近傍および１３５度近傍の直流電圧に着目すると、状況Ｓａの場合は上昇中、状況Ｓｂの場合は下降中、状況Ｓｃの場合はほぼ変化なしである。

図２２に示すように、電気角４５度または１３５度の近傍における直流電圧の変化を調べることにより、入力電圧の波形の形状を推測することができる。その変化に応じて、図２２の右側下段の波形図に示すように、実施の形態１５において図２１を用いて説明した変調方法を用いて駆動パターンのＯＮ幅を変調する。

本実施の形態により説明した交流電源の半周期内の前半又は後半内における２点比較によるＯＮ幅の変調方法以外の制御回路１１の動作は、実施の形態２及び実施の形態１４と同じである。

本実施の形態によれば、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電源高調波の少ない状況Ｓｃを実現し維持することができる。

（実施の形態１７）
次に、本開示の実施の形態１７について説明する。本実施の形態の基本構成は実施の形態３の説明で用いた図６と同じである。以下、図２３を用いて本実施の形態の動作を説明する。

図２３は、本実施の形態に係る駆動パターンにおけるＯＮ幅の決定方法を示す波形図である。図２３において、左側および右側の上段の波形図は半周期分の交流電圧を示す。図２３の左側下段に示す波形図は、電流検出回路７により検出された電流を示す。

図２３の左側下段の波形図に一点鎖線で示すように、状況Ｓａでは交流電圧の高い電気角と低い電気角とで検出電流の差が比較的少ない、幅広型の波形となる。

同波形図に点線で示すように、状況Ｓｂでは電気角９０度に近づくと検出電流が急激に多くなり、電気角９０度から離れると検出電流が急激に少なくなり、電気角９０度付近に鋭いピークを有する尖鋭型の波形となる。同波形図に実線で示すように、状況Ｓｃでは交流電圧と同様に正弦波に近い適切な波形を示す電流が検出される。

本実施の形態においては、電源の半周期を等分した三つの区間における平滑後の直流電流のレベルを比較する。すなわち、序盤または終盤の電流レベルと中盤の電流レベルとを比較する。状況Ｓａでは、序盤または終盤の電流レベルが中盤に比べて大きく、状況Ｓｂでは、序盤または終盤の電流レベルが中盤に比べて小さく、状況Ｓｃでは、序盤または終盤の電流レベルと中盤での電流レベルとの比率が、こられの中で最も適正である。

三つの区間の比較のためには、それぞれの区間における電流の積分値や平均値を計算する必要がある。最も簡単な方法として、例えば、序盤は４５度、中盤は９０度、終盤は１３５度で電流を計測し、それぞれの区間の代表値とする。この場合、三つの区間における電流レベル比が１：１．４１（＝√２）：１となるのが理想である。

この結果に応じて、駆動パターンのＯＮ幅を次のような方法で変調する。図２３の右側下段の波形図に示すように、実施の形態１５において図２１を用いて、および、実施の形態１６において図２２を用いて説明した変調方法を用いて駆動パターンのＯＮ幅を変調する。

本実施の形態により説明した交流電源の半周期内の３点比較によるＯＮ幅の変調方法以外の制御回路１１の動作は、実施の形態３及び実施の形態１４と同じである。

本実施の形態によれば、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電源高調波の少ない状態を実現し維持することができる。

（実施の形態１８）
次に、本開示の実施の形態１８について説明する。図２４は、本実施の形態に係る整流回路装置の回路ブロック図である。図２４の回路構成は、前述の図６の回路構成における電流検出回路７を、電流トランス７０、全波整流回路７１、平滑回路７２に置き換えたものである。

電流トランス７０は直流成分を検出できないものの、電流検出回路７に比べて安価であるという特徴を有する。図２４で示すように、特に、空調機器、ヒートポンプ機器などでは、全波整流回路７１および平滑回路７２からの情報に応じて、制御回路１１が負荷状態を認識して、効率よく運転し、および／または、過剰な負荷による機器の損傷を防ぐように制御する。

上記のように、本実施の形態において、全波整流回路７１の出力が制御回路１１に入力される。この入力波形は、図７に示した検出電流の波形を繰り返した形を有する。

本実施の形態は、直流成分を検出できないという課題と、全波整流回路７１を通すことによる歪みが含まれてしまうという課題とを有する。

そのため、図７に示す波形について、交流電源の半周期の前半における情報と後半における情報をそれぞれ平均化して用いることにより、電流の位相を電圧の位相に近づけ、ほぼ一致させることが可能になる。同様に、図２３に示したように、中盤近傍の情報も平均化して用いることにより、入力電流の高調波を低減することも可能である。

また、本実施の形態は、電流が小さいときに歪みが大きくなるという課題を有する。しかしながら、電源高調波規制のうち、ＩＥＣ６１０００−３−２のクラスＡは、運転範囲内において高調波電流を一定以下にすることを求めるものである。

従って、電流が小さいときに歪みが増加しても、高調波規制を逸脱するものではない。この特徴を利用して、簡素な電流トランスを用いて、電源高調波が少なく、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本実施の形態により説明した入力電流情報に関連する部分以外の制御回路１１の動作は、実施の形態３、実施の形態１４及び実施の形態１７と同じである。

（実施の形態１９）
図２５は、本開示の実施の形態１９に係る整流回路装置の回路ブロック図を示す。

本実施の形態と実施の形態１との相違点は、入力電圧検出回路１５と制御回路２１との間に高調波抽出回路１６が追加されていること、制御回路１１を制御回路２１に置き換えていること、短絡時間比率Ｄの計算式が異なることである。以下、相違点を説明する。

入力電圧検出回路１５は、交流電源１の毎瞬時的な電圧情報を検出する。高調波抽出回路１６は、交流電源１の電圧情報から基本波成分以外の成分を抽出する。この高調波成分情報は、半導体スイッチ３ａまたは３ｂのための駆動パターンの短絡時間比率Ｄの計算に用いられる。平滑コンデンサ９に流れる電流は、電流検出回路７により検出され、平滑回路８により平滑化される。

制御回路２１は、交流電源１の極性情報、高調波成分情報、および、平滑化された電力情報を用いて、半導体スイッチ駆動回路４ａ、４ｂに駆動制御信号を送り、半導体スイッチ３ａ、３ｂのいずれかを用いた短絡および開放を制御する。この平滑化された電力情報は、電流検出回路７により検出され平滑回路８により平滑化された直流側の電流情報と、直流電圧情報とから得られるものである。

例えば、リアクタ２が接続された交流電源１の一端の電位が他端のそれより高い期間には、半導体スイッチ３ｂを用いて短絡および開放する。これにより、短絡時にリアクタ２に蓄えた電流を、開放時にダイオード６ｃを経由して平滑コンデンサ９に送り込む。その結果、交流電圧の瞬時電圧が低いときでも、交流電源１から平滑コンデンサ９に電力を送ることができ、電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

高調波抽出回路１６は、交流電源１の電圧情報から基本波成分を除くためのハイパスフィルタにより構成されている。ハイパスフィルタの構成については一般的な技術であるため、詳細な説明は省略する。

実施の形態１では、入力電圧の波形を駆動パターンに反映させる方法により、電源電圧の波形に含まれる歪みの入力電流への影響を軽減する方法を説明した。本実施の形態は、実施の形態１より、電源電圧の波形に含まれる歪みの入力電流の波形への影響をさらに効果的に排除することができる。

交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された電力量の扱いと位相への反映方法、及び直流電圧を一定に保つための制御方法については、実施の形態１と同様である。

次に、短絡時間比率Ｄについて説明する。交流電源の電気角θにおいて、交流電源の電圧の基本波成分をｓｉｎ（θ）、高調波抽出回路１６により抽出された高調波成分をＶａｃ_ｈａｒｍ(θ)、直流電圧をＶｄｃとした場合、電気角θ近傍における半導体スイッチの駆動パターンの短絡時間比率Ｄは下記式（１０）により設定される。

Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β）−Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）÷Ｖｄｃ （１０）
式（１０）において、係数Ａは直流電圧と目標値との差異により調整され、位相遅れβは半周期毎の前半と後半とにおける電力の差異により調整される。短絡時間比率Ｄは０以上かつ１以下の値であるため、右辺値が１を超える場合には１、右辺値が０より小さい場合には０に設定される。これにより、入力電流は歪みの無い波形となる。

直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４と平滑回路８との情報を用いて位相調整を行う方法については、実施の形態１と同じである。

短絡時間比率Ｄを求めるための式の事例として、基本波成分を正弦波として説明したが、これに限定されるものではない。

また、高調波抽出回路１６は、交流電源１の電圧情報から基本波成分を除くハイパスフィルタにより構成されているとして説明したが、任意の高調波成分を抽出するフィルタとしてもよい。

（実施の形態２０）
図２６は、本開示の実施の形態２０に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態と実施の形態２との相違点は、入力電圧検出回路１５と制御回路２１との間に高調波抽出回路１６が追加されていること、制御回路１１を制御回路２１に置き換えていること、短絡時間比率Ｄの計算式が異なることである。但し、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

制御回路２１は、極性検出回路１２の出力（極性情報）と直流電圧検出回路１４の出力（直流電圧情報）と高調波抽出回路１６の出力（高調波成分情報）と受け取る。直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４の情報を用いて位相調整を行う方法については、実施の形態２と同じである。

本実施の形態は、電流検出手段を必要としないため、実施の形態１９の構成に比べて、さらに簡単に実現することができる。

図２７は、本開示の実施の形態２１に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態と実施の形態３との相違点は、入力電圧検出回路１５と制御回路２１との間に高調波抽出回路１６が追加されていること、制御回路１１を制御回路２１に置き換えていること、短絡時間比率Ｄの計算式が異なることである。但し、高調波抽出回路１６の使用方法及び短絡時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

制御回路２１は、極性検出回路１２の出力（極性情報）と直流電圧検出回路１４の出力（直流電圧情報）と電流検出回路７の出力（電流情報）と高調波抽出回路１６の出力（高調波成分情報）とを受け取る。

直流電圧の制御方法、及び、電流検出回路７の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態３と同様である。

（実施の形態２２）
図２８は、本開示の実施の形態２２に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、実施の形態１９を別の回路で構成されたものであり、具体的には、実施の形態４に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

本実施の形態では、半導体スイッチ３を用いて交流電源１がリアクタ２を介して短絡される。リアクタ２に蓄えられたエネルギは、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを経由して平滑コンデンサ９に送られる。

本実施の形態では、一つの半導体スイッチを用いるため、実施の形態１９の場合とは異なり、交流電源１の極性を検出する必要がなく、整流回路装置の入力側の情報としてはゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と高調波抽出回路１６による入力電圧に含まれる高調波成分情報とが利用可能であれば十分である。制御回路２１の動作については、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、平滑回路８の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態４と同様である。

（実施の形態２３）
次に、本開示の実施の形態２３について説明する。本実施の形態は、実施の形態２２の説明で用いた図２８に示した構成において、電流検出回路７および平滑回路８を省略し、直流電圧検出回路１４の出力情報を用いて、前述の実施の形態２０と同じ機能を実現するものである。具体的には、実施の形態５に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

本実施の形態では、実施の形態２０の場合とは異なり、交流電源１の極性を検出する必要がなく、整流回路装置の入力側の情報としてはゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と高調波抽出回路１６による入力電圧に含まれる高調波成分情報とが利用可能であれば十分である。制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態５と同様である。

（実施の形態２４）
次に、本開示の実施の形態２４について図２９を用いて説明する。図２９は、実施の形態２４に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、前述の実施の形態２２とはさらに異なる回路で構成されたものであり、具体的には、実施の形態６に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

交流電源１は、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄにより整流された後、リアクタ２を介して半導体スイッチ３により短絡される。リアクタ２に蓄えられたエネルギは、ダイオード５を経由して平滑コンデンサ９に送られる。

本実施の形態においても、一つの半導体スイッチ３を用いるため、前述の実施の形態２２と同様に、整流回路装置の入力側の情報としてはゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報と高調波抽出回路１６による入力電圧に含まれる高調波成分情報が利用可能であれば十分である。制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電流検出回路７と平滑回路８との情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態６と同様である。

（実施の形態２５）
次に、本開示の実施の形態２５について説明する。

本実施の形態は、実施の形態２４の説明で使用した図２９に示した構成において、電流検出回路７および平滑回路８を省略して、直流電圧検出回路１４の情報を用いて、実施の形態２０と同じ制御を実現するものである。

具体的には、実施の形態７に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態７と同様である。

（実施の形態２６）
次に、本開示の実施の形態２６について図３０を用いて説明する。図３０は、実施の形態２６に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、図２８を用いて説明した実施の形態２２の構成において、電流検出回路７を交流側に移動させ、平滑回路８を省略したものである。

具体的には、実施の形態８に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電流検出回路７の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態８と同様である。

（実施の形態２７）
次に、本開示の実施の形態２７について図３１を用いて説明する。図３１は、実施の形態２７に係る整流回路装置の回路ブロック図である。本実施の形態は、図２９を用いて説明した実施の形態２４の構成において、電流検出回路７を交流側に移動させ、平滑回路８を省略したものである。

具体的には、実施の形態９に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電流検出回路７の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態９と同様である。

（実施の形態２８）
次に、本開示の実施の形態２８について図３２を用いて説明する。図３２は、実施の形態２８に係る整流回路装置の回路ブロック図である。

本実施の形態は、図２９を用いて説明した実施の形態２４において、電流検出回路７をダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、リアクタ２、半導体スイッチ３で構成されるループの中に移動させたものである。

具体的には、実施の形態１０に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

本実施の形態によれば、実施の形態２７と同じ制御を実現することができる。制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電流検出回路７の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態１０と同様である。

（実施の形態２９）
図３３は、本開示の実施の形態２９に係る整流回路装置の回路図である。本実施の形態は、実施の形態１１に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電圧検出回路１９の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態１１と同様である。

図３４Ａおよび図３４Ｂは、本実施の形態の動作を示す波形図である。この波形図も実施の形態１１に関連する図１５Ａおよび図１５Ｂに示す波形図と同様であるため、その説明を省略する。

（実施の形態３０）
図３５は、本開示の実施の形態３０の整流回路装置を示す回路図である。

本実施の形態は、実施の形態１２に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電圧検出回路１１９の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態１２と同様である。

（実施の形態３１）
図３６は、本開示の実施の形態３１の整流回路装置を示す回路図である。

本実施の形態は、実施の形態１３に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。

図３６において、実施の形態３１においても前述の図３５と同様に交流電源１の一端にリアクタ２が直接接続されている。

半導体スイッチ３はリアクタ２の出力と交流電源１の他端との間に接続されており、交流電源１とリアクタ２を直接短絡する回路構成である。

制御回路２１の動作のうち、高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同じである。

直流電圧の制御方法、及び、電圧検出回路１１９の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態１３と同様である。

（実施の形態３２）
次に、本開示の実施の形態３２について説明する。図３７を用いて本実施の形態の原理を説明する。図３７は、図２５、図２６および図２７にそれぞれ示した実施の形態１９、２０および２１と同じ基本回路構成に基づくものである。

図３７は、これら前述の回路構成において、交流電源１の二つの出力端子のうち、リアクタ２が接続される端子がプラス電位になる期間の状態を示すものである。図３７に示す状態における動作については、実施の形態１４と同一のため、詳細な説明は省略する。

本実施の形態の動作において、リアクタ２に流れる電流Ｉａｃが概ね正弦波であるためには、リアクタ２の両端の電位差が概ね正弦波であることが必要である。

交流電源１の一端の電圧Ｖａｃは正弦波であるので、交流電源１の他端の電圧Ｖｐｗｍも概ね正弦波である必要がある。半導体スイッチ３ａ、３ｂおよびダイオード６ｂ、６ｃの電圧損失は十分小さいので無視できるとすると、Ｖｐｗｍは下記式（３）により求められると考えられる。

Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×（１−Ｄ） （３）
ここで、
Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （２）
であるので、
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （４）
となり、Ｖｄｃが一定値であれば、Ｖｐｗｍの波形は正弦波になる。

しかしながら、入力電源電圧に歪みが含まれる場合には、上記式（２）及び（４）では入力電源の電圧の歪み分が反映されず、実際の入力電圧と計算されたＶｐｗｍとが相違するため入力電流が歪むことになる。

実施の形態１９で説明したように、高調波抽出回路１６により得られた入力電圧に含まれる高調波情報Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）を上記式（２）及び（４）に反映することにより、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを軽減することができる。入力電圧の歪みを反映させると、下記式（１１）及び式（１２）となる。

Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β）−Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）／Ｖｄｃ （１１）
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ×Ａ×ｓｉｎ（θ−β）＋Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ） （１２）
しかしながら、平滑コンデンサ９の容量は有限であるので、実施の形態１４で説明したように、直流電圧Ｖｄｃにはリップル成分が含まれる。このため、このままではＶｐｗｍの基本波成分は正弦波とは言えない。

この状況に対応するため、直流電圧の瞬時値Ｖｄｃと直流電圧の平均値Ｖｄｃ（ａｖ）とを用いて、
Ｖｐｗｍ＝｛Ｖｄｃ×Ａ×ｓｉｎ（θ―β）＋Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）｝
×｛Ｖｄｃ（ａｖ）÷Ｖｄｃ｝ （１３）
とすれば、
Ｖｐｗｍ＝Ｖｄｃ（ａｖ）×Ａ×ｓｉｎ（θ―β）
＋｛Ｖｄｃ（ａｖ）÷Ｖｄｃ｝×Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ） （１４）
となり、Ｖｐｗｍの基本波成分は正弦波になる。

ただし、この計算には直流電圧の平均値の演算が必要になる。そこで、直流電圧を目標値Ｖｄｃ＊に近づけるように直流電圧に対してフィードバック制御を行う。この制御そのものがローパスフィルタの特性を有するので、直流電圧の平均値は、直流電圧の目標値に収束していく。このため、平均値の代わりに目標値を用いることができる。

すなわち、前述の実施の形態１、実施の形態２および実施の形態１１において用いた演算式の係数Ａの代わりに、下記式（８）に示す係数Ａ１を用いればよい。

Ａ１＝Ａ／｛１−（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝
＝Ａ×Ｖｄｃ＊÷Ｖｄｃ （８）
図１９は、この処理の流れを説明するための波形図である。図１９において、図８と同様に、実直流電圧（Ｖｄｃ）と設定直流電圧（Ｖｄｃ＊）とが比較回路２０１により比較され、暫定的な短絡時間比率調整の結果である仮の係数Ａが得られる。

再調整回路２０２は、この仮の係数Ａを用いて上記式（８）の演算を行い、短絡時間比率Ｄを再調整する。こうして得られた係数Ａ１を用いた駆動パターンに応じて、半導体スイッチによる短絡および開放が行われる。

直流電圧に比してリップル成分は小さいという仮定が成り立つので、瞬時的な除算を簡単化する方法として、下記式（９）で表される係数Ａ２を用いてもよい。この方法によっても精度の高い補正ができる。

Ａ２＝Ａ×｛１＋(Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ)／Ｖｄｃ＊｝
＝Ａ×｛２−Ｖｄｃ／Ｖｄｃ＊｝ （９）
図２０は、図１９と同様に、この処理の流れを説明する波形図である。図２０において、図１９との差異は、再調整回路２０７が上記式（９）の演算を行い、短絡時間比率Ｄを再調整することである。こうして得られた係数Ａ２を用いた駆動パターンに応じて、半導体スイッチによる短絡および開放が行われる。

短絡時間比率Ｄの計算式及び短絡時間比率Ｄの再調整を除き、実施の形態１９から実施の形態３１における制御回路２１の動作は、それぞれの実施の形態において説明した内容と同一である。

（実施の形態３３）
次に、本開示の実施の形態３３について説明する。

本実施の形態の基本構成は、実施の形態１９の説明で用いた図２５と同様である。

高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式、直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４と平滑回路８との情報を用いて位相調整を行う方法については、実施の形態１９と同様である。

交流電源の半周期内の３点比較によるＯＮ幅の変調方法については実施の形態１５と同様である。短絡時間比率Ｄの再調整方法については、実施の形態３２と同様である。

（実施の形態３４）
次に、本開示の実施の形態３４について説明する。

本実施の形態の基本構成は実施の形態２０の説明で用いた図２６と同様である。

高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同様である。

直流電圧の制御方法、及び、直流電圧検出回路１４の情報を用いて位相調整を行う方法については、実施の形態２０と同様である。

交流電源の半周期内の前半又は後半内における２点比較によるＯＮ幅の変調方法については実施の形態１６と同様である。短絡時間比率Ｄの再調整方法については実施の形態３２と同様である。

（実施の形態３５）
次に、本開示の実施の形態３５について説明する。

本実施の形態の基本構成は実施の形態２１の説明で用いた図２７と同様である。

高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同様である。極性検出回路１２と直流電圧検出回路１４と直流電圧の制御方法、及び電流検出回路７と電流検出回路７の情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態２１と同様である。

交流電源の半周期内の３点比較によるＯＮ幅の変調方法については実施の形態１７と同様である。短絡時間比率の再調整方法については実施の形態３２と同様である。

（実施の形態３６）
次に、本開示の実施の形態３６について図３８を用いて説明する。図３８は、本実施の形態に係る整流回路装置の回路ブロック図である。

本実施の形態の基本構成は実施の形態１８に対して、入力電圧検出回路１５と制御回路１１との間に高調波抽出回路１６が追加され、制御回路１１を制御回路２１に置き換えたものである。高調波抽出回路１６の使用方法及び短時間比率Ｄの計算式については、実施の形態１９と同様である。

直流電圧の制御方法、及び、電流トランス７０と全波整流回路７１と平滑回路７２との情報を用いて位相調整を行う方法については実施の形態１８と同様である。

交流電源の半周期内の３点比較によるＯＮ幅の変調方法については実施の形態１７と同様である。短絡時間比率の再調整方法については実施の形態３２と同様である。

なお、ここまで各実施の形態により本開示をある程度詳細に説明したが、これらの開示内容は細部において適宜変更可能であり、各実施の形態における要素の組合せや順序の変更は、請求の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。また、各実施の形態における各要素は、電気回路として表現されているが、これに限らず、マイクロプロセッサおよびソフトウェアにより構成されることも可能である。

以上のように、本実施の形態に係る整流回路装置は、高速かつ高精度の電流検出手段を使用することなく、リアクタのインダクタンスの精度が確保されていない場合、負荷変動が大きい場合、または入力電源電圧に歪みが含まれている場合においても、任意の直流電圧を出力することができ、かつ、高力率で電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

本開示に係る整流回路装置は、単相交流電源を直流に変換することにより直流負荷を駆動する装置や、一旦整流された直流電力をインバータ回路により任意の周波数の交流電力に逆変換することにより電動機を駆動する装置、例えば、冷房、暖房または冷凍を行う装置などに幅広く適用される。

１，１０１ 交流電源
２，１０２ リアクタ
３，３ａ，３ｂ，１０３ 半導体スイッチ
５，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，１０５，１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄ ダイオード
６，１０６ ダイオードブリッジ
７ 電流検出回路
８ 平滑回路
９，１０９ 平滑コンデンサ
１０，１１０ 負荷
１１，２１，１１１ 制御回路
１２ 極性検出回路
１３ ゼロクロス検出回路
１４ 直流電圧検出回路
１５ 入力電圧検出回路
１６ 高調波抽出回路
１９，１１９ 電圧検出回路
７０ 電流トランス
７１ 全波整流回路
７２ 平滑回路
１０７ 電流検出手段
１１３ ゼロクロス検出手段
１１５ 電圧検出手段
２０１ 比較回路
２０２，２０７ 再調整回路

Claims (8)

1. リアクタと半導体スイッチとを用いた力率改善機能を有し、交流電源を整流して直流側に直流電圧を出力する整流回路装置であって、前記半導体スイッチを制御する制御回路と、前記交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、前記交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記交流電源から流れる電流を検出する電流検出回路と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、前記制御回路は、前記極性または前記ゼロクロスに応じて前記交流電源の電圧の位相を推定し、前記交流電源の電圧と前記位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて前記半導体スイッチを制御し、前記制御回路はさらに、前記交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの前記直流側の電流量が近づくように、前記駆動パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整するようにし、検出された前記直流電圧を目標値に近づけるよう、前記駆動パターンの短絡時間比率を調整するようにし、前記交流電源の電圧から検出した半周期または１周期毎の入力電圧情報をｆｖ（θ）とした場合、前記交流電源の電気角θの近傍における前記短絡時間比率Ｄを、式（１）を用いて計算し、
   Ｄ＝１−Ａ×ｆｖ（θ−β） （１）
   前記制御回路はさらに、前記交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの電流値の差異に応じて、前記式（１）における位相遅れβを調整し、検出された前記直流電圧と前記直流電圧の目標値との差異に応じて、前記式（１）における係数Ａを調整するように構成した整流回路装置。
2. 前記制御回路は、検出された前記直流電圧と前記直流電圧の目標値との比により、前記短絡時間比率を再調整するように構成された請求項１に記載の整流回路装置。
3. リアクタと半導体スイッチとを用いた力率改善機能を有し、交流電源を整流して直流側に直流電圧を出力する整流回路装置であって、前記半導体スイッチを制御する制御回路と、前記交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、前記交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、 前記リアクタに流れる電流の有無を検出する回路と、を備え、前記制御回路は、前記極性または前記ゼロクロスに応じて前記交流電源の電圧の位相を推定し、前記交流電源の電圧と前記位相とに関連付けられた半周期毎または１周期毎の入力電圧情報に基づいた駆動パターンに応じて前記半導体スイッチを制御し、前記制御回路はさらに、前記交流電源の瞬時電圧がゼロになる時点の前後において、前記駆動パターンの位相を、前記リアクタに流れる電流が検出された場合には前記交流電源の電圧に対して進め、前記リアクタに流れる電流が検出されなかった場合には前記交流電源の電圧に対して遅らせるように構成された整流回路装置。
4. 前記リアクタに流れる電流の有無を検出する回路は、前記リアクタの前記整流回路装置の出力側に接続されたダイオードの少なくとも一つが前記整流回路装置の出力側と導通状態であるかどうかにより検出する請求項３に記載の整流回路装置。
5. リアクタと半導体スイッチとを用いた力率改善機能を有し、交流電源を整流して直流側に直流電圧を出力する整流回路装置であって、前記半導体スイッチを制御する制御回路と、前記交流電源の電圧の極性またはゼロクロスを検出する回路と、前記交流電源の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記入力電圧検出回路の出力信号から基本波成分を除く成分または任意の高調波成分を抽出する高調波抽出回路と、を備え、前記制御回路は、前記極性または前記ゼロクロスに応じて前記交流電源の電圧の位相を推定し、前記位相に基づいた基本パターンに前記高調波抽出回路により抽出された成分を付加して得られた駆動パターンに応じて前記半導体スイッチを制御し、前記制御回路はさらに、前記基本パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整するように構成し、前記制御回路は、前記交流電源の電圧の基本波成分をｓｉｎ（θ）、高調波成分をＶａｃ_ｈａｒｍ(θ)、直流電圧をＶｄｃとした場合、前記交流電源の電気角θ近傍における前記駆動パターンの短絡時間比率Ｄを、式（１０）を用いて計算し、
   Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β）−Ｖａｃ_ｈａｒｍ（θ）÷Ｖｄｃ（１０）
   前記制御回路はさらに、前記交流電源の半周期毎の前半と後半とにおいてそれぞれ検出された二つの電流値の差異に応じて前記式（１０）における位相遅れβを調整し、検出された直流電圧と直流電圧の目標値との差異に応じて前記式（１０）における係数Ａを調整するように構成された整流回路装置。
6. 前記制御回路は、検出された前記直流電圧を目標値に近づけるよう、前記駆動パターンの短絡時間比率を調整するように構成された請求項５に記載の整流回路装置。
7. 前記制御回路は、前記交流電源の半周期の序盤と中盤と終盤とのそれぞれにおいて検出された電流比レベルが１：√２：１となるように、前記駆動パターンを調整するように構成された請求項１に記載の整流回路装置。
8. 前記制御回路は、前記交流電源の半周期内における前記直流電圧の波形が左右対称となるように、前記駆動パターンを調整するように構成された請求項１に記載の整流回路装置。
   

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