CN102647100A - 一种集成的Buck-flyback高功率因数变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及集成的Buck-flyback高功率因数变换器。传统的变换器拓扑难以同时实现高功率因数和高效率。本发明中交流输入电源的一端接二极管D1阳极、二极管D3阴极和二极管D5阳极,另一端接二极管D2阳极、二极管D4阴极和二极管D6阳极,二极管D1阴极接二极管D2阴极、输出二极管Do阴极和变压器副边绕组的同名端,变压器副边绕组的异名端接输出电容器的正端和负载的一端,输出电容器的负端接负载的另一端、开关管Q1漏极和输出二极管Do阳极,二极管D3阳极接二极管D4阳极、开关管Q1源极和开关管Q2源极。本发明通过控制既可实现Flyback电路功能,又可实现Buck电路功能,从而实现高功率因数和高效率。

Description

—种集成的Buck-flyback高功率因数变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及ー种新型的高功率因数变换器,特别是应用于高效率、低输入电流谐波的功率因数校正电路场合。
背景技术
[0002] 由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变,网侧输入功率因数很低,为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求,必须在这些用电设备中加入功率因素校正装置(PFC)。传统的有源功率因素校正电路一般采用Boost (升压)拓扑、Buck-boost (升降压)拓扑或Buck (降压型)拓扑。其中,Boost拓扑具有控制容易,驱动简单以及在整个エ频周期内都可以进行开关工作,输入电流 的功率因数可以接近于I等特点;但是Boost电路具有输出电压高的缺点,而且在宽范围输入(90Vac-265Vac)条件下,在低电压段(90Vac_l IOVac )效率会比高压段(220Vac_265Vac)低1-3%。而采用Buck-boost (升降压)拓扑,电路损耗相对Buck拓扑会大ー些。在小功率应用场合,Buck (降压)拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。由于エ业上的热设计都是根据效率最低点来设计的,因此Buck拓扑的热设计也比Boost (升压)拓扑和Buck-boost (升降压)拓扑简単。所以,目前Buck (降压型)拓扑被越来越多地用到エ业产品中,如中小功率的直流-直流变换器的前级PFC电路或者单级LED驱动器等,如图I所示。
[0003] 然而,Buck (降压型)拓扑应用于PFC电路,在整流后的输入电压Vin小于输出电压V0的区间内,输入电流ia。为零,如图2所示。这段死区时间极大程度地増加了输入电流谐波,影响了网侧输入功率因数。
发明内容
[0004] 针对上述不足,本发明提出了ー种集成的Buck-flyback高功率因数变换器。本发明提出的集成的Buck-flyback高功率因数变换器可通过对开关管的控制实现PFC功能,并且使得输入电流ia。在Vin小于输出电压V。的区间内有电流。从而解决了前文所述的传统Buck (降压型)拓扑应用于PFC电路功率因数较低的问题。
[0005] 本发明提出的集成的Buck-flyback高功率因数变换器包括交流输入电源Va。、ニ极管D1〜D6、变压器T、输出ニ极管D。、开关管Q1、开关管Q2,输出电容器C。以及负载RlMd。其中,交流输入电源Va。的一端接ニ极管D1的阳极、ニ极管D3的阴极和ニ极管D5的阳极,交流输入电源Va。的另一端接ニ极管D2的阳极、ニ极管D4的阴极和ニ极管D6的阳极,ニ极管D1的阴极接ニ极管D2的阴极、输出ニ极管D。的阴极和变压器T副边绕组的同名端,变压器T副边绕组的异名端接输出电容器C。的正端和负载Rltjad的一端,输出电容器C。的负端接负载札-的另一端、开关管Q1的漏极和输出ニ极管D。的阳极,ニ极管D3的阳极接ニ极管D4的阳极、开关管Q1的源极和开关管Q2的源极,ニ极管D5的阴极接ニ极管D6的阴极和变压器T原边绕组的同名端,变压器T原边绕组的异名端接开关管Q2的漏扱。
[0006] 其中,开关管Q1可以为不同类型的开关器件。[0007] 其中,开关管Q2可以为不同类型的开关器件。[0008] 其中,输出电容C。在某些应用场合可以省掉。
[0009] 其中,负载Rltjad可以是电阻负载、LED负载或者后级电路。
[0010] 采用本发明提出的高功率因数变换器,至少可以达到以下有益效果:
(I)兼具Buck电路和Flyback电路二者的功能和优点,通过合适控制既可实现Flyback电路功能,又可实现Buck电路功能,因此电路功能灵活。
[0011] (2)在应用于PFC电路时,相对传统非隔离Buck PFC电路,提升了输入交流进线的功率因数,降低了电流谐波含量。
[0012] (3)相对传统非隔离Buck电路,仅增加了两个ニ极管、一个开关管和ー个电感绕组,开关控制策略实现简単,开关管可共地驱动,电路总体成本增加不多却可实现如上所述的性能的提升。
附图说明
[0013] 图I为Buck PFC电路系统结构图;
图2为Buck PFC电路波形图;
图3为本发明提出的集成的Buck-flyback高功率因数变换器;
图4a为本发明提出的高功率因数变换器工作模态I的等效电路图;
图4b为本发明提出的高功率因数变换器工作模态II、IV、VI、VIII的等效电路图;
图4c为本发明提出的高功率因数变换器工作模态III的等效电路图;
图4d为本发明提出的高功率因数变换器工作模态V的等效电路图;
图4e为本发明提出的高功率因数变换器工作模态VII的等效电路图;
图5为本发明提出的集成的Buck-flyback高功率因数变换器实现的电路波形图;
图6为本发明的第一具体实施例;
图7为图6所示具体实施例中的主要波形图;
图8为本发明的第二具体实施例。
具体实施方式
[0014] 下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进ー步详细的描述。
[0015] 如图3所示,本发明提出的集成的Buck-flyback高功率因数变换器包括交流输入电源Va。、ニ极管D1〜D6、变压器T、输出ニ极管D。、开关管Q1、开关管Q2,输出电容器C。以及负载RlMd。其中,交流输入电源Va。的一端接ニ极管D1的阳极、ニ极管D3的阴极和ニ极管D5的阳极,交流输入电源Va。的另一端接ニ极管D2的阳极、ニ极管D4的阴极和ニ极管D6的阳极,ニ极管D1的阴极接ニ极管D2的阴极、输出ニ极管D。的阴极和变压器T副边绕组的同名端,变压器T副边绕组的异名端接输出电容器C。的正端和负载Rltjad的一端,输出电容器C。的负端接负载Rlrad的另一端、开关管Q1的漏极和输出ニ极管D。的阳极,ニ极管D3的阳极接ニ极管D4的阳极、开关管Q1的源极和开关管Q2的源扱,ニ极管D5的阴极接ニ极管D6的阴极和变压器T原边绕组的同名端,变压器T原边绕组的异名端接开关管Q2的漏扱。
[0016] 其中,开关管Q1可以为不同类型的开关器件,优选MOS管、三极管和IGBT等。
[0017] 其中,开关管Q2可以为不同类型的开关器件,优选MOS管、三极管和IGBT等。[0018] 其中,输出电容C。在某些应用场合可以省掉,如负载为LED或电池。
[0019] 其中,负载Rltjad可以是电阻负载、LED负载、电池或者后级电路。
[0020] 在ー个线电压周期中,该电路有八种不同的工作状态和五种等效电路,等效电路如图3所示,开关管组合状态与输入电压、电流关系与表I所示。
[0021 ] 表I本发明的Buck-flyback高功率因数变换器开关管组合状态与输入电压、电流关系
Figure CN102647100AD00051
(I)工作模态I :
当输入电压va。处正半周期、Vac幅值低于输出电压V。、开关管Q2导通且开关管Q1关断时,本发明的高功率因数变换器工作在正向Flyback的充电模式,即工作模态I,等效电路如图4a所示,此时输入电压Va。通过ニ极管D5和D4加在变压器T原边绕组两端,变压器T原边激磁电感电流iaux上升。
[0022] (2)工作模态II:
当输入电压va。处正半周期、Vac幅值低于输出电压V。、开关管Q2关断且开关管Q1关断时,本发明的高功率因数变换器工作在在正向Flyback的续流模式,即工作模态II,等效电路如图4b所示。此时ニ极管D。导通续流,储存在变压器T原边激磁电感中的能量转移到变压器T副边,副边激磁电感电流れ下降.
(3)工作模态III :
当输入电压Va。处正半周期、Va。幅值比输出电压V。高时、开关管Q1导通且开关管Q2关断吋,该变换器工作在正向Buck模式的充电模式,即工作模态III,等效电路如4c所示。此时电压U。)通MD1和D4给变压器T副边激磁电感充电,电感充电,变压器T副边激磁电感电流れ上升。
[0023] (4)工作模态IV:
当输入电压va。处正半周期、Va。幅值比输出电压V。高时、开关管Q1关断且开关管Q2关断吋,该变换器工作在正向Buck模式的放电模式,即工作模态IV,等效电路如4b所示。此时ニ极管D。导通续流,变压器T副边激磁电感处于放电状态,电感电流れ下降。
[0024] 当输入电压Vae处于负半周期时,该变换器同样有Flyback工作模式和Buck两种工作模式以及工作模态VI〜VIII四个工作模态,对应的等效电路如图4b、图4d和图4e所示,详细的工作过程这里不再重复描述。
[0025] 采用本发明电路后,可消除输入电流波形的死区时间,改善电路的功率因数,如图5所示。
[0026] 图6为本发明的ー个具体实施例,包括本发明的主电路拓扑以及控制电路。其中主电路包括交流输入电源Va。、ニ极管D1〜D6、变压器T、输出ニ极管D。、开关管Q1、开关管Q2,输出电容器C。以及负载RlMd。其中,交流输入电源Va。的一端接ニ极管D1的阳极、ニ极管D3的阴极和ニ极管D5的阳极,交流输入电源Va。的另一端接ニ极管D2的阳极、ニ极管D4的阴极和ニ极管D6的阳极,ニ极管D1的阴极接ニ极管D2的阴极、输出ニ极管D。的阴极和变压器T副边绕组的同名端,变压器T副边绕组的异名端接输出电容器C。的正端和负载Rltjad的一端,输出电容器C。的负端接负载Rlrad的另一端、开关管Q1的漏极和输出ニ极管D。的阳扱,ニ极管D3的阳极接ニ极管D4的阳极、开关管Q1的源极和开关管Q2的源扱,ニ极管D5的阴极接ニ极管D6的阴极和变压器T原边绕组的同名端,变压器T原边绕组的异名端接开关管Q2的漏极,变压器T第三绕组同名端接原边地,变压器T第三绕组异名端输出检测信号ZCD给控制电路。其中控制电路包括:Va。幅值检测电路601、输出电流I。检测电路602、相位检测电路603、误差放大电路604、电流过零检测电路605、PFC控制电路606、反相器607、逻辑及驱动电路608。进一歩,相位检测电路603包括比较器Uc3和比较基准Vb_&y,误差放大网络604包括电阻Rf、电容Cf、误差放大器Uf和基准V,ef,电流过零检测电路605包括比较器Uc2和比较基准Vd。,逻辑及驱动电路608包括与门Ua、与门Ub、驱动电路Dct1以及驱动电路Dct2。其中Va。幅值检测电路601主要用来检测交流输入电压整流后的电压幅值,Va。幅值检测电路601的输出接相位检测电路603中比较器Uc3的正输入端,比较器Uc3的负输入端接比较基准Vb_ty,比较器Uc3的输出端Vph接反相器607的输入端和逻辑及驱动电路608中的与门Ua的一个输入端,反相器607的输出信号接逻辑及驱动电路608中的与门Ub的一个输入端;输出电流I0检测电路602用来获取输出电流I0信号;输出电流I0检测电路602的输出端接误差放大电路604中的电阻Rf的一端,电阻Rf的另一端接运放Uf的负输入端和电容Cf的一端,运放Uf的正输入端接电压基准VMf,电容Cf的另一端接运放Uf的输出端,运放Uf的输出信号送入给PFC控制电路606 ;电流过零检测电路605中比较器Uc2的负端接电感电流过零信号Z⑶,比较器Ue2的正端接基准Vd。,比较器Ue2的输出信号送入PFC控制电路606 ;PFC控制电路606的输出信号\接到逻辑及驱动电路608中的与门Ua的ー个输入端和与门Ub的一个输入端;与门Ua的输出端接驱动器Dct1的输入端,驱动器Dct1的输出端输出驱动信号Vtn接到主电路开关管Q1的门极,与门Ub的输出端接驱动器Dct2的输入端,驱动器Dct2的输出端输出驱动信号Vffi接到主电路开关管Q2的门极。 [0027] 图6所示控制电路产生的主要波形如图7所示。图6所示电路工作过程简单描述如下:交流输入电压Vae经Vae幅值检测电路601后送入相位检测电路603经比较器U。与设定的电压基准vb_dl7进行比较,产生控制信号Vph,其中通过设定vb_dl7可设定Flyback模式和Buck模式切换的临界电压;电流过零检测电路605根据检测的变压器T的辅助绕组异名端电压来判断变压器T副边激磁电感电流的过零点,输出电感电流过零检测信号给PFC控制器606 ;逻辑及驱动电路608根据控制信号Vph以及PFC控制器606产生的驱动信号\产生开关管Q1和开关管Q2的驱动信号Vm和Vffi ;在Vph为低电平的区间,驱动信号Vtn为0,开关管Q1处于常关状态,驱动信号Vffi信号与\相同,控制开关管Q2不停通断,使主电路エ作在Flyback模式;在Vph为高电平的区间,驱动信号Vffi为O,开关管Q2处于常关状态,驱动信号信号与\相同,控制开关管Q1不停通断,使主电路工作在Buck模式。误差放大网络604将检测到的输出电流I。信号与设定的基准VMf进行比较,当反馈的输出电压I0信号低于基准Vref时,误差放大器Uf输出电压上升,经PFC控制器使得开关管占空比増加;反之,当反馈的输出电压V。信号低于基准VMf时,误差放大器Uf输出电压下降,经PFC控制器使得开关管的占空比减小,从而实现对输出电流的恒流。
[0028] 本发明不仅可用于恒流电路,也可用于稳压电路。如图8所示。图8所示实施例与图6所示实施例的区别仅在于通过输出电压V。检测702采集输出电压V。信号用于反馈,从而实现输出稳压,除此之外,主要模块和工作过程 都与图6所示实施例相仿,这里不再详述。
[0029] 本发明的权利要求书主要是用于限定和保护提出的主电路结构。对于本发明提出的电路结构,凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰,或通过各模块的各种具体实施方式的不同的组合方式,形成不同的具体实施例等,都应涵盖在本发明的保护范围之内。对于主电路的控制方式,本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有许多方式实现,说明书中所述的只是若干具体实施例子。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时,本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
[0030] 本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中,还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改,在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时,无论在上文中出现了如何详细的说明,也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化,然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
[0031] 如上述一样应当注意,在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之,不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例,除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此,本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例,还包括在权利要求书之中。

Claims (4)

1. ー种集成的Buck-flyback高功率因数变换器,包括交流输入电源Va。、ニ极管D1、ニ极管D2、ニ极管D3、ニ极管D4、ニ极管D5、ニ极管D6、变压器T、输出ニ极管D。、开关管Q1、开关管Q2,输出电容器C。以及负载Rltjad,其特征在于:交流输入电源Va。的一端接ニ极管D1的阳极、ニ极管D3的阴极和ニ极管D5的阳极,交流输入电源Va。的另一端接ニ极管D2的阳极、ニ极管D4的阴极和ニ极管D6的阳极,ニ极管D1的阴极接ニ极管D2的阴极、输出ニ极管D。的阴极和变压器T副边绕组的同名端,变压器T副边绕组的异名端接输出电容器C。的正端和负载RiMd的一端,输出电容器C。的负端接负载Rltjad的另一端、开关管Q1的漏极和输出ニ极管D。的阳极,ニ极管D3的阳极接ニ极管D4的阳极、开关管Q1的源极和开关管Q2的源极,ニ极管D5的阴极接ニ极管D6的阴极和变压器T原边绕组的同名端,变压器T原边绕组的异名端接开关管Q2的漏扱。
2.根据权利要求I所述的ー种集成的Buck-flyback高功率因数变换器,其特征在于:所述的开关管Q1和开关管Q2为MOS管、三极管或IGBT。
3.根据权利要求I所述的ー种集成的Buck-flyback高功率因数变换器,其特征在于:负载R1-为电阻负载、led、电池或者后级电路。
4.根据权利要求3所述的ー种集成的Buck-flyback高功率因数变换器,其特征在于:当负载Rlt5ad为LED或电池时,输出电容C。可以省掉。
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