CN114301312A - 一种无输入储能电感软开关隔离型三相pfc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器及其控制方法，它包括输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元、桥式谐振变换单元、变压器和次级整流输出单元；本发明通过对输入开关型整流桥臂组中的开关管施加“中”、“高”模式PWM驱动信号，同时对桥式谐振变换单元施加与输入开关型整流桥臂组二分之一频率的LLC全桥PWM驱动信号，实现三相无输入储能电感隔离谐振软开关整流变换及功率因数矫正；本发明的结构简单，实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，降低了功率器件的开关损耗，适合于高功率密度场合。

Description

一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器及其控制 方法

技术领域

本申请涉及直流变换器技术领域，具体涉及一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器及其控制方法。

背景技术

近年来单体设备用电负荷的容量越来越大，大多是采用三相供电，比如电动汽车充电站等，假如没有PFC矫正功能就会对电网的电能质量产生很大破坏，严重时甚至会导致电网的瘫痪。随着国家对电能质量法规的要求越来越严格，目前较大功率的AC/DC电源都必须采用PFC(功率因素校正)电路，包括升压型(Boost)和降压型(Buck)两种，为获得较为稳定和安全的的输出电压，一般都需要的在PFC变换器后级均需要增加一级隔离型直流变换器，所以长期以来，对于三相交流输入的交直流变换电路，一般为PFC+DC/DC两级电路。由于两级电路的多次变换，导致开关损耗及导通损耗较多，效率下降严重。因此，国外有相关学者提出过单级的三相交直流变换器，如文献1所提出的ZVSZCS变换器，某种程度实现了三相单级隔离软开关变换，同时为了解决变压器偏磁饱和等问题尝试了两种驱动方案和电路，但是第二种电路显得较为复杂以及在输入电压不同的区间内输入侧电路会面临较高的杂散电感引起的电压应力；文献2作者提出的一种单级隔离电路，由于是单向性变压器励磁，输入电压的导通角度和导通时间有限，因此对输入电流的滤波会有较高要求，对降低谐波等受到限制；文献3作者Silva M等提出了一种谐振式的Swiss隔离变换器和一种桥式隔离变换器，但是其认为桥式变换器(如图1所示)较为复杂，而重点介绍了谐振式的正激隔离变换器，该变换器适用的功率较小，且电路中的开关管会因谐振复位承受较高电压应力。文献4中，Sisi Zhao等提出了一种改进型的Vienna rectifier Ⅲ，但是仍然没有解决变压器励磁对称性的问题，且由于输入电压的变化以及负载的变化，导致桥式变换电路并不能保证一定实现零电压零电流开通关断，输入整流器相关部分会因为电路的杂散电感需要增加较多的吸收处理。前述文献中的方案以及其他作者所提出的软开关式矩阵式变换器，都是在比较理想输入条件或者输出条件下配合其控制方法；但是由于实际设备的三相输入电压源并非理想，会有各种不同的瞬态电能质量问题，比如有电网暂降，突波，频率跳变等各种各样的实际工况，因此该拓扑装置对于电网的条件会太过敏感，或者说电网适应性较差，从而导致可靠性较差，无法大规模化量化生产，这也是至今不见该技术大范围推广应用到产品的原因。

参考文献：

1、K.Wang，F.Lee，D.Boroyevich，and X.Yan，“A new quasi-single-stageisolated three-phase ZVZCS buck PWM rectifier”，in Proc.of 27th Annual IEEEPower Electronics Specialists Conference(PESC)，1996，pp.449–455。

2、D.S.Greff and I.Barbi,，“A single-stage high-frequency isolatedthree-phase ac/dc converter”，in Proc.32nd IEEE Ind.Electron.Soc.Conf.，Nov.6–10，2006,pp.2648–2653。

3、Silva M，Hensgens N，Oliver J，et al.Isolated Swiss-Forward Three-Phase Rectifier with Resonant Reset[J].IEEE Transactions on PowerElectronics，2015，31(7):4795-4808。

4、Sisi Zhao，Uros Borovic，Marcelo Silva，Oscar Garcia，Predrag Pejovic，“Modified VIENNA Rectifier III to Achieve ZVS in All Transitions:Analysis，Design and Validation”，IEEE Transactions on Power Electronics 2021/05/26。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器及其控制方法，可以解决上述现有技术中存在的因变换器结构及控制方法复杂导致应用受限的技术问题。

本发明采取的技术方案是：一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元、桥式谐振变换单元、变压器和次级整流输出单元；所述输入开关型整流桥臂组包括第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂，每个开关整流桥臂均包括交流输入端口、正输出端口和负输出端口，所述交流输入端口、正输出端口和负输出端口之间设置有等效可控选择开关；所述输入吸收缓冲单元包括串联连接的第四开关管和吸收缓冲电容；所述第四开关管的源极分别与第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的正输出端口连接，所述吸收缓冲电容分别与第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的负输出端口连接；所述桥式谐振变换单元包括桥式逆变电路和第一串联谐振单元，所述桥式逆变电路为全桥式逆变电路或半桥式逆变电路，所述第一串联谐振单元包括串联连接的第一谐振电容和第一谐振电感，所述桥式逆变电路的输入端与所述第一吸收缓冲单元连接，输出端与第一谐振电容和变压器初级侧连接，所述变压器初级侧还与所述第一谐振电感连接；所述变压器次级侧与所述次级整流输出单元连接；所述次级整流输出单元包括整流电路、输出谐振缓冲单元和输出储能滤波单元；所述整流电路为全波整流电路或全桥整流电路，所述整流电路由全二极管组成、带有反并联二极管的开关管或具备整流功能的其他形式开关管中的其中一种组，或者由开关管和二极管混合组成；所述输出谐振缓冲单元包括串联连接的第九开关管和谐振缓冲电容，所述输出储能滤波单元包括串联连接的第一储能电感和滤波电容；所述第九开关管的源极与所述整流电路的输出端和第一储能电感连接，所述谐振缓冲电容与所述整流电路的输出端和滤波电容连接；所述滤波电容两端分别作为变换器输出端的正极和负极。

进一步地，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或者两个高频开关管反向串联后再与二极管连接，所述等效可控选择开关根据交流整流导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号可以控制开通与关断从而实现有方向选择性的导通连接，即形成对交流正半波的高频脉冲式整流导通，或者交流负半波高频脉冲式整流导通。

进一步地，所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成，或者由两个开关管和两个二极管组成；

当所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第十一二极管和第十二二极管的阳极连接，所述开关管的源极与第三二极管和第四二极管的阴极连接；所述第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接；所述第十二二极管的阴极和第三二极管的阳极与所述交流输入端口连接；所述第四二极管的阳极与所述负输出端口连接；

当所述等效可控选择开关由两个开关管和两个二极管组成时，具有三种连接方式：

第一种连接方式为第一开关管和第十一二极管串联成第一支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述正输出端口连接，第二开关管和第十二二极管串联成第二支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述负输出端口连接，所述第一支路与所述第二支路关于所述交流输入端口对称；

第二种连接方式为第一开关管和第二开关管反向串联后，第一开关管与所述交流输入端口连接，第二开关管与第十一二极管的阳极和第十二二极管的阴极连接，第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接，第十二二极管的阳极与所述负输出端口连接；

第三种连接方式为第一开关管和第二开关管反向串联后，第一开关管与所述交流输入端口连接，第十一二极管的阳极与第一开关管和第二开关管的串联点连接，第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接，第十二二极管的阴极与第二开关管连接，第十二二极管的阳极与所述负输出端口连接。

进一步地，所述输入开关型整流桥臂组中的开关管为设置有反并二极管的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收缓冲电容为无极性的电容或有极性的电容；所述第一谐振电感为外置式电感、变压器内部的耦合漏感或者外置电感和变压器内部漏感的耦合电感。

进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的交流输入端口连接。

上述无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法为：

S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；

S200：根据步骤S100中的锁相相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

S300：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始变换器工作；

S400：对当前区间段下的开关型整流桥臂施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；随之施加PWM驱动信号使第四开关管导通，然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路及第四开关管关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；使各相电流在每个开关周期内都能够导通；同时对第四开关管施加略微延迟于“中”模式开通和同时关断的PWM驱动信号。

进一步地，在步骤S300～S400中，当输入开关型整流桥臂组和第四开关管处于PWM工作状态时，第四开关管和第九开关管的PWM开关频率与控制第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的PWM开关频率一致，并且是桥式谐振变换单元工作频率的两倍，第四开关管和桥式谐振变换单元定义的工作相对起点一致；桥式谐振变换单元的各驱动占空比一致且不超过0.5，并留有桥式逆变电路必要的死区时间。

进一步地，所述“高”模式PWM驱动信号为一直存在的高电平信号或PWM驱动信号，所述“高”模式PWM驱动信号的驱动电压高电平时间大于所述“中”模式PWM驱动信号高电平时间；当桥式谐振变换单元为半桥式谐振变换单元时，施加给输入开关型整流桥臂组的“高”模式PWM驱动信号为只能是不超过50％占空比的PWM驱动信号。

进一步地，在步骤S300～S400中，桥式逆变电路和次级整流输出单元开关管的PWM驱动信号的工作频率区间是第一串联谐振单元固有谐振频率的正负百分之15％。

进一步地，在步骤S300～S400中，若输入电压经变压器匝比耦合高于设定的输出电压时，则对输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元及桥式谐振变换单元施加的PWM驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比加大；若施加的PWM驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到输出电压的需求，则固定占空比，将工作频率朝下限值调节，进入升压模式，实现稳压；在做正向变换时，施加给第九开关管的驱动延迟于桥式谐振变换单元的PWM驱动，即留有一定的开通死区，同时关闭时刻与桥式谐振变换单元的PWM驱动一致。

进一步地，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。

本发明的有益效果在于：

(1)从结构上，本发明改变了传统AC/DC变换器需要PFC稳压电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本发明的拓扑结构，可以节省常规交直流变换器的交流整流后的储能单元，例如大电感和大电容；

(2)从控制上，改变了传统的串联谐振变换需要宽范围调频实现电压控制模式，本发明主要通过调节各变换单元开关管的占空比来实现调压，辅以调频升压，与传统的桥式变换器调压控制原理接近，相对简单。

(3)从效率上来说，由于输入开关型整流桥臂组直接与后端的桥式谐振变换单元连接，对输入电流实现了谐振软开关化，因此，相对于传统的带有功率因素校正功能的隔离型三相交直流变换器而言，通过一级变换电路就实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，效率提高。

(4)此外，相对其他单级变换器，由于输入吸收缓冲电路的介入，以及从拓扑形态上更加接近两级变换，所以稳定性较好，能有效应对输入电压出现跳变或者极性突变的情况，其电网适应性更强，工作稳定性更高，设备质量更加可靠。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1是现有的交直流变换器方框示意图；

图2是现有的隔离型Swiss单级变换器结构示意图；

图3是本发明实施例的方框结构示意图；

图4是本发明实施例的三相电压波形示意及交汇点定义示意图；

图5是本发明实施例的具体连接示意图；

图6是本发明实施例中输入开关型整流桥臂组的具体实施例示意图；

图7是本发明实施例的AC-0区间AB相导通回路示意图一；

图8是本发明实施例的AC-0区间BC相续流回路示意图一；

图9是本发明实施例的AC-0区间桥式谐振变换单元电流续流回路示意图一；

图10是本发明实施例的AC-0区间AB相导通回路示意图二；

图11是本发明实施例的AC-0区间BC相续流回路示意图二；

图12是本发明实施例的AC-0区间桥式谐振变换单元电流续流回路示意图二；

图13是本发明实施例的整流电路连接具体实施示意图；

图14是本发明实施例的AC-0区间某一时刻的具体实施关键波形示意图；

图15是本发明实施例工频周期内各开关型整流桥臂组驱动波形关系示意；

图16是本发明实施例的桥式谐振变换单元为半桥谐振变换单元具体实施示意图1；

图17是本发明实施例的桥式谐振变换单元为半桥谐振变换单元具体实施示意图2。

附图标记解释：KB1-第一开关整流桥臂，KB2-第二开关整流桥臂，KB3-第三开关整流桥臂，D1-第一二极管，D2-第二二极管，D3-第三二极管，D4-第四二极管，D11-第十一二极管，D12-第十二二极管，D13-第十三二极管，D14-第十四二极管，Q1-第一开关管，Q2-第二开关管，Q4-第四开关管，Q5-第五开关管，Q6-第六开关管，Q7-第七开关管，Q8-第八开关管，Q9-第九开关管，Q10-第十开关管，Q11-第十一开关管，Q12-第十二开关管，Q13-第十三开关管，Lr-第一谐振电感，Lm-励磁电感，Tra-变压器，Cr-第一谐振电容，Cs1-吸收缓冲电容，Cs2-谐振缓冲电容，C1-滤波电容，L1-第一储能电感，Phase A-A相输入，Phase B-B相输入，Phase C-C相输入，1-交流输入端口，2-正输出端口，3-负输出端口。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。

如图3所示，一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元、桥式谐振变换单元、变压器Tra和次级整流输出单元；所述输入开关型整流桥臂组包括第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3，每个开关整流桥臂均包括交流输入端口1、正输出端口2和负输出端口3，所述交流输入端口1、正输出端口2和负输出端口3之间设置有等效可控选择开关；所述输入吸收缓冲单元包括串联连接的第四开关管Q4和吸收缓冲电容Cs1；所述第四开关管Q4的源极分别与第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的正输出端口2连接，所述吸收缓冲电容Cs1分别与第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的负输出端口3连接；所述桥式谐振变换单元包括桥式逆变电路和第一串联谐振单元，所述桥式逆变电路为全桥式逆变电路或半桥式逆变电路，所述第一串联谐振单元包括串联连接的第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr，所述桥式逆变电路的输入端与所述第一吸收缓冲单元连接，输出端与第一谐振电容Cr和变压器Tra初级侧连接，所述变压器Tra初级侧还与所述第一谐振电感Lr连接；所述变压器Tra次级侧与所述次级整流输出单元连接；所述次级整流输出单元包括整流电路、输出谐振缓冲单元和输出储能滤波单元；所述整流电路为全波整流电路或全桥整流电路，所述整流电路由全二极管组成、带有反并联二极管的开关管或具备整流功能的其他形式开关管中的其中一种组，或者由开关管和二极管混合组成；所述输出谐振缓冲单元包括串联连接的第九开关管Q9和谐振缓冲电容Cs2，所述输出储能滤波单元包括串联连接的第一储能电感L1和滤波电容C1；所述第九开关管Q9的源极与所述整流电路的输出端和第一储能电感L1连接，所述谐振缓冲电容Cs2与所述整流电路的输出端和滤波电容C1连接；所述滤波电容C1两端分别作为变换器输出端的正极和负极。

当所述桥式谐振变换单元为全桥谐振变换单元，次级整流输出单元的整流电路为由全二极管组成全桥整流电路时，本发明实施例的具体连接示意图如图5所示。所述全桥谐振变换单元包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第七开关管Q7串联成第一桥臂，所述第六开关管Q6和第八开关管Q8串联成第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂并联连接；第五开关管Q5和第六开关管Q6的漏极与第四开关的源极连接，第七开关管Q7和第八开关管Q8的源极与吸收缓冲电容Cs1连接；第五开关管Q5的源极与第一谐振电容Cr连接，第六开关管Q6的源极与变压器Tra的初级侧连接。所述整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，所述第一二极管D1和第三二极管D3串联成第三桥臂，所述第二二极管D2和第四二极管D4串联成第四桥臂，所述第三桥臂和第四桥臂并联连接；第一二极管D1和第一二极管D1的阴极与第九开关管Q9的源极和第一储能电感L1连接，并构成本发明实施例输出电源的正端口；第三二极管D3和第四二极管D4的阳极与谐振缓冲电容Cs2和滤波电容C1连接，并构成本发明实施例输出电源的负端口。

在图5中，本发明实施例还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的交流输入端口11连接,对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部的杂波反射至输入端起滤波和衰减作用。

如图5所示，本发明实施例在三相三线输入端的输入滤波器为EMI滤波器，设置EMI滤波器也能有效地控制设备本身产生的EMI信号，防止它进入电网，污染电磁环境，危害其他设备，在本发明实施例其他变通实施例中，还可以是其他类型的滤波器。

EMI滤波器的输出侧分别连接着第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3，每个开关整流桥臂均包括交流输入端口1、正输出端口2和负输出端口3，所述交流输入端口1、正输出端口2和负输出端口3之间设置有等效可控选择开关，所述等效可控选择开关可以是二极管与高频开关管的串联组合，也可以是两个高频开关管反向串联后再与二极管连接。所述等效可控选择开关可根据交流整流导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号，控制开通与关断，从而实现有方向选择性的导通连接，即形成对交流正半波的高频脉冲式整流导通，或者交流负半波高频脉冲式整流导通。

在本发明实施例中，所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成，或者由两个开关管和两个二极管组成；

当所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第一二极管D1和第二二极管D2的阳极连接，所述开关管的源极与第三二极管D3和第四二极管D4的阴极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述正输出端口2连接；所述第二二极管D2的阴极和第三二极管D3的阳极与所述交流输入端口1连接；所述第四二极管D4的阳极与所述负输出端口3连接；

当所述等效可控选择开关由两个开关管和两个二极管组成时，具有三种连接方式：

第一种连接方式为第一开关管Q1和第一二极管D1串联成第一支路后，一端与所述交流输入端口1连接，另一端与所述正输出端口2连接，第二开关管Q2和第二二极管D2串联成第二支路后，一端与所述交流输入端口1连接，另一端与所述负输出端口3连接，所述第一支路与所述第二支路关于所述交流输入端口1对称；

第二种连接方式为第一开关管Q1和第二开关管Q2反向串联后，第一开关管Q1与所述交流输入端口1连接，第二开关管Q2与第十一二极管D11的阳极和第十二二极管D12的阴极连接，第十一二极管D11的阴极与所述正输出端口2连接，第十二二极管D12的阳极与所述负输出端口3连接；

第三种连接方式为第一开关管Q1和第二开关管Q2反向串联后，第一开关管Q1与所述交流输入端口1连接，第十一二极管D11的阳极与第一开关管Q1和第二开关管Q2的串联点连接，第十一二极管D11的阴极与所述正输出端口2连接，第十二二极管D12的阴极与第二开关管Q2连接，第十二二极管D12的阳极与所述负输出端口3连接。

所述输入开关型整流桥臂组中的开关管为设置有反并二极管的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收缓冲电容Cs1为无极性的电容或有极性的电容；所述第一谐振电感Lr为外置式电感、变压器Tra内部的耦合漏感或者外置电感和变压器内部漏感的耦合电感。

所述输入吸收缓冲单元主要是用来吸收输入开关型桥臂组因电路杂散电感在运行中产生的尖峰，同时也吸收桥式逆变电路在工作过程中产生的反向续流电流及能量，避免产生高的电压尖峰，此外还给桥式逆变电路提供变换中必要的能量供给。所述桥式谐振变换单元及变压器Tra除完成正常输入电压的谐振变换外，还会在同一开关周期内在高输入电压时候提供必要的储能并在输入切换为低电压的时候释能续流导通，从而实现桥式谐振变换单元在不同输入电压下的导通。同时谐振缓冲电容Cs2用于吸收和释放整流电路与第一储能电感L1在当次变换时的差异电流，从而形成电流缓冲作用；又与输出储能滤波单元形成谐振，协助次级整流输出单元的功率器件实现软开关。第一串联谐振单元的谐振频率

其中lr为第一谐振电感Lr的电感值，cr为第一谐振电容Cr的电容值。

上述无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法为：

S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；

S200：根据步骤S100中的锁相相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

S300：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始变换器工作；

S400：对当前区间段下的开关型整流桥臂施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；随之施加PWM驱动信号使第四开关管Q4导通，然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路及第四开关管Q4关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；使各相电流在每个开关周期内都能够导通；同时对第四开关管Q4施加略微延迟于“中”模式开通和同时关断的PWM驱动信号。

在步骤S300～S400中，当输入开关型整流桥臂组和第四开关管Q4处于PWM工作状态时，第四开关管Q4和第九开关管Q9的PWM开关频率与控制第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的PWM开关频率一致，并且是桥式谐振变换单元工作频率的两倍，第四开关管Q4和桥式谐振变换单元定义的工作相对起点一致；桥式谐振变换单元的各驱动占空比一致且不超过0.5，并留有桥式逆变电路必要的死区时间。通过对输入开关型整流桥臂组、第四开关管Q4、第九开关和桥式谐振变换单元的开关管的开通和关闭进行时序控制，可以实现输入开关型整流桥臂组的软开关或者更低的开关损耗。

在步骤S300～S400中，所述“高”模式PWM驱动信号为一直存在的高电平信号或PWM驱动信号，所述“高”模式PWM驱动信号的驱动电压高电平时间大于所述“中”模式PWM驱动信号高电平时间；桥式逆变电路和次级整流输出单元开关管的PWM驱动信号的工作频率区间是第一串联谐振单元固有谐振频率的正负百分之15％。在本发明实施例中，最佳的工作频率为谐振频率f₀。当桥式谐振变换单元为半桥式谐振变换单元时，施加给输入开关型整流桥臂组的“高”模式PWM驱动信号为只能是不超过50％占空比的PWM驱动信号。

若输入电压经变压器Tra匝比耦合高于设定的输出电压时，则对输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元及桥式谐振变换单元施加的PWM驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比加大；若施加的PWM驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到输出电压的需求，则固定占空比，将工作频率朝下限值调节，进入升压模式，实现稳压。

在步骤S300～S400中，通过调节第九开关管Q9的占空比可以实现对应变换模式下输出电压一定范围调节以及次级整流输出单元的软开关状态。在做正向变换时，施加给第九开关管Q9的驱动延迟于桥式谐振变换单元的PWM驱动，即留有一定的开通死区，同时关闭时刻与桥式谐振变换单元的PWM驱动一致或根据调节需要稍作延迟或者提前。

每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。判断瞬时值大小的方法为比较各相瞬时值的绝对值大小。如图4所示，三相三线电源包括A相、B相及C相，三个相线的电压信号彼此相差120度的相位，由于实际输入的电源信号可能存在跳变或者极性突变的，所以本实施例示出的电压波形为了便于后文叙述，以标准的波形作为参考。

图6为本发明实施例中输入开关型整流桥臂组的具体实施例示意图。如图6(b)所示，交流输入端口1连接第十二二极管D12的阴极及第十三二极管D13的阳极，第一开关管Q1的源极连接第十二二极管D12和第十一二极管D11的阳极，第一开关管Q1的漏极连接第十三二极管D13和第十四二极管D14的阴极，第十一二极管D11的阴极为正输出端口2，第十四二极管D14的阳极为负输出端口3。如图6(c)所示，交流输入端口1连接第十一二极管D11的阴极和第十二二极管D12的阳极，第二开关管Q2的源极连接第十二二极管D12的阳极，第二开关管Q2的漏极为负输出端口3，第一开关管Q1的漏极连接第十一二极管D11的阴极，第一开关管Q1的源极为正输出端口2。如图6(d)所示，交流输入端口1连接第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的源极，第一开关管Q1的源极连接第十一二极管D11的阳极，第十一二极管D11的阴极为正输出端口2，第二开关管Q2的漏极连接第十二二极管D12的阴极，第十二二极管D12的阳极为负输出端口3。如图6(e)所示，交流输入端口1连接第一开关管Q1的漏极，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的源极连接，第二开关管Q2的漏极与第十一二极管D11的阳极和第十二二极管D12的阴极连接，第十一二极管D11的阴极为正输出端口2，第十二二极管D12的阳极为负输出端口3。如图6(f)所示，交流输入端口1连接第一开关管Q1的源极，第一开关管Q1的漏极与第二开关管Q2的漏极连接，第二开关管Q2的源极与第十一二极管D11的阳极和第十二二极管D12的阴极连接，第十一二极管D11的阴极为正输出端口2，第十二二极管D12的阳极为负输出端口3。如图6(g)所示，交流输入端口1连接第一开关管Q1的漏极，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的源极连接，第十一二极管D11的阳极与第一开关管Q1的源极连接，第二开关管Q2的漏极与第十二二极管D12的阴极连接，第十一二极管D11的阴极为正输出端口2，第十二二极管D12的阳极为负输出端口3。

此外，图6(b)、图6(c)或图6(d)在开关管被施加开通驱动信号后，整个开关桥臂也可以等效为一个从负输出端口3连接到正输出端口2的两个二极管串联，只是两个二极管的连接中点会被交流输入端口1的交流电压所箝位。此外，本发明不局限于上述高频开关管及二极管的连接方法来实现整流桥臂的交流输入端口1分别与正输出端口2及负输出端口3之间的连接，如将示例中的二极管换为开关管亦可以实现上述的功能，此处不一一展开讨论，其他可实现本发明可控选择开关的功能的组合方式亦都属于本范畴。

假设当交流端口施加交流正半波，需要做正向整流脉冲导通控制时，给图6中的第一开关管Q1施加开通的PWM信号，则第一开关管Q1导通。图6(b)中交流输入端口1与正输出端口2之间则为第十三二极管D13与第十一二极管D11串联，等效为一个阳极连接交流输入端口1，阴极连接正输出端口2的二极管，因此可做正向整流。图6(c)和图6(d)中交流输入端口1与正输出端口2之间则等效为第十一二极管D11的阳极连接交流输入端口1，第十一二极管D11阴极连接正输出端口2，因此可做正向整流；反之，假设当交流端口施加交流负半波，需要做负向整流脉冲导通控制时，给图6(b)中的第一开关管Q1或图6(c)与图6(d)的第二开关管Q2施加开通的PWM信号，对应开关管导通，图6(b)中交流输入端口1与负输出端口3之间则为第十二二极管D12与第十四二极管D14串联，等效为一个阴极连接交流输入端口1，阳极连接负输出端口3的二极管，因此可做负向整流。图6(c)和图6(d)中交流输入端口1与负输出端口3之间则等效为第十二二极管D12的阳极连接负输出端口3，第十二二极管D12的阴极连接交流输入端口1，因此可做负向整流。当多个开关整流桥臂的输出端并联在一起时，因通路的二极管等效性质，二极管的电压偏置效应小，因此会优先最高电压正向导通或者最低电压负向导通，而另外通路的电压会因等效二极管被截止而无法导通。因此，后续的案例讨论中，皆以开关整流桥臂正向整流导通或者负向整流导通表示上述工作原理和通路,并将对应通路记为“KB正”或者“KB负”。

如图13所示，整流电路可以是全波整流电路或全桥整流电路等多种形式.图13(a)是全桥变换器的电路连接方式，可做全桥同步整流器。图13(b)和图13(c)是全波同步整流器的两种不同连接方式，图13b中的第十二开关管Q12和第十三开关管Q13采用共源极方式连接，图13(c)中的第十开关管Q10和第十一开关管Q11采用共漏极方法连接，当使用二极管整流代替开关管同步整流时，图13(b)采用共阳极连接方式，图13(c)采用共阴极连接方式。如图13所示的相关整流电路，是本领域技术人员孰知的电路，具体工作原理本领域技术人员应该理解，在此不再详细赘述。

如图4所示，输入A代表A相输入PHASEA，输入B代表B相输入PHASEB，输入C代表C相输入PHASEC.为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°，即下一周期的30°点为一个完整周期，因此如图4所示，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“0”点。

假设根据输入电压及输出电压的判断以及控制计算，得出某一工作频率。如图7所示，从AC点开始到BC点的AC-BC区间内，A相与B相电压瞬时值的绝对值高于C相，根据前述的控制方法及KB导通原理，如果对第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3同时施加PWM驱动开通信号。由于在AC-0区间内，即30°～60°区间内，三相三线电源每相的电压瞬时值关系为A相电压瞬时值>B相电压瞬时值>C相电压瞬时值，所以对第一开关整流桥臂KB1和第三开关整流桥臂KB3施加“高”PWM驱动信号，第二开关整流桥臂KB2施加“中”PWM驱动信号。

因此与A相连接的“KB1正”通路导通，电压记为Va；与B相连接的“KB2负”通路导通，电压记为Vb；与C相连接的“KB3正”通路的输出端因被电压Va反偏而无法导通，A相的电流可经由“KB1正”通路流经第五开关管Q5、第一谐振电容Cr、第一谐振电感Lr、变压器Tra和第八开关管Q8，再经过“KB2负”通路回到B相交流源。此时，输入电压“Vab”施加在桥式逆变电路的输入端，除第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr上的压降外，其余全部加在变压器Tra初级侧，再经变压器Tra等效匝数比传递到次级侧，经过第二二极管D2、第一储能电感L1、滤波电容C1及外接负载，再经第三二极管D3形成变压器Tra次级侧整流回路；因此多余的电压被降压在第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr上。此外在施加PWM开通后初期，Vab也对吸收缓冲电容Cs1充电，经过一段时间，吸收缓冲电容Cs1与Vab一起对桥式逆变电路供电。输出谐振缓冲单元相当于并联在整流电路两端，具体的工作原理及作用后续进一步讨论。

当“KB2正”通路及第四开关管Q4的驱动被关断后，此时由于回路中有第一谐振电感Lr的存在，所以电流无法立即反向。同时“KB3正”通路的偏置电压Va消失，“KB3正”通路可以导通，但是由于Vc比Va瞬时值低，所以电感电动势会发生反向，第一谐振电感Lr释能续流；如图8所示，此时，输入电压“Vcb”施加在桥式逆变电路的输入端。变压器Tra初级侧的输入电压则变为输入电压“Vcb”加第一串联谐振单元的电压，以此实现C相与B相电流的导通。

如图9所示，当第五开关管Q5和第八开关管Q8关断后，桥式谐振变换单元的电流无法立即转向，通过第六开关管Q6和第七开关管Q7进行续流，桥式谐振变换单元电流转换过程完成的时间即为全桥式逆变电路开关管的占空比最小死区时间。谐振电流经第六开关管Q6和第四开关管Q4的反并二极管，再经吸收缓冲电容Cs1回到第七开关管Q7，形成环路，能量被稳定吸收，不会因为负载和输入电压的改变而不稳定，从而改善了背景技术参考文献中的变换器因反向电流引起电压尖峰问题。

假设根据计算，输出电压现在是设定的最高电压点，经变压器Tra匝比折算到处级侧，相比输入电压略低。因此，根据前述控制方法，对第五至第八开关管Q5～Q8所施加占空比为45％的桥式变换驱动，由于初级侧回路中的第一串联谐振腔的存在，且频率刚好固定为谐振频率，此时全桥逆变电路电路等同于LLC全桥变换器，第五至第八开关管Q5～Q8均可以实现软开关，同时在前述工作过程中，整流电路已经开始整流工作，因为第九开关管Q9有反并联二极管，因此整流电流是可以经过第九开关管Q9的反并联二极管自动向谐振缓冲电容Cs2充电的。为了实现第九开关管Q9的软开通，对第九开关管Q9施加的PWM驱动稍微延迟，以便第九开关管Q9的反并联二极管对谐振缓冲电容Cs2充电导通后再使第九开关管Q9开通，以此实现第九开关管Q9的零电压开通。随着时间的推移，整流电路的输出电流由于桥式谐振变换单元的作用逐渐加大，并近似呈弦波形状，而输出侧的电流由于第一储能电感L1的存在，输出电流呈线性变化，因此，此时对谐振缓冲电容Cs2充电的电流为次级整流输出电流I-rec-sec减去第一储能电感L1电流I-L1。

随着时间的推移，次级整流电流逐渐降低，且输出电流逐渐加大，因此谐振缓冲电容Cs2开始储能，电感放电。当桥式谐振变换单元的开关管关闭时，可近似的看作第一储能电感L1前的电压即将消失，如果第九开关管Q9即刻或者稍作延迟关闭，则意味第一储能电感L1需要立即通过整流电路进行续流。在续流前，第一储能电感L1会先抽取与整流电路等效寄生电容的电流并逐渐降低到零电压。因此，第九开关管Q9可以看作是零电压关断。在桥式谐振变换单元下次开通前，且第一储能电感L1电流没有断流反向前，第一储能电感L1都只能通过整流电路进行续流，因此变压器Tra一直被箝位为零，为下次的零电压开通提供了准备。

同时可以发现，在上述变换过程中，输出谐振变换单元的第九开关管Q9和谐振缓冲电容Cs2协助了次级侧的整流电路软开通或者软关断，同时吸收和缓冲了整流电路的多余电流，让第一储能电感L1工作在被施加脉冲电压的状态，类似于Buck状态，很好的解决了原来串联谐振变换器只能靠变频调压且调节范围不大、调占空比调压非线性化的缺点，因此，根据前述分析，由于输出谐振变换单元的配合，使得本发明实施例既获得了软开关变换的优势，又实现了Buck变换器降压的控制简单性优点。因此，如果需要调压，则需要第九开关管Q9配合第一串联谐振单元和桥式谐振变换单元的“中”模式驱动一起调节占空比，从而实现稳定调压和软开关。若对桥式谐振变换单元施加的PWM驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到输出电压的需求，则固定占空比，将工作频率朝预设的下限调节，进入升压模式；反之则逐渐提高频率并退出升压模式。因此在设计变压器Tra匝比的时候需要估算好最大占空比，必须接近最大输出电压。

图10～12则是切换全桥式逆变电路第六开关Q6、第七开关管Q7后Vab、Vcb导通过程，原理与前述一致，本领域的技术人员应该理解，所以不再做详细解释和描述。由以上可见，施加在变压器TraTra上的电压是在一个周期内是对称的，因此不会出现背景技术中文献1和文献4所描述的非对称电压情况，同时也不会出现文献2和文献3中的变压器TraTra单向励磁需要另外的磁复位电路。

此外根据以上工作分析，在变换过程中，只有交流次高相的开关整流桥臂、第四开关管Q4和第九开关管Q9跟随全桥谐振变换单元做高频切换，第四开关管Q4和第九开关管Q9是零电压开通，同时开关整流桥臂所通过的电流也跟随全桥谐振变换单元，开关损耗相对较低。相关各主要波形参考如图14的仿真图。所以本发明实施例从输入到输出的各主器件都实现谐振软开关。

根据前述工作原理分析，可以对本发明实施例在各工作模式下的电路进行变换简化，在各通路瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源，因此本发明实施例的电路进行上述等效后，实际可以看作是一个输入为直流源的全桥LLC串联谐振变换器加Buck降压变换器，前端负责PFC整流的谐振软开开关化及可调脉冲式的耦合到次级侧，后端负责实现类似Buck降压变换器的通流和续流软开关化。

此外，各相的电流都可以导通，并跟电压同相，不会出现不控整流中的某相断流现象。且通过调节工作频率，使每相交流在单位时间内导通电流大小与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通值等于其它两相电流导通的总和。即可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。从而也没有像传统的PFC变换器需要在输入端设置大的储能电感的缺陷。

可见本发明实施例实现了串联谐振电路的类似原理，同时，由于输入开关型整流桥臂组和桥式谐振变换单元又起到的功率因素校正功能，也就是说，本发明实施例通过单级电路结构和控制方法便实现了多种功能，省去了诸如输入储能大电感等很多功率元件，同时又实现了软开关，开关的损耗较小，适合高功率密度的场合。本发明实施例可利用串联谐振电路的类似原理，改变工作频率，从而可以实现次级整流输出单元在不同负载以及不同输入电压下的稳压输出，当输入及负载条件偏离一定的频率改变范围后，再利用改变占空比的方式来进行调节，以保证最大程度的软开关工作。

对于其他区间段而言，以此类推，在BC-BA区间内，B相的驱动信号一直为“高”PWM驱动信号；在BC-0区间内，C相的驱动先于AB两相关闭，AB两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，C相“KB3负”通路为“中”PWM驱动信号；在0-BA区间内，A相的驱动先于BC两相关闭，BC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，A相“KB1正”通路为“中”PWM驱动信号。

在BA-CA区间内，A相的驱动信号一直为“高”PWM驱动信号，在BA-0区间内，B相的驱动先于C相关闭，AC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，；B相“KB2正”通路为“中”PWM驱动信号；在0-CA区间内，C相的驱动先于B相关闭，AB两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，C相“KB3负”通路为“中”PWM驱动信号。

在CA-CB区间内，C相的驱动信号为“高”PWM驱动信号；在CA-0区间内，A相的驱动先于B相关闭，BC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，A相“KB1负”通路为“中”PWM驱动信号；在0-CB区间内，B相的驱动先于A相关闭，AC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，B相“KB2正”通路为“中”PWM驱动信号。

在CB-AB区间内，B相的驱动信号为“高”PWM驱动信号；在CB-0区间内，C相的驱动先于A相关闭，AB两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，C相“KB3正”通路为“中”PWM驱动信号；在0-AB区间内，A相的驱动先于C相关闭，BC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，A相“KB1负”通路为“中”PWM驱动信号。

在AB-AC区间内，A相的驱动信号为“高”PWM驱动信号；在AB-0区间内，B相的驱动先于C相关闭，AC两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，B相“KB2负”通路为“中”PWM驱动信号；在0-AC区间内，C相的驱动先于B相关闭，AB两相的驱动信号为“高”PWM驱动信号，C相“KB3正”通路为“中”PWM驱动信号。

由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示。根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的驱动信号的波形逻辑表如表1所示。

表1开关管驱动状态逻辑表

“低”模式表示根据前文所述的控制方法，可施加与最大瞬时值相的开关整流桥臂同样的驱动信号，或者最迟在瞬时值同方向的另外一相的开关管的驱动信号关闭前再施加与最大瞬时值相的开关管构成续流的驱动信号，占空比记为“高-中”。因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，“低”模式均可以施加同“高”模式一致的驱动信号。此时表1可简化成如表2所示的开关管驱动状态逻辑表。

表2简化后的开关管驱动状态逻辑表

根据表2所示的开关管驱动状态逻辑表，将一个控制周期总分为12个区间段，并执行如下控制方法：

检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段；分析出各相电源的电压的瞬时值的绝对值大小；并根据输入相间电压瞬时值的绝对值大小与输出电压设定值判断本发明实施例工作的初始频率。第四开关管Q4和第九开关管Q9的PWM开关频率与控制第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的PWM开关频率一致，并且是桥式谐振变换单元工作频率的两倍，第四开关管Q4和桥式谐振变换单元定义的工作相对起点一致。桥式谐振变换单元的各驱动占空比一致且最大不超过0.5，并留有桥式变换电路必要的死区时间。

工作开始后，并根据输入相间电压瞬时值的绝对值大小与输出电压设定值判断本发明实施例工作的初始频率。同时对连接瞬时值次高相交流的开关整流桥臂中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，给另外两相开关整流桥臂中对应的开关管施加相同的“高”模式PWM驱动信号，这样使瞬时值较高的两相电源构成电流通路，同时桥式谐振变换单元施加驱动一起开始工作，稍作延迟后对第四开关管Q4施加“中”模式PWM驱动信号并对第九开关施加PWM驱动信号，待施加在交流回路和第四开关管Q4的“中”模式PWM驱动信号关闭后，原施加“高”模式PWM驱动信号的另外两相的开关管会给谐振电流提供续流通路而继续导通；待桥式谐振变换单元换相后，再重复上述交流侧的驱动施加，对第九开关管Q9的驱动信号则在桥式谐振变换单元驱动信号结束时关闭。待一个周期完毕后，可以根据控制运算的结果调整和更新开关频率。总体来说，各相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久、占空比越大，每相交流在单位时间内导通电流大小与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通值等于其它两相电流导通的总和。第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的相关波形驱动如图15所示。

通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。

此外，桥式谐振变换单元也可以是如图16所示的半桥式谐振变换单元。此外，由于输入开关型整流桥臂组也是可控型开关，因此可以复用输入开关型整流桥臂组的开关作为半桥式谐振变换单元的一个桥臂开关，将第一串联谐振单元与变压器Tra回路分别连接在第一开关整流桥臂KB1、第二开关整流桥臂KB2和第三开关整流桥臂KB3的正输出端口2和负输出端口3，半桥式谐振变换单元的另外一个开关管的漏极连接正输出端口2，开关管的源极连接负输出端口3。因此图16的半桥式谐振变换单元的上半桥臂还可以由输入可控开关代替，从而简化为图17。此时前述的全桥式谐振变换单元中的“高”PWM驱动信号则需缩为不超过50％占空比的PWM信号，不能为长高，与半桥式谐振变换单元的下半桥臂互补的驱动，以免形成直通短路。半桥式谐振变换单元的工作原理与全桥式谐振变换单元一致，本领域人员均可由前述原理得知，在此不再进行赘述。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，其特征在于，输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元、桥式谐振变换单元、变压器和次级整流输出单元；所述输入开关型整流桥臂组包括第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂，每个开关整流桥臂均包括交流输入端口、正输出端口和负输出端口，所述交流输入端口、正输出端口和负输出端口之间设置有等效可控选择开关；所述输入吸收缓冲单元包括串联连接的第四开关管和吸收缓冲电容；所述第四开关管的源极分别与第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的正输出端口连接，所述吸收缓冲电容分别与第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的负输出端口连接；所述桥式谐振变换单元包括桥式逆变电路和第一串联谐振单元，所述桥式逆变电路为全桥式逆变电路或半桥式逆变电路，所述第一串联谐振单元包括串联连接的第一谐振电容和第一谐振电感，所述桥式逆变电路的输入端与所述第一吸收缓冲单元连接，输出端与第一谐振电容和变压器初级侧连接，所述变压器初级侧还与所述第一谐振电感连接；所述变压器次级侧与所述次级整流输出单元连接；所述次级整流输出单元包括整流电路、输出谐振缓冲单元和输出储能滤波单元；所述整流电路为全波整流电路或全桥整流电路，所述整流电路由全二极管组成、带有反并联二极管的开关管或具备整流功能的其他形式开关管中的其中一种组，或者由开关管和二极管混合组成；所述输出谐振缓冲单元包括串联连接的第九开关管和谐振缓冲电容，所述输出储能滤波单元包括串联连接的第一储能电感和滤波电容；所述第九开关管的源极与所述整流电路的输出端和第一储能电感连接，所述谐振缓冲电容与所述整流电路的输出端和滤波电容连接；所述滤波电容两端分别作为变换器输出端的正极和负极。

2.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，其特征在于，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或者两个高频开关管反向串联后再与二极管连接，所述等效可控选择开关根据交流整流导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号可以控制开通与关断从而实现有方向选择性的导通连接，即形成对交流正半波的高频脉冲式整流导通，或者交流负半波高频脉冲式整流导通。

3.根据权利要求2所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，其特征在于，所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成，或者由两个开关管和两个二极管组成；

当所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第十一二极管和第十二二极管的阳极连接，所述开关管的源极与第三二极管和第四二极管的阴极连接；所述第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接；所述第十二二极管的阴极和第三二极管的阳极与所述交流输入端口连接；所述第四二极管的阳极与所述负输出端口连接；

当所述等效可控选择开关由两个开关管和两个二极管组成时，具有三种连接方式：

第一种连接方式为第一开关管和第十一二极管串联成第一支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述正输出端口连接，第二开关管和第十二二极管串联成第二支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述负输出端口连接，所述第一支路与所述第二支路关于所述交流输入端口对称；

第二种连接方式为第一开关管和第二开关管反向串联后，第一开关管与所述交流输入端口连接，第二开关管与第十一二极管的阳极和第十二二极管的阴极连接，第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接，第十二二极管的阳极与所述负输出端口连接；

第三种连接方式为第一开关管和第二开关管反向串联后，第一开关管与所述交流输入端口连接，第十一二极管的阳极与第一开关管和第二开关管的串联点连接，第十一二极管的阴极与所述正输出端口连接，第十二二极管的阴极与第二开关管连接，第十二二极管的阳极与所述负输出端口连接。

4.根据权利要求3所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，其特征在于，所述输入开关型整流桥臂组中的开关管为设置有反并二极管的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收缓冲电容为无极性的电容或有极性的电容；所述第一谐振电感为外置式电感、变压器内部的耦合漏感或者外置电感和变压器内部漏感的耦合电感。

5.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的交流输入端口连接。

6.一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，用于控制权利要求1~5任一权利要求所述的无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器，包括如下步骤：

S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；

S200：根据步骤S100中的锁相相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

S300：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始变换器工作；

S400：对当前区间段下的开关型整流桥臂施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；随之施加PWM驱动信号使第四开关管导通，然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路及第四开关管关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；使各相电流在每个开关周期内都能够导通；同时对第四开关管施加略微延迟于“中”模式开通和同时关断的PWM驱动信号。

7.根据权利要求6所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S300~S400中，当输入开关型整流桥臂组和第四开关管处于PWM工作状态时，第四开关管和第九开关管的PWM开关频率与控制第一开关整流桥臂、第二开关整流桥臂和第三开关整流桥臂的PWM开关频率一致，并且是桥式谐振变换单元工作频率的两倍，第四开关管和桥式谐振变换单元定义的工作相对起点一致；桥式谐振变换单元的各驱动占空比一致且不超过0.5，并留有桥式逆变电路必要的死区时间。

8.根据权利要求6所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，所述“高”模式PWM驱动信号为一直存在的高电平信号或PWM驱动信号，所述“高”模式PWM驱动信号的驱动电压高电平时间大于所述“中”模式PWM驱动信号高电平时间；当桥式谐振变换单元为半桥式谐振变换单元时，施加给输入开关型整流桥臂组的“高”模式PWM驱动信号为只能是不超过50%占空比的PWM驱动信号。

9.根据权利要求6所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S300~S400中，桥式逆变电路和次级整流输出单元开关管的 PWM驱动信号的工作频率区间是第一串联谐振单元固有谐振频率的正负百分之15%。

10.根据权利要求6所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S300~S400中，若输入电压经变压器匝比耦合高于设定的输出电压时，则对输入开关型整流桥臂组、输入吸收缓冲单元及桥式谐振变换单元施加的PWM驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比加大；若施加的PWM驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到输出电压的需求，则固定占空比，将工作频率朝下限值调节，进入升压模式，实现稳压；在做正向变换时，施加给第九开关管的驱动延迟于桥式谐振变换单元的PWM驱动，即留有一定的开通死区，同时关闭时刻与桥式谐振变换单元的PWM驱动一致。

11.根据权利要求6所述的一种无输入储能电感软开关隔离型三相PFC变换器的控制方法，其特征在于，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。

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