CN115765514B - 一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法，它包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，储能续流单元的输入端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，高频转换单元的输入端连接储能续流单元的输出端，高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。本发明能够解决现有技术存在的无法满足交直流宽范围或者需要两级变换器多次升降压变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

Description

一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域及电池设备领域，具体涉及一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法

背景技术

随着当前可再生能源的利用和“碳达峰”，“碳中和”等需求，出现的很多电池储能相关的应用场景，譬如充电桩，家庭储能，商业储能等，当前设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，同时还要求电源可充可放，可削峰填谷；如电池储能，在能量富裕的时候可以将太阳能以及电网的能量转换为化学能储备在电池中，在能量使用高峰或者需要的时候又将电池中的化学能转换为电能释放到电网中，因此需要设备可以作交直流的双向变换，同时还需满足电池及电网的宽范围。如果电源设备没有功率因数矫正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，三相用电设备必须具备PFC功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。

一般来说，现有的三相用电设备都会采用如图1所示的可双向变换的三相交流整流变换加可双向的直流变换器，所以通常交流部分会以两电平或者三电平升压型为主。但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380V的交流电压，输出一般都设定在720V左右，甚至高达800V。当后端输出电压还需要变换器调整时，常规的性能较好的功率管在650V以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200V左右的SiC等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为研究的热点。例如M.F.Vancu等在《Comparative Evaluation of Bidirectional Buck-Type PFC Converter Systems for Interfacing Residential DC DistributionSystems to the Smart Grid》中提到的可双向变换的降压型PFC变换器电路，a，b，c，d均可以实现交直流的双向变换，每种电路都各自具有特色，但是都有一个共同的缺陷：只能用于降压型变换器，即直流电压低于三相交流输入的最低整流电压。反之，当直流端的电压需要高于三相交流输入的最低整流电压，无论是作为整流变换或者是作为逆变变换，该电路均不太适用，同时当交流或者直流部分的范围较宽时候，直流部分也将会很难设计。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法，能够解决现有技术存在的无法满足交直流宽范围或者需要两级变换器多次升降压变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

本发明采取的一种技术方案是：一种可双向变换的三相隔离型变换器，包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述交流复合开关桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的正输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个等效可控选择开关的负输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，三个等效可控选择开关的输入端作为交流复合开关辅助桥臂组的三个输入端；所述储能续流单元包括续流电感和第一零六开关管，第一零六开关管与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端和负输出端连接，续流电感一端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，另一端与高频转换单元的输入端连接；所述高频转换单元包括第一零一开关管、第一零二开关管、第一零三开关管、第一零四开关管、第一零五开关管和吸收滤波电容；第一零一开关管的漏极连接第一零五开关管的源极，源极连接第一零三开关管的漏极，第一零二开关管的漏极连接第一零五开关管的漏极，源极连接第一零四开关管的漏极，第一零四开关管的源极连接第一零三开关管的源极，第一零一开关管的漏极和第一零三开关管的源极构成高频转换单元的两个输入端；第一零一开关管的源极和第一零二开关管的源极构成高频转换单元的两个输出端，吸收滤波电容一端与第一零二开关管的漏极连接，另一端与第一零四开关管的源极连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元的输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

进一步地，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通。

进一步地，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原侧边串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器，所述高频隔离变压器的副边侧为单绕组或多绕组。

进一步地，所述整流滤波单元包括高频整流电路和第一滤波电容，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接；高频整流电路的输出端与第一滤波电容连接。

进一步地，所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感一端与交流复合开关桥臂组的正输出端连接，另一端与第一零一开关管的漏极和第一零五开关管的源极连接，第二续流电感一端与交流复合开关桥臂组的负输出端连接，另一端与第一零三开关管和第一零四开关管的源极连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与交流复合开关桥臂组的其中一个输出端连接，另一端与高频转换单元的其中一个输入端连接，高频转换单元的另一个输入端通过导线与交流复合开关桥臂组的另一个输出端连接。

进一步地，所述交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元和整流滤波单元中的开关管为设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收滤波电容为高频无极性的电容或高频有极性的电容；当吸收滤波电容为高频有极性的电容时，吸收滤波电容正极与第一零五开关管的漏极连接，负极与第一零四开关管的源极连接。

进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述交流复合开关桥臂组的输入端连接，且在靠近交流复合开关桥臂组侧设置有三个并联的无极电容，所述无极电容之间为星型连接或三角形型连接。

进一步地，所述的储能续流单元和高频转换单元具有整流模式和逆变模式，在整流模式下：第一零六开关管等效为一个二极管，用于续流导通；第一零一开关管和第一零三开关管除作高频转换开关管，还用作升压管，两个开关管形成一个复合功能桥臂，第一零五开关管除用作升压续流二极管外，还做反向降压导通连接线，第一零一开关管至第一零五开关管根据驱动控制做不同的脉冲导通组合，实现升压及高频变换；在逆变模式下，第一零一开关管至第一零四开关管起高频整流作用，等效为高频整流二极管，第一零五开关管做降压开关使用，能够脉冲导通或者直通，第一零一开关管和第一零三开关管配合第一零五开关管做续流二极管使用，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第一零三开关管和第一零四开关管共通做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现直流的反向升压储能输出。

本申请采取的另一技术方案是：一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，用于控制上述技术方案的可双向变换的三相隔离型变换器，包括以下步骤：

S100：确定工作模式，工作模式包括整流模式和逆变模式，整流模式从交流端输入，直流端作为输出，逆变模式由直流端输入，交流端作为输出；

S200：根据选择的工作模式，对三相隔离型变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号；

S300：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

S400：若工作模式为整流模式，则根据当前相间电压瞬时值压差大小及输出电压设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对高频转换单元的复合桥臂的升压开关管组进行PWM驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通升压开关管组合，如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，需要开通升压开关管组合，并关闭升压续流开关管的驱动信号；同时根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照功率因数校正需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元的对应开关管施加PWM驱动导通；

S500：对当前区间段下的交流复合开关桥臂组中的对应开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和瞬时值最小相的电流继续导通；

S600：在各相电流按照设定需要进行导通后，储能续流单元进行续流，若需要使用交流复合开关桥臂组续流，则需要额外施加导通信号进行续流；如果是升压模式下，在升压结束后，关断高频转换单元的复合桥臂升压开关管组合，并施加驱动信号使第一零五开关管导通；

S700：若工作模式为逆变模式，则根据当前电压直流端电压根据变压比折算到交流侧的设定值以及输出交流相间电压瞬时值压差大小设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对储能续流单元的开关管、高频转换单元的降压开关管以及整流滤波单元的开关管进行PWM驱动控制；如果输出两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输入电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，对需要对储能续流单元的开关管或者等效续流桥臂施加PWM驱动以便升压储能，同时对高频转换单元的第一零五开关管施加PWM驱动使之形成直通；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通储能续流单元的升压开关管，只需对高频转换单元的第一零五开关管以及整流滤波单元的开关管施加PWM驱动，对直流输入电压形成降压；

根据输出各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照逆变电压需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流先导通；然后将已导通的瞬时值最低相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值较高的两相电流继续导通；

S800：若在升压模式下，确认需要通过储能续流单元继续进行储能升压，在完成储能升压后各相电流按照设定需要进行导通；若在降压模式下，各相电流直接按照设定需要进行导通，高频转换单元中的降压开关管或者是整流滤波单元的开关管在导通完成后则通过高频转换单元的复合桥臂进行续流导通。

进一步地，在步骤S400～S600中，整流模式下对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于中间相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断或晚于最高相驱动信号关断的驱动信号；或者在中间相驱动施加与最高相驱动信号中心对称的驱动信号，最低相施加与中间相驱动互补的驱动信号。

进一步地，在步骤S700～S800中，逆变模式下对交流输入瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；或者是在最低相驱动施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。

进一步地，在步骤S100～S800中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后相邻区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的PWM驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。

进一步地，在步骤S400～S800中，当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于PWM工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的PWM开关频率与控制交流复合开关桥臂组的PWM开关频率一致或者为二倍频。

进一步地，在步骤S700～S800中，在降压逆变模式下，对高频转换单元中做逆变的桥式对管或者单管分别施加中心对称的PWM驱动信号。

本发明的有益效果在于：

(1)从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高电压的弊端，也简化了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；

(2)改变了传统升压或者降压式三相整流变换电路的实现形式，输出电压相对交流输入来说局限性更小，可以为升压，可以为降压，可以满足后端宽范围的变换器稳压需求；

(3)可实现三相隔离型的双向变换，可降压，可升压，相比传统的双向变换电路更简单，且适应的电压范围也更加宽泛；

(4)从结构及性能上，由于本发明是电流断续型，且无须每相交流复合开关桥臂中的“正”“负”桥臂高频续流，因此相对传统的三相逆变电路对开关管的高性能要求有所降低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为现有技术中常见的双向隔离型变换方块示意图；

图2为本发明实施例的结构示意图；

图3为本发明实施例的三相交流电压波形示意及交汇点定义示意图；

图4为本发明实施例的交流复合开关桥臂的具体结构示意图；

图5为本发明实施例的输入滤波器的结构示意图；

图6为本发明实施例中交流复合开关桥臂的驱动波形示意图；

图7为实施例1的结构示意图；

图8为实施例1在整流模式下的使用状态示意图；

图9为实施例1在降压整流模式下的等效示意图；

图10为实施例1在升压整流模式下的等效示意图；

图11为实施例1在升压整流模式下的驱动示意图；

图12为实施例1在逆变模式下的使用状态示意图；

图13为实施例1在升压逆变模式下的等效示意图；

图14为实施例1在降压逆变模式下的等效示意图；

图15为实施例1在降压逆变模式下的驱动示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。

如图2所示，一种可双向变换的三相隔离型变换器，包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述交流复合开关桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的正输出端口，即1号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个等效可控选择开关的负输出端口，即2号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，三个等效可控选择开关的输入端，即3号端子，作为交流复合开关辅助桥臂组的三个输入端；所述储能续流单元包括续流电感和第一零六开关管Q106，第一零六开关管Q106与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端和负输出端连接，续流电感一端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，另一端与高频转换单元的输入端连接；所述高频转换单元包括第一零一开关管Q101、第一零二开关管Q102、第一零三开关管Q103、第一零四开关管Q104、第一零五开关管Q105和吸收滤波电容Cs1；第一零一开关管Q101的漏极连接第一零五开关管Q105的源极，源极连接第一零三开关管Q103的漏极，第一零二开关管Q102的漏极连接第一零五开关管Q105的漏极，源极连接第一零四开关管Q104的漏极，第一零四开关管Q104的源极连接第一零三开关管Q103的源极，第一零一开关管Q101的漏极和第一零三开关管Q103的源极构成高频转换单元的两个输入端；第一零一开关管Q101的源极和第一零二开关管Q102的源极构成高频转换单元的两个输出端，吸收滤波电容Cs1一端与第一零二开关管Q102的漏极连接，另一端与第一零四开关管Q104的源极连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元的输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

在本发明实施例中，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通。具体结构如图4所示：

如图4(b)所示，3号端子连接第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阳极，第一开关管T1的源极连接第一二极管D1的阳极及第二开关管T2的源极，第一开关管T1的漏极连接1号端子，第二二极管D2的阴极连接第二开关管T2的漏极及第三开关管T3的漏极，第三开关管T3的源极连接2号端子。

如图4(c)所示，3号端子连接第三开关管T3和第二开关管T2的漏极，第二开关管T2的源极连接第一关管T1的源极，第一关管T1的漏极连接1号端子，第三开关管T3的源极连接第四关管T4的源极，第四关管T4的漏极为2号端子。

如图4(d)所示，3号端子连接第二二极管D2的阴极和第一二极管D1的阳极，第一开关管T1的漏极连接第一二极管D1的阳极，第一开关管T1的源极连接1号端子，第二二极管D2的阳极连接第二开关管T2的源极，第二开关管T2的漏极为2号端子。

如图4(e)所示，3号端子连接第一开关管T1的漏极和第二开关管T2的源极，第二开关管T2的漏极连接第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接2号端子，第一开关管T1的源极连接第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接1号端子。

此外，图4(d)或者图4(e)在开关管被施加开通驱动信号后，图4(b)中的第二开关管T2或图4(c)中的第二开关管T2和第四开关管T4被施加开通驱动信号后，整个开关桥臂也可以等效为两个同向串联的二极管，二极管的阳极连接2号端子，阴极连接1号端子，可以实现续流导通，只是两个二极管的连接点电位会被1号端子的交流电压所箝位。

本发明实施例的等效可控选择开关不局限于上述连接方式，如将图4中的二极管或者开关管位置做简单变动可实现本发明可控选择开关的功能，亦都属于本发明的范畴。

假设在交流端口施加的交流正半波，需要做正向整流脉冲导通控制，当给图4(d)和图4(e)中的第一开关管T1施加开通的PWM信号，则第一开关管T1导通，1号端子与3号端子之间则等效为一个阳极连接3号端子，阴极连接1号端子的二极管，因此可做正向整流。同理，对图4(b)和图4(c)中的第二开关管T2施加开通的PWM信号，则第二开关管T2导通，图4(b)中1号端子与3号端子之间则等效为第二二极管D2与反并联在第一开关管T1的二极管串联，则第二二极管D2的阳极连接3号端子，第一开关管T1的反并联二极管的阴极连接1号端子；图4(c)中1号端子与3号端子之间则等效为第三开关管T3设置的反并联二极管，反并联二极管的阳极连接3号端子，阴极连接1号端子，因此可做正向整流。反之，假设在交流端口施加的交流负半波，需要做负向整流脉冲导通控制，对图4(b)、图4(d)和图4(e)的第二开关管T2施加开通的PWM信号，对应开关管导通，图4(d)和图4(e)中3号端子和2号端子之间则等效为第二二极管D2阳极连接2号端子，阴极连接3号端子，因此可做负向整流。图4(b)中2号端子和3号端子之间则等效为第三开关管T3的反并联二极管与第一二极管D1的串联，第三开关管T3的反并联二极管的阳极连接2号端子，D1的阴极连接3号端子，因此可做负向整流。对图4(c)的第四开关管T4施加开通的PWM信号，对应开关管导通，2号端子和3号端子之间则等效为第四开关管T4的反并联二极管的阳极连接2号端子，阴极连接3号端子，因此可做负向整流。当多个桥臂组的输出端并联在一起时，如果同时开通可控开关管，则因通路的二极管等效性质，在二极管的电压偏置效应下，因此会优先最高电压正向导通，或者最低电压负向导通，而另外通路的电压会因等效二极管被反向偏置而无法导通。此外，按此类推，图4(b)和图4(c)还可以在对应开关管施加PWM驱动后实现正向及负向的反向导通，即所谓的逆变输出，而图4(e)和图4(d)只能做正向的整流。因此，在本发明实施例中，如果需要逆变及整流双向工作，则只能选用图(b)和图4(c)的连接方式，如果仅作整流工作，则四种连接方式均可满足。

因此，后续的案例讨论中，皆以交流复合开关桥臂KB正向整流导通，即3号端子和1号端子导通或者负向整流导通，即2号端子和3号端子导通表示上述工作原理和通路，并将对应通路记为“KB正”或者“KB负”。

为了获得原边的谐振软开关变换，，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器TRa或原侧边串联有高频隔离电容或串联有谐振电感Lm和谐振电容Lr的高频隔离变压器TRa，所述高频隔离变压器TRa的副边侧为单绕组或多绕组。所述整流滤波单元包括高频整流电路和第一滤波电容C1，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器TRa的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器TRa的副边侧连接，从而可以获得反向变换时候的谐振软开关；高频整流电路的输出端与第一滤波电容C1连接。

所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感L1一端与交流复合开关桥臂组的正输出端连接，另一端与第一零一开关管Q101的漏极和第一零五开关管Q105的源极连接，第二续流电感L2一端与交流复合开关桥臂组的负输出端连接，另一端与第一零三开关管Q103和第一零四开关管Q104的源极连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与交流复合开关桥臂组的其中一个输出端连接，另一端与高频转换单元的其中一个输入端连接，高频转换单元的另一个输入端通过导线与交流复合开关桥臂组的另一个输出端连接。

所述交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元和整流滤波单元中的开关管为设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收滤波电容为高频无极性的电容或高频有极性的电容；当吸收滤波电容Cs1为高频有极性的电容时，吸收滤波电容Cs1正极与第一零五开关管Q105的漏极连接，负极与第一零四开关管Q104的源极连接。吸收滤波电容Cs1可以吸收高频转换单元中开关管的母线尖峰电压，如果后端高频隔离及变压单元带有谐振回路，吸收滤波电容Cs1还可以吸收和释放第一续流电感L1和第二续流电感L2的电流与谐振电流的差值部分，以协助实现直流隔离转换部分的谐振软开关变换。

本发明实施例还包括如图5所示的输入滤波器，所述输入滤波器与所述交流复合开关桥臂组的输入端，且在靠近交流复合开关桥臂组侧设置有三个无极电容C14～C16，所述无极电容之间为星型连接或三角形型连接，所述输入滤波器在三相电流输入侧设置有星型连接的无极电容C11～C13，并在无极电容C11～C13和无极电容C14～C16之间，在每相上分别设置有电感L11～L13。所述输入滤波器是一个典型的“π”型滤波器，以实现EMI功能。同时，因为本发明实施例属于电流型变换器，输入电流是断续的，所以相比常规的PFC变换器，在靠近交流复合开关桥臂组的输入端需设置无极电容C14～C16。

所述的储能续流单元和高频转换单元具有整流模式和逆变模式，在整流模式下：第一零六开关管Q106等效为一个二极管，用于续流导通；第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103除作高频转换开关管，还用作升压管，两个开关管形成一个复合功能桥臂，第一零五开关管Q105除用作升压续流二极管外，还做反向降压导通连接线，第一零一开关管Q101至第一零五开关管Q105根据驱动控制做不同的脉冲导通组合，实现升压及高频变换；在逆变模式下，第一零一开关管Q101至第一零四开关管Q104起高频整流作用，等效为高频整流二极管，第一零五开关管Q105做降压开关使用，能够脉冲导通或者直通，第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103配合第一零五开关管Q105做续流二极管使用，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第一零三开关管Q103和第一零四开关管Q104共通做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现直流的反向升压储能输出。

下面结合具体实施例对本发明的工作原理进行说明：

实施例1

如图7所示，实施例1中的第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3采用如图4(b)所示的结构，第一交流复合开关桥臂KB1的3号端子与三相三线电源的A相连接；第二交流复合开关桥臂KB2的3号端子与三相三线电源的B相连接；第三交流复合开关桥臂KB3的3号端子与三相三线电源的C相连接；第一续流电感L1的一端分别与交流复合开关桥臂组的正输出端口和第一零六开关管Q106的漏极连接，另一端分别与第一零一开关管Q101的漏极和第一零五开关管Q105的源极连接；第二续流电感L2的一端分别与交流复合开关桥臂组的的负输出端口和第一零六开关管Q106的漏极连接，L另一端分别与第一零三开关管Q103的源极、第一零四开关管Q104的源极和吸收滤波电容Cs1连接；高频隔离及变压单元的两个输入端口分别连接第一零一开关管Q101的源极和第一零二开关管Q102的源极；所述高频隔离及变压单元的输出端口连接整流滤波单元的输入口，整流滤波单元的输出口即为直流侧的正负端，分别记为BUS+和BUS-。

实施例1的高频整流电路为第一零七开关管至第一一零开关管Q107～Q110组成的全桥整流电路，第一零七开关管Q107和第一零八开关管Q108的漏极相连，形成整流滤波单元的正输出口BUS+，第一零七开关管Q107的源极连接第一零九开关管Q109的漏极和高频隔离变压器TRa的副边侧，第一零八开关管Q108的源极连接第一一零开关管Q110的漏极和高频隔离变压器TRa的副边侧，第一零九开关管Q109及第一一零开关管Q110的漏极相连，形成整流滤波单元的负输出口BUS-；第一滤波电容C1两端连接整流滤波单元的正输出口BUS+和负输出口BUS-。

实施例1的控制方法包括如下步骤：

S100：确定工作模式，工作模式包括整流模式和逆变模式，整流模式从交流端输入，直流端作为输出，逆变模式由直流端输入，交流端作为输出。

S200：根据选择的工作模式，对三相隔离型变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号。

S300：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小。

S400：若工作模式为整流模式，则根据当前相间电压瞬时值压差大小及输出电压设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对高频转换单元的复合桥臂的升压开关管组进行PWM驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通升压开关管组合，如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，需要开通升压开关管组合，并关闭升压续流开关管的驱动信号；同时根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照功率因数校正需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元的对应开关管施加PWM驱动导通。

S500：对当前区间段下的交流复合开关桥臂组中的对应开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和瞬时值最小相的电流继续导通。

S600：在各相电流按照设定需要进行导通后，储能续流单元进行续流，若需要使用交流复合开关桥臂组续流，则需要额外施加导通信号进行续流；如果是升压模式下，在升压结束后，关断高频转换单元的复合桥臂升压开关管组合，并施加驱动信号使第一零五开关管导通。

S700：若工作模式为逆变模式，则根据当前电压直流端电压根据变压比折算到交流侧的设定值以及输出交流相间电压瞬时值压差大小设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对储能续流单元的开关管、高频转换单元的降压开关管以及整流滤波单元的开关管进行PWM驱动控制；如果输出两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输入电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，对需要对储能续流单元的开关管或者等效续流桥臂施加PWM驱动以便升压储能，同时对高频转换单元的第一零五开关管施加PWM驱动使之形成直通；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通储能续流单元的升压开关管，只需对高频转换单元的第一零五开关管以及整流滤波单元的开关管施加PWM驱动，对直流输入电压形成降压。

根据输出各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照逆变电压需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流先导通；然后将已导通的瞬时值最低相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值较高的两相电流继续导通。

S800：若在升压模式下，确认需要通过储能续流单元继续进行储能升压，在完成储能升压后各相电流按照设定需要进行导通；若在降压模式下，各相电流直接按照设定需要进行导通，高频转换单元中的降压开关管或者是整流滤波单元的开关管在导通完成后则通过高频转换单元的复合桥臂进行续流导通。

如图6(a1)和图6(a2)所示，在步骤S400～S600中，整流模式下对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于中间相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断或晚于最高相驱动信号关断的驱动信号；或者如图6(b1)和图6(b2)所示，在中间相驱动施加与最高相驱动信号中心对称的驱动信号，最低相施加与中间相驱动互补的驱动信号。

在步骤S700～S800中，逆变模式下对交流输入瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；或者是在最低相驱动施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。

在步骤S100～S800中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后相邻区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的PWM驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。

在步骤S400～S800中，当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于PWM工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的PWM开关频率与控制交流复合开关桥臂组的PWM开关频率一致或者为二倍频。

在步骤S700～S800中，在降压逆变模式下，对高频转换单元中做逆变的桥式对管或者单管分别施加中心对称的PWM驱动信号。

如图3所示，实施例1输入的三相交流电源，包括A相输入Phase A、B相输入Phase B和C相输入Phase C，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以实施例1所示的电压波形以标准的波形作为参考，便于后文描述。为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°为一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°，即下一周期的30°点为一个完整周期，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°或390°)；过零点标为“0”点。

无论是整流模式还是逆变模式，实施例1中交流复合开关桥臂的驱动波形均如图6所示，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。

若判断三相隔离型变换器的工作为整流模式：

整流滤波单元的正输出口BUS+和负输出口BUS-之间可接负载或可等效为负载的电路。根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此，在图7中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差，以图3中A相的0°或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是A相的60°、120°、180°、240°、300°、360°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为倍的相电压最高幅值。当输出电压设定按照变压比折算到交流侧的电压Ve小于/>其中V为相电压有效值，则会小于三相电压两相间最大压差值的任意时刻的最小电压差值，实施例1的输出工作状态为全降压模式。当输出电压设定按照变压比折算到交流侧的电压Ve设定大于/>则会高于三相电压两相间最大压差值的任意时刻的最大电压差值，实施例1的输出工作状态为升压模式。当输出电压介于/>及/>之间，则实施例1的工作模式既有升压也有降压。

假设在AC-0区间内，且判断工作模式为整流模式

(1)根据输出电压需求判定为降压模式，此时，第一开关管至第三开关管Q1～Q3，第七开关管至第九开关管Q7～Q9，第一零六开关管Q106和第一零七开关管至第一一零开关管Q107～Q110均无需施加PWM驱动导通，前述开关管均可等效为二极管，做自然整流或者续流导通即可，则图7可等效为图8，也可以在其反并联二极管或等效二极管导通的时候施加PWM驱动做同步整流。同时第一零五开关管Q105被施加直通的驱动信号，因此可等效为一根导线，此时图8可进一步等效为图9，因此实施例1等效于一个传统的经典的三相六开关降压型PFC整流器加上一个全桥型的谐振软开关直流变换器，但主要不同点在于全桥型的谐振软开关直流变换器的原边部分多了一个第一零五开关管Q105，也正是这个开关管的出现，使实施例1相比于现有技术在功能上有了提升与改进。

如图3所示，从AC点开始到BC点的AC-BC区间内，A相与B相电压瞬时值的绝对值高于C相，根据前述的KB导通原理，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3同时施加PWM驱动开通信号，或者在第一交流复合开关桥臂KB1的驱动信号快结束的时候对第三交流复合开关桥臂KB3施加驱动信号，此时与A相连接的第一交流复合开关桥臂KB1正导通，电压记为Va；与B相连接的第二交流复合开关桥臂KB2负导通，电压记为Vb；与C相连接的“KB3正”通路的输出端因被电压Va反偏而无法导通，A相的电流可经由“KB1正”，流经第一续流电感L1到达高频转换单元，然后由高频转换单元回流到第二续流电感L2，再经过“KB2负”回到B相交流源。此时，第一续流电感L1和第二续流电感L2处于降压储能状态，因为输出电压低于输入电压Vab，Vab＝Va-Vb，因此多余的电压被降压在第一续流电感L1和第二续流电感L2上，分别记第一续流电感L1和第二续流电感L2的电压为Vl1和Vl2，第一续流电感L1和第二续流电感L2储能，与输出电压是正向串联关系。同时高频转换单元中，由于第一零五开关管Q105被施加直通的驱动信号，可等效为一根导线，因此吸收滤波电容Cs1与第一续流电感L1和第二续流电感L2的输出口构成直接并联，第一零一开关管至第一零四开关管Q101～Q104按照全桥工作模式进行工作，每个开关管的占空比在忽略死区的情况下可近似看作是50％，因此第一续流电感L1和第二续流电感L2的电感电流超过谐振电流的部分会被吸收滤波电容Cs1还可以吸收，随着高频转换的进行，第一续流电感L1和第二续流电感L2的电感电流不足以谐振电流的部分则又会由吸收滤波电容Cs1释放和提供。因此，实施例1既未改变传统的三相降压PFC的工作，也未改变全桥谐振变换的工作原理，通过吸收滤波电容Cs1实现了两种电路功能的衔接融合，否则全桥谐振变换的谐振电流及PFC电感电流会相互钳制和干扰。如果该全桥变换器的工作频率高于或者低于全桥谐振变换的固有谐振频率其中，lr为谐振电感，Lr的电感值，cr为谐振电容Cr的电容值，则高频转换单元会因为谐振变换特性产生降压或者升压，实施例1以全桥谐振变换的谐振频率fr作为工作频率，实际使用中可以充分利用频率变化带来的升降压功能。当第一零一开关管至第一零四开关管Q101～Q104按照全桥变换工作模式进行工作时，则第一零七开关管至第一一零开关管Q107～Q110可视为典型的全桥整流器，电流输出给第一滤波电容C1及直流输出负载。

当“KB1正”的驱动被关断后，由于Vcb低于输出电压，其中Vcb＝Vc-Vb，且此时由于回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，所以电流无法立即反向，“KB3正”的偏置电压Va消失，可以形成导通，由于Vcb的差值低于输出电压，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。C相电流由“KB3”正流经第一续流电感L1到达高频转换单元及吸收滤波电容Cs1，再经第二续流电感L2，再经过“KB2负”回到B相交流源。此时，第一续流电感L1和第二续流电感L2处于升压释能状态，与输入电压Vcb是正向串联关系。假设Vcb的差值高于Ve，则此时第一续流电感L1和第二续流电感L2电感电动势不会发生反向，Vcb高于输出直流电压的部分将被第一续流电感L1和第二续流电感L2分压，依然处于降压储能状态。

当施加在交流复合开关桥臂组上的所有PWM开通电压都关断，交流输入电流回路都被切断，电感的电流不能瞬变，第一续流电感L1和第二续流电感L2必然保持续流，由于第一零六开关管Q106受正向偏置导通。电流由第一续流电感L1到达高频转换单元和吸收滤波电容Cs1，再经第二续流电感L2流回构成电流续流回路。

上述的储能续流单元中的二极管或者二极管和开关管进行续流时也可以用交流复合开关桥臂等效代替，并取消储能续流单元中的开关管或者二极管和开关管；此时续流通路如前述分析“KB”工作原理的时所述，由2号端子续流到1号端子，3号端子会被所接的交流电压箝位，进而可能会影响后端电路此时的相对电位。如果选用这种续流方式，或者取消了储能续流单元中的二极管或者二极管和开关管，那么优选交流瞬时值最低相所在的交流复合开关桥臂兼做整流模式下续流通道。

综上所述，在每个开关周期内均实现每相电流的导通，因此实现高PF值及低THDI的关键在于，先由三相交流中瞬时值较高的两相导通，瞬时值较高的两相极性必定相反，并在回路的电感上形成降压储能，而后关断瞬时值次高相的导通回路，使续流电流通过瞬时值最低相。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断。

(2)根据输出电压需求判定为升压模式，此时第一零六开关管Q106等效为一个二极管，也可以作为交流复合开关桥臂完全关断后第一续流电感L1接第二续流电感L2做续流导通的备份通路。与前述降压整流模式唯一不同的是，第一零五开关管Q105不能被直接导通，其必须配合第一零一开关管Q101和地一零三开关管Q103组成的复合功能桥臂作升压转换，根据控制做脉冲驱动导通，则图7可等效为图10。此时，除与各相交流连接的开关型桥臂组通路将按照如图6所示的PWM驱动控制方式，按照控制计算将对应最高相的PWM驱动占空比提升至最大100％。

由于需要升压，既要对前述的交流输入回路形成短路通道，以便第一续流电感L1和第二续流电感L2可以进行储能升压，同时又不能影响后端的DC/DC变换，因此必须合理利用第一零五开关管Q105以及第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103组成的复合功能桥臂在特定的驱动时序下作升压转换。在第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管进行高频变换时，如果第一零一开关管Q101还没有开通，则前述的电感电流及吸收滤波电容Cs1均可给第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管通路供电，如果在第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102导通快完成或者导通期间将第一零一开关管Q101开通，即在图11(a)的基础上将第一零一开关管Q101的驱动提前开通，如图11(b)所示，则第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103同时被施加驱动导通，则可实现第一续流电感L1和第二续流电感L2的直连短路进行储能，此时第一零五开关管Q105未施加PWM驱动，可被视作二极管，将吸收滤波电容Cs1隔离开，则吸收滤波电容Cs1的电容功能不受影响，继续供电进行高频变换。当第一零一开关管Q101关闭，由于第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，电流无法反向，继续保持原方向，但是由于Vab低于输出电压，所以电感电动势会发生反向释能续流，与输入电压构成串联，与输入电源Vab一起对高频转换单元供电，此时第一零五开关管Q105导通，可施加PWM驱动做同步整流。当A相交流复合开关桥臂的PWM驱动关闭，则该桥臂的整流通路关断后与前述的降压导通原理一样，电感继续释能由C相自动维持续流导通，C相电流由“KB3”正流经第一续流电感L1、到达高频转换单元和吸收滤波电容Cs1，再经第二续流电感L2，及“KB2负”回到B相交流源。此时，第一续流电感L1和第二续流电感L2仍然处于升压释能状态，与输入电压Vcb是正向串联关系。

当第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管通路工作完毕，则轮换为第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104组成对管通路工作，此时交流端的供电通路可以直接给第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104供电，同时为避免电感电流及谐振变换电流差值部分的影响，此时第一零五开关管Q105应该要开通。关于第一零一开关管Q101进行升压开通的时刻及结束，应选取第一续流电感L1和第二续流电感L2开始释能升压供电的时候轮换为第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104做高频变换，因为在之前第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管的电流应该处于下降区间，电感储能电流叠加带来的影响可以相对减小，同时第一零一开关管Q101不需要关断，第一零三开关管Q103的自然关闭即可结束储能升压，并可以实现软关断。此时第一零一开关管Q101如果继续开通，既可做电感续流通道，又可做高频变换的下一阶段轮换通道，减少在中途的关断及在开通的损耗。所以升压时序优选在第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管通路工作完毕前，即以该结束时刻前为第一零一开关管Q101做升压复合工作的区间。

此外，由上可见，升压动作主要是在第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管通路区间与第一零一开关管Q101共通，此外也可以采用如图11(c)或者图7(d)所示的方式，即在如图11(a)所示的驱动基础上，在第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102对管及第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104对管相邻的导通区间使复合桥臂第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103共通，此时第一零五开关管Q105必须关闭进行升压，因此相比前述的升压方式可以实现升压扩展，但缺点就是在进行升压的时候直流转换会被中断，因此使用中需要视情况具体选择。

由上可知，在每个开关周期内均实现每相电流的导通的关键在于，必须第一零三开关管Q103和第一零二开关管Q102组成对管通路工作完毕前开通第一零一开关管Q101，并由三相交流中瞬时值较高的两相导通在回路的电感上形成储能，，瞬时值较高的两相极性必定相反，然后关断升压管让电感释能继续维持导通回路，随后关断瞬时值次高相的导通回路，使续流电流继续通过瞬时值最低相，使瞬时值最低相也完成导通。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断。

同时，通过以上可知，幅值最高相交流与幅值最低相交流的开关桥臂组在导通后形成第一整流电压，幅值最高相交流与幅值次高相交流的开关桥臂组在导通后形成第二整流电压，第二整流电压会高于第一整流电压，因此，如果只是将次高相交流的开关桥臂组的开关做PWM切换就可以实现输入整流电压回路的切换，从而配合后端高频变换单元的复合桥臂导通，使三相电流都可以导通。因此该控制方式减少了此两相的开关型桥臂的切换，减少了关断及开通的开关损耗，同时只切换次高相交流的开关桥臂组，使该开关的所承受的电压只是在第一电压与第二电压的压差，从而避免了三个桥臂都做PWM驱动的开通时的最高相电压压差，进一步降低了该次高相整流桥臂组的开通开关损耗，此时驱动信号如图6(a2)或图6(b2)所示。

但是，在诸如A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，是A相与B相(或A相与C相或者C相与B相)的交叉点，由于在实际使用中电压采样有偏差或者滞后，可能出现采样判断中所谓的“中”相实际已经是最低相，所谓的“最低”已经变成“中”，因此一旦继续按照前述的最高相与最低相的驱动一致方案，则会导致由于次高相对最低相的电压偏置，最低相的交流复合开关桥臂即便有驱动信号也无法导通，因此实际上是最高相和次高相一直在导通，从而引发该PWM驱动控制切换点或者交叉点失败，进而使个相的电流陡升或陡降，以及输出电压波动或者短暂失控。因此，在该交叉点的前后一小段区间内，PWM驱动应优先采用图6(a1)或图6(b1)的方式，并可对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的PWM驱动占空比。

由上面的分析可知，实施例1在上述升压控制模式下，避免了如图1所示的传统两级变换器中不必要的升压或者降压以及中间电容储能过程，实现了升压开关管的复用，以及减少了传统升压开关管的损耗，提高了系统效率。

当续流开关管或升压关管处于PWM工作状态时，续流开关管或升压关管的PWM开关频率与控制第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3的PWM开关频率一致。通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

根据前述的描述和分析，实施例1可以在交流输入的情况下实现升压或者降压，因此，即便是单相输入，根据对输出电压及输入电压的判断，需要降压就控制对应交流复合开关桥臂的导通占空比，需要升压则控制升降压单元的导通占空比，根据实时控制将PWM驱动信号占空比大小调制好，使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

若判断三相隔离型变换器的工作为逆变模式：

整流滤波单元的正输出口BUS+和负输出口BUS-之间连接的直流电源，与第一滤波电容C1并联，交流端则等效为负载，可以是吸收能量的交流电网或者离网负载。根据逆变电路降压的基本原理，当输出电压，即三相中瞬时值最大的两相形成导通时构成的电压差应该是比副边直流侧折算到原边的输入直流电压Ve低才构成降压，否则需要先升压。因此，如图12所示，第四开关管至第六开关管Q4～Q6此时不参与工作，可等效开路或者没有第四开关管至第六开关管Q4～Q6，如逆变需要电流跟电压的超前滞后，第四开关管至第六开关管Q4～Q6则需要做全开通短路处理；第一零一开关管至第一零四开关管Q101～Q104做整流作用，因此等效为二极管Q101d～Q104d。以图3中A相的0°或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是A相的60°、120°、180°、240°、300°、360°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为倍的相电压最高幅值。当输入的直流端电压折算到原边Ve小于/>其中V为相电压有效值，则会小于三相交流电压两相间最大压差的任意时刻的最小电压差值，实施例1的逆变输出工作状态为全升压模式。当输入的直流端电压折算到原边Ve大于则会高于三相电压两相间最大压差的任意时刻的最大电压差值，实施例1的逆变输出工作状态为全降压模式。当输入直流电压介于/>及/>之间，实施例1的工作模式既有升压也有降压。

假设在AC-0区间内，且判断为逆变模式

(1)假设根据输出电压折算到原边Ve需求判定为升压模式，即Vab此时大于输入直流电源的电压。先将第一零五开关管Q105完全导通，同时副边直流侧的整流滤波单元中全桥整流桥此时作全桥逆变工作，第一零七开关管至第一一零开关管Q107～Q110则构成典型的H桥，当第一零七开关管Q107和第一一零开关管Q110组成的对管，或者第一零八开关管Q108和第一零九开关管Q109组成对管被同时施加占空比为50％PWM驱动后，直流侧的电压则经过高频变压器TRa的耦合直接传递到原边，再由第一零一开关管至第一零四开关管Q101～Q104全桥自动整流形成直流电压，并对吸收滤波电容Cs1充电，该电压则可视为等效直流源，同时吸收滤波电容Cs1与第一零二开关管Q102的漏极和第一续流电感L1连接的一端等效为直流源正端，吸收滤波电容Cs1与第一零四开关管Q104源极和第二续流电感L2连接的一端等效为直流源负端，则高频变换单元相当于是连接在第一续流电感L1和第二续流电感L2端口的直流源；同时对储能续流单元的第一零六开关管Q106可施加PWM驱动，则图12可等效为图13，实施例1可等效为一个传统的经典的三相六开关升压型逆变器。初始时，由于第一零六开关管Q106一直处于导通状态，可视为导线，交流复合开关桥臂都被反向偏置，交流输出电流回路都被切断，电流由等效直流源的正端经第一续流电感L1、第一零六开关管Q106和第二续流电感L2，再经第八开关管Q8回到等效直流源的负端，因此直流输入电压完全施加在第一续流电感L1和第二续流电感L2上形成储能。

如图3所示，从AC点开始到BC点的AC-0区间内，A相瞬时电压值的绝对值低于B相高于C相，当第一零六开关管Q106的驱动关闭后，根据前述的“KB”导通原理，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3中对应的开关管同时施加PWM驱动开通信号，或者在第三交流复合开关桥臂KB3的驱动信号快结束的时候对第一交流复合开关桥臂KB1施加驱动信号，由于C相是正向瞬时值最低，B相是负向瞬时值最高，因此与C相连接的第三交流复合开关桥臂KB3正导通，电压记为Vc，如果忽略管压降不计，则第三交流复合开关桥臂KB3的1号端子电压被箝位Vc；与B相连接的第二交流复合开关桥臂KB2负导通，电压记为Vb；与A相连接的“KB1正”的交流复合开关桥臂1号端子通路因被第三交流复合开关桥臂KB3的电压Vc箝位导致第一二极管D1反偏而无法导通，前述等效直流源的电流可经第一续流电感L1、第三交流复合开关桥臂“KB3正”，到达交流源的C相，再经交流源的B相，第二交流复合开关桥臂“KB2负”，第二续流电感L2，回到等效直流源的负端。此时，因为输出电压Vcb低于直流输入电压，第一续流电感L1和第二续流电感L2处于分压储能状态或处于降压释能状态，因此多余的电压仍然被降压在第一续流电感L1和第二续流电感L2上，因此第一续流电感L1和第二续流电感L2储能，电感电压与交流输出电压是顺向串联关系。

当“KB3正”的驱动被关断后，“KB3正”的箝位电压Vc消失，此时由于回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，所以电流无法立即反向，同时“KB1负”中的第一二极管D1反向偏置电压消失，可以形成正向导通，但是由于Vab比直流电源的电压高，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。等效直流源的电流第一续流电感L1、第一交流复合开关桥臂“KB1正”，到达交流源的A相，再经交流源的B相，第二交流复合开关桥臂“KB2负”，第二续流电感L2，回到等效直流源的负端。此时，第一续流电感L1和第二续流电感L2处于升压释能状态，与等效直流源输入电压是正向串联关系。

由上可知，在每个开关周期内均实现每相电流的输出导通，因此关键在于，先将第一零五开关管Q105导通，将直流侧电源经过高频变换后等效为一个直流源连接第一续流电感L1和第二续流电感L2，再利用储能续流单元的第一零六开关管Q106导通进行储能升压，然后由三相交流中压差较小且极性相反，即瞬时值最高相以及瞬时值最低相的两相导通，并在回路的电感上形成降压储能或者降压释能，而后关断瞬时值最低相的导通回路，使续流电流通过瞬时值次高相。因此在每个开关周期，瞬时值最低相的电流回路会先关断。

此外上述的储能续流单元中的开关管进行储能升压或者构成储能通路时也可以用交流复合开关桥臂的导通来等效替代，取消储能续流单元中的开关管；此时储能通路如前述分析“KB”工作原理的时所述，电流由1号端子流到2号端子，3号端子会被所接的交流电压箝位，进而可能会影响后端电路此时的相对电位。如果选用这种续流方式，或者取消了储能续流单元中的开关管，那么优选交流瞬时值最低相所在的交流复合开关桥臂兼做逆变模式下的储能升压通道。

(2)假设根据输出电压折算到原边Ve需求判定为降压模式，即Vab的最大差值一直小于等效输入直流电源的电压，此时储能续流单元的第一零六开关管Q106开关管必须关闭。因此加在第一续流电感L1和第二续流电感L2上的等效直流源电压必须降低或者变为PWM调压模式，因为有第一续流电感L1和第二续流电感L2存在，如果等效直流源是类似Buck电路那样按照控制计算的占空比所施加，则电压会按照占空比折算下降。按照前述，如果将全桥整流所形成的等效直流源连接第一续流电感L1和第二续流电感L2的时间减少，则构成了降压，因此对第一零七开关管至第一一零开关管Q107～Q110构成典型H桥施加调占空比的PWM，即在图15(a)所示的50％占空比的PWM信号的基础上降低，同时对第一零五开关管Q105施加PWM驱动进行导通，减少吸收滤波电容Cs1、第一零二开关管Q102和第一零三开关管Q103对管以及第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104对管整流与第一续流电感L1和第二续流电感L2的连接，则构成了等效直流源的Buck施加，即当第一零二开关管Q102和第一零三开关管Q103形成整流后，按照占空比需求关断第一零五开关管Q105开关管，此时第一续流电感L1和第二续流电感L2则通过第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103进行续流，第一零二开关管Q10和第一零三开关管Q103则继续整流对吸收滤波电容Cs1充电，则图12可等效为图14，可等效为一个传统的经典的三相六开关逆变器增加了一个直流输入降压电路。

如前述升压模式下一样，在没有开始的储能升压过程的情况下，如果对第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3中对应的开关管同时施加PWM驱动开通信号，或者在第三交流复合开关桥臂KB3的驱动信号快结束的时候对第一交流复合开关桥臂KB1施加驱动信号，由于C相是正向瞬时值最低，B相是负向瞬时值最高，因此与C相连接的第三交流复合开关桥臂KB3正导通，电压记为Vc，如果忽略管压降不计，则第三交流复合开关桥臂KB3的2号端子电压被箝位Vc；与B相连接的第二交流复合开关桥臂KB2负导通，电压记为Vb；与A相连接的“KB1正”的交流复合开关桥臂1号端子通路因被第三交流复合开关桥臂KB3的电压Vc箝位导致第一二极管D1反偏而无法导通，等效直流源的电流可经第一续流电感L1和第三交流复合开关桥臂“KB3正”到达交流源的C相，再经交流源的B相，第二交流复合开关桥臂“KB2负”和第二续流电感L2回到直流源的负端。此时，因为输出电压Vcb一直低于直流输入电压，第一续流电感L1、第二续流电感L2处于分压储能状态，因此多余的电压任然被降压在第一续流电感L1和第二续流电感L2上，因此第一续流电感L1和第二续流电感L2储能，与交流输出电压是顺向串联关系。

当“KB3负”的驱动被关断后，“KB3负”的箝位电压Vc消失，此时由于回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，所以电流无法立即反向，同时“KB1正”中的第一二极管D1反向偏置电压消失，可以形成正向导通，但是由于Vab比直流电源的电压低，所以此时电感电动势并未会发生反向，电感依然进行储能续流。直流源的电流可经第一续流电感L1和第一交流复合开关桥臂“KB1正”到达交流源的A相，再经交流源的B相，第二交流复合开关桥臂“KB2负”和第二续流电感L2回到等效直流源的负端。然后将第一零五开关管Q105的PWM驱动信号关断，此时电感上的电流通过第一零一开关管Q101和第一零三开关管Q103进行续流，同时第一续流电感L1和第二续流电感L2的电动势发生反向，处于升压释能状态，对输出侧的交流负载进行供电。第一零五开关管Q105的关断时间早晚取决于A或B相电压以及直流侧电压，极端情况下会出现切换到B相导通时或者B相导通之前已经关闭。

由上可知，与降压模式的主要区别在于：不需要储能续流单元或者交流复合开关桥臂组进行逆变储能升压，而是直流输入端的降压后，再进行续流供电。

此外，前述的等效直流源PWM模式施加在第一续流电感L1和第二续流电感L2还有另外一种方式，则是直流副边侧的整流单元全桥逆变的占空比由原来的近似50％*2变为控制所需的PWM驱动占空比D*2，并且该全桥逆变的PWM导通驱动是中心侧紧连，非导通驱动在两侧，如果第一零七开关管Q107和第一一零开关管Q110对管记为A，第一零八开关管Q108和第一零九开关管Q109对管记为B，如图15所示，原边的整流则为全桥对管，第一零一开关管Q101和第一零四开关管Q104d以及第一零二开关管Q102和第一零三开关管Q103也是具有中心对称的2D*T时间导通的直流脉冲电压整流，其中，T为一个开关周期，同时在整流导通的时候给第一零五开关管Q105施加PWM驱动，吸收滤波电容Cs1电压及整流电压，即前述的等效直流源将是按照2*D的PWM模式施加在第一续流电感L1和第二续流电感L2端口上。

同时通过以上分析过程可知，幅值最高相交流与幅值最低相交流的开关桥臂组在导通后形成第一逆变电压，幅值最高相交流与幅值次高相交流的开关桥臂组在导通后形成第二逆变电压，第二逆变电压会高于第一逆变电压，即瞬时值最低相交流复合开关桥臂导通时会将次高相的桥臂箝位。因此，将瞬时值最低相交流的开关桥臂组的开关做PWM切换就可以实现逆变输出电压回路的切换，从而配合后端全桥逆变及第一零五开关管Q105导通或者储能续流单元的储能升压使三相电流都可以导通。因此该控制方式减少了此两相的开关型桥臂的切换，减少了关断及开通的开关损耗，同时只切换最低相交流的开关桥臂组，使该开关的所承受的电压只是在第一电压与第二电压的压差，从而避免了三个桥臂都做PWM驱动的开通时的最高相电压压差，从而进一步降低了该次高相整流桥臂组的开通开关损耗。

综合来说，对交流输出瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号，或者在最低相驱动施加与最高相驱动信号中心对称的驱动信号，然后给中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。

但在诸如A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，是A相与B相(或A相与C相或者C相与B相)的交叉点，由于在实际使用中电压采样有偏差或者滞后，可能出现采样判断中所谓的“中”相实际已经是最低相，所谓的“最低”已经变成“中”，因此一旦继续按照前述的最高相与最低相的驱动一致方案，则会导致由于次高相对最低相的电压偏置，最低相的交流复合开关桥臂即便有驱动信号也无法导通，因此实际上是最高相和次高相一直在导通，从而引发该PWM驱动控制切换点或者交叉点失败，进而使个相的电流陡升或陡降以及输出电压波动或者短暂失控。因此，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的PWM驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。同时，在逆变模式下，为防止直流输入电流存在情况下输出回路突然开路引起电感释能失控产生过高的电压尖峰，在控制中应尽可能的保持第二逆变电压或者第一逆变电压通路存在，以便对交流复合开关桥臂组的1号端子和2号端子的电压进行有效箝位，避免产生的过高压将交流复合开关桥臂的器件损坏。

当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于PWM工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的PWM开关频率与控制第一交流复合开关桥臂至第三交流复合开关桥臂KB1～KB3的PWM开关频率一致或者为二倍频；且储能续流单元中的开关管在整流模式下或者逆变模式下进行续流或者升压的通路也可以用交流复合开关桥臂等效代替，即变换器中可取消该储能续流单元中的开关管。

通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值。在某些输出电压相对较高的场合，考虑到升压开关管、降压开关管以及后端滤波电压的选取，可以将升压开关管、降压开关管和滤波电容采用串联或者类似串联提高耐压的模式。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，包括交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述交流复合开关桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的正输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个等效可控选择开关的负输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，三个等效可控选择开关的输入端作为交流复合开关辅助桥臂组的三个输入端；所述储能续流单元包括续流电感和第一零六开关管，第一零六开关管与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端和负输出端连接，续流电感一端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接，另一端与高频转换单元的输入端连接；所述高频转换单元包括第一零一开关管、第一零二开关管、第一零三开关管、第一零四开关管、第一零五开关管和吸收滤波电容；第一零一开关管的漏极连接第一零五开关管的源极，源极连接第一零三开关管的漏极，第一零二开关管的漏极连接第一零五开关管的漏极，源极连接第一零四开关管的漏极，第一零四开关管的源极连接第一零三开关管的源极，第一零一开关管的漏极和第一零三开关管的源极构成高频转换单元的两个输入端；第一零一开关管的源极和第一零二开关管的源极构成高频转换单元的两个输出端，吸收滤波电容一端与第一零二开关管的漏极连接，另一端与第一零四开关管的源极连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元的输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述等效可控选择开关为二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通。

3.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原侧边串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器，所述高频隔离变压器的副边侧为单绕组或多绕组。

4.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述整流滤波单元包括高频整流电路和第一滤波电容，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接；高频整流电路的输出端与第一滤波电容连接。

5.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感一端与交流复合开关桥臂组的正输出端连接，另一端与第一零一开关管的漏极和第一零五开关管的源极连接，第二续流电感一端与交流复合开关桥臂组的负输出端连接，另一端与第一零三开关管和第一零四开关管的源极连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与交流复合开关桥臂组的其中一个输出端连接，另一端与高频转换单元的其中一个输入端连接，高频转换单元的另一个输入端通过导线与交流复合开关桥臂组的另一个输出端连接。

6.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述交流复合开关桥臂组、储能续流单元、高频转换单元和整流滤波单元中的开关管为设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收滤波电容为高频无极性的电容或高频有极性的电容；当吸收滤波电容为高频有极性的电容时，吸收滤波电容正极与第一零五开关管的漏极连接，负极与第一零四开关管的源极连接。

7.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述交流复合开关桥臂组的输入端连接，且在靠近交流复合开关桥臂组侧设置有三个并联的无极电容，所述无极电容之间为星型连接或三角形型连接。

8.根据权利要求1所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器，其特征在于，所述的储能续流单元和高频转换单元具有整流模式和逆变模式，在整流模式下：第一零六开关管等效为一个二极管，用于续流导通；第一零一开关管和第一零三开关管除作高频转换开关管，还用作升压管，两个开关管形成一个复合功能桥臂，第一零五开关管除用作升压续流二极管外，还做反向降压导通连接线，第一零一开关管至第一零五开关管根据驱动控制做不同的脉冲导通组合，实现升压及高频变换；在逆变模式下，第一零一开关管至第一零四开关管起高频整流作用，等效为高频整流二极管，第一零五开关管做降压开关使用，能够脉冲导通或者直通，第一零一开关管和第一零三开关管配合第一零五开关管做续流二极管使用，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第一零三开关管和第一零四开关管共通做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现直流的反向升压储能输出。

9.一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，用于控制如权利要求1~8任一权利要求所述的可双向变换的三相隔离型变换器，包括以下步骤：

S100：确定工作模式，工作模式包括整流模式和逆变模式，整流模式从交流端输入，直流端作为输出，逆变模式由直流端输入，交流端作为输出；

S200：根据选择的工作模式，对三相隔离型变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号；

S300：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

S400：若工作模式为整流模式，则根据当前相间电压瞬时值压差大小及输出电压设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对高频转换单元的复合桥臂的升压开关管组进行PWM驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通升压开关管组合，如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于直流输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，需要开通升压开关管组合，并关闭升压续流开关管的驱动信号；同时根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照功率因数校正需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元的对应开关管施加PWM驱动导通；

S500：对当前区间段下的交流复合开关桥臂组中的对应开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和瞬时值最小相的电流继续导通；

S600：在各相电流按照设定需要进行导通后，储能续流单元进行续流，若需要使用交流复合开关桥臂组续流，则需要额外施加导通信号进行续流；如果是升压模式下，在升压结束后，关断高频转换单元的复合桥臂升压开关管组合，并施加驱动信号使第一零五开关管导通；

S700：若工作模式为逆变模式，则根据当前电压直流端电压根据变压比折算到交流侧的设定值以及输出交流相间电压瞬时值压差大小设定判断三相隔离型变换器是降压模式还是升压模式，确定是否对储能续流单元的开关管、高频转换单元的降压开关管以及整流滤波单元的开关管进行PWM驱动控制；如果输出两相的相间瞬时值压差最大数值大于直流输入电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为升压模式，对需要对储能续流单元的开关管或者等效续流桥臂施加PWM驱动以便升压储能，同时对高频转换单元的第一零五开关管施加PWM驱动使之形成直通；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压根据变压比折算到交流侧的设定值，则为降压模式，无需开通储能续流单元的升压开关管，只需对高频转换单元的第一零五开关管以及整流滤波单元的开关管施加PWM驱动，对直流输入电压形成降压；

根据输出各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号使之按照逆变电压需要进行导通；各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对当前区间段下的交流复合开关桥臂中施加驱动信号进行PWM驱动控制应使其中瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流先导通；然后将已导通的瞬时值最低相交流回路上的开关管通路关断，以便让瞬时值较高的两相电流继续导通；

S800：若在升压模式下，确认需要通过储能续流单元继续进行储能升压，在完成储能升压后各相电流按照设定需要进行导通；若在降压模式下，各相电流直接按照设定需要进行导通，高频转换单元中的降压开关管或者是整流滤波单元的开关管在导通完成后则通过高频转换单元的复合桥臂进行续流导通。

10.根据权利要求9所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S400~S600中，整流模式下对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于中间相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断或晚于最高相驱动信号关断的驱动信号；或者在中间相驱动施加与最高相驱动信号中心对称的驱动信号，最低相施加与中间相驱动互补的驱动信号。

11.根据权利要求9所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S700~S800中，逆变模式下对交流输入瞬时值中间相的交流复合开关桥臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号，或早于最低相关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；或者是在最低相驱动施加与最高相驱动信号的中心对称的驱动信号，中间相施加与最低相驱动互补的驱动信号。

12.根据权利要求9所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S100~S800中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后相邻区间内，对次高相和最低相的交流复合开关桥臂施加对等的PWM驱动占空比，即各相与最高相交流复合开关桥臂构成一半时间的导通回路。

13.根据权利要求9所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S400~S800中，当续流开关管、升压开关管或降压开关管处于PWM工作状态时，续流开关管、升压开关管或降压开关管的PWM开关频率与控制交流复合开关桥臂组的PWM开关频率一致或者为二倍频。

14.根据权利要求9所述的一种可双向变换的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S700~S800中，在降压逆变模式下，对高频转换单元中做逆变的桥式对管或者单管分别施加中心对称的PWM驱动信号。