CN110061650B - 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及控制方法 - Google Patents

单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了单级式隔离型三相双向AC/DC变换器及控制方法。该变换器包括交流侧电感、交流侧电容、三相全桥、双向开关、变压器端电位双向箝位开关、单相全桥、隔离变压器、整流/逆变单相全桥、直流侧滤波电感和直流侧滤波电容。采用低频扇区开关选择以及高频全桥移相相结合的组合控制方式。本发明采用电流源型AC/DC结构，实现了buck类型的整流模式，避免了以往boost整流模式的启动冲击问题，同时仅用单级功率变换电路实现了电气隔离，高频隔离变压器原副边都只有一个全桥结构，功率流通和续流阶段均只需流过两个功率管，减小了传输损耗。

Description

单级式隔离型三相双向AC/DC变换器及控制方法
技术领域
本发明属于直流微网技术领域，特别涉及了一种单级式双向AC/DC变换器。
背景技术
以新能源为核心的直流微网作为新兴的供电形式，其研究和应用仍处于快速发展阶段，尚有诸多问题需要解决。直流微网是电力电子技术、信息电子技术与电力系统融合的产物，涉及变流装置、运行控制、故障保护、电源规划、系统架构和通信协议等多个研究领域。其中，直流微电网与交流电网的接口AC/DC变换器作为连接两种网络的纽带，负责调控整个微电网的能量平衡，是直流微网研究的重点之一。在大功率场合，通常考虑采用三相双向AC/DC变换器，它是保证微网正常运行的关键变换器。
三相双向AC/DC根据是否具有直流侧电感可以分为两大类：电流源型和电压源性AC/DC变换器；根据是否存在高频隔离变压器又可以分为隔离型和非隔离型。
由三相桥式电路构成的非隔离三相电压源型AC/DC变换器，在整流工作时直流侧呈升压特性，三相380V交流电压经其变换后直流电压通常达600～800V，通常需要通过隔离变压器或者在后级加DC/DC变换器进行降压后才能接到低压直流母线上。此外，电压源型AC/DC变换器的整流模式是升压(boost)类型，存在启动冲击问题，需要在功率传输路径中加入启动限流措施，影响变换器效率和功率密度，同时，升压型电路在空载或轻载工作时，系统的闭环控制也存在较大的难度，难以兼顾控制的稳定性和快速动态响应特性。
隔离型AC/DC变换器通常需要两级式结构，一种是在前级加入工频隔离变压器，这会导致变换器整体体积重量大、成本高；另一种是在后级加入高频隔离双向DC/DC变换器，但是两级式功率变换对系统效率有很大的负面影响，并且现有的高频隔离双向DC/DC变换器宽电压变化范围条件下的特性较差，这种变换器难以适应宽输入输出电压变化的应用需求。
中国专利申请(公开号：CN108988676A)中通过采用单级式隔离型结构，省去了两级式变换器中间母线的大体积解耦储能电容，能够提高变换器的效率，但是该软开关型的单级式结构采用了两个移相全桥电路串联，导致功率传输需要流经四个功率器件的沟道，从而产生较大的传输损耗，影响了变换器效率的进一步提升。
发明内容
为了解决上述背景技术提到的技术问题，本发明提出了单级式隔离型三相双向AC/DC变换器及控制方法。
为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
一种单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，包括3个交流侧电感、3个交流侧电容、1个三相全桥、3个双向开关、2个变压器端电位双向箝位开关、1个单相全桥、1个隔离变压器、1个整流/逆变单相全桥、1个直流侧滤波电感和1个直流侧滤波电容；3个交流侧电感的一端分别连接到三相交流电源端口，3个交流侧电感的另一端分别经3个交流侧电容与三相全桥的3个桥臂的中点相连，3个双向开关的一端分别连接与三相全桥的3个桥臂的中点相连，3个双向开关的另一端同时连接至公共节点Y，三相全桥的正直流母线节点p与负直流母线节点n分别连接到单相全桥的直流侧，隔离变压器的原边两端分别经单相全桥的2个桥臂的中点与2个变压器端电位双向箝位开关的一端相连，2个变压器端电位双向箝位开关的另一端连接至公共节点Y，隔离变压器的副边两端分别与整流/逆变单相全桥的2个桥臂的中点相连，整流/逆变单相全桥的一个公共直流端口连接直流侧滤波电感的一端，直流侧滤波电感的另一端作为整个变换器的直流端口正端，该直流端口正端与直流侧滤波电容的一端相连，直流侧滤波电容的另一端作为整个变换器的直流端口负端，该直流端口负端与整流/逆变单相全桥的另一个公共直流端口相连。
进一步地，所述三相全桥包含第一～第六开关管；第一开关管的发射极与第二开关管的集电极相连作为一个桥臂，第三开关管的发射极与第四开关管的集电极相连作为一个桥臂，第五开关管的发射极与第六开关管的集电极相连作为一个桥臂；第一开关管、第三开关管与第五开关管的集电极相连于同一节点，该节点即为三相全桥的正直流母线节点p；第二开关管、第四开关管与第六开关管的发射极相连于同一节点，该节点即为三相全桥的负直流母线节点n。
进一步地，所述3个双向开关包含第七～第十二开关管；第七开关管的发射极与第八开关管的发射极相连组成一个双向开关，第九开关管的发射极与第十开关管的发射极相连组成一个双向开关，第十一开关管的发射极与第十二开关管的发射极相连组成一个双向开关。
进一步地，所述2个变压器端电位双向箝位开关包含第十三～第十六开关管；第十三开关管的源极与第十四开关管的源极相连作为一个变压器端电位双向箝位开关；第十五开关管的源极与第十六开关管的源极相连作为一个变压器端电位双向箝位开关；第十三开关管的漏极与公共节点Y相连，第十四开关管的漏极与单相全桥的一个桥臂的中点相连，第十五开关管的漏极与公共节点Y相连，第十六开关管的漏极与单相全桥的另一个桥臂的中点相连。
进一步地，所述单相全桥包含第十七～第二十开关管，第十七开关管的源极与第十八开关管的漏极相连作为一个桥臂，该桥臂的中点连接到隔离变压器原边的一端；第十九开关管的源极与第二十开关管的漏极相连作为一个桥臂，该桥臂的中点连接到隔离变压器原边的另一端；第十七开关管的漏极与第十九开关管的漏极相连作为单相全桥的正直流节点，该正直流节点与三相全桥的正直流母线节点p相连；第十八开关管的源极与第二十开关管的源极相连作为单相全桥的负直流节点，该负直流节点与三相全桥的负直流母线节点n相连。
进一步地，所述整流/逆变单相全桥包含第二十一～第二十四开关管，第二十一开关管的源极与第二十二开关管的漏极相连作为一个桥臂；第二十三开关管的源极与第二十四开关管的漏极相连作为一个桥臂；第二十一开关管的漏极与第二十三开关管的漏极相连作为整流/逆变单相全桥的正直流节点，该正直流节点与直流滤波电感相连；第二十二开关管的源极与第二十四开关管的源极相连作为整流/逆变单相全桥的负直流节点，该负直流节点与直流滤波电容相连。
进一步地，各开关管均由一个单向开关管和一个二极管并联组成，单向开关管的源极与二极管的阳极相连，单向开关管的漏极与二极管的阴极相连。
进一步地，所述单向开关管为全控型电力电子开关。
进一步地，所述单相开关管为MOSFET或者IGBT，则所述二极管为MOSFET的寄生二极管或者IGBT的反并联二极管。
一种单级式隔离型三相双向AC/DC变换器的控制方法，采用低频扇区开关选择以及高频全桥移相相结合的组合控制方式，低频扇区开关将三相交流侧电压与电流分为六个扇区进行控制，输出三相全桥和双向开关的驱动信号，通过直流侧电压外环与直流侧电流内环产生调制比，并根据当前的交流侧电流以及相位信息产生变压器端电位双向箝位开关、单相全桥和整流/逆变单相全桥的高频控制信号，实现直流侧电压控制和交流侧电流的正弦度以及功率因数控制。
采用上述技术方案带来的有益效果：
本发明设计的单级式隔离型三相双向AC/DC变换器中的隔离变压器具有电压变化比例调整和电气隔离功能。双向AC/DC变换器通过控制可以分别实现整流模式以及逆变模式。当单级式隔离型三相双向AC/DC变换器工作在整流模式时，输入的三相380V交流电压通过三相全桥以及三组双向开关为高频工作结构提供两个低频周期变化的脉动直流电压，单相全桥以及变压器端电压箝位支路通过调整合适占空比，分别将两个低频周期变化的脉动直流电压输入斩波并叠加，形成在一个开关周期内平均绝对值不变的矩阵脉冲电压，最后通过整流/逆变单相全桥以及直流侧LC滤波得到稳定的低压直流电压。当单级式隔离型三相双向AC/DC变换器工作在逆变模式时，整流/逆变单相全桥先将低压直流电压通过直流电感升压至一个周期平均绝对值大于直流侧电压的正负交替变换的电压，单相全桥与变压器端电压箝位开关配合斩波直流电压，在直流侧形成低频周期变化的脉动直流电压，最后通过三相全桥以及三个双向开关低频选择组合形成三相交流电压。
本发明采用电流源型AC/DC结构，实现了buck型的整流模式，避免了以往boost整流模式的启动冲击问题，同时解决现有技术中三相双向AC/DC变换器将三相380V交流电压变换为低压直流电压或者低压直流电压变换为三相380V交流电压时必须采用两级结构的问题，同时实现电气隔离，且功率传输路径上流过较少的功率器件，具备高效率的特点。此外，本发明还具有网侧电流正弦度好，网侧功率因数高，电能双向传输高效，直流端口适应工作电压范围宽的特点。
附图说明
图1为本发明的电路结构图；
图2为实施例中的控制框图；
图3为交流侧电压的扇区划分以及通过扇区选择结构后的关键支路与节点的电压与电流波形图；
图4为本发明工作过程中的7个主要模态图，包含(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)7幅子图；
图5为扇区1中的ip，in，iY的斩波宽度以及变压器副边整流/逆变全桥的移相角关系示意图；
图6为本发明整流变换时的功率电路实施方案1电路图；
图7为本发明整流变换时的功率电路实施实施2电路图。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
图1为本发明单级式隔离型三相双向AC/DC变换器的电路示意图，包括交流侧电感1、三个交流侧电容2、三相全桥3、三个双向开关4、变压器端电位双向箝位开关5、单相全桥6、一个隔离变压器7、整流/逆变单相全桥8、直流侧滤波电感9和直流侧滤波电容10组成。图1中的Sa+、Sa-、Sb+、Sb-、Sc+、Sc-、Sya+、Sya-、Syb+、Syb-、Syc+、Syc-、Sc1、Sc2、Sc3、Sc4、Sp1、Sp2、Sp3、Sp4、Sd1、Sd2、Sd3、Sd4为开关管。每一个开关管均是由一个单向开关管与一个二极管并联而成，并联时单向开关管的发射极(源极)与二极管的阳极相连，集电极(漏极)与二极管的管的阴极相连。并联的二极管可以是IGBT的反并联二极管，也可以是MOSFET的寄生二极管。当开关频率较低时，可采用普通的整流二极管；当开关频率较高时，采用快速恢复二极管或者肖特基二极管。
三个交流侧电感1一端分别连接到三相交流电源端口，另一端分别连接到三个交流侧电容2、三相全桥3的三个桥臂中点以及三个双向开关4，三个交流侧电容2采用星形或三角形连接，三个双向开关4的另一端同时连接到一个相同的节点Y，三个交流侧电容2没有与电感连接的那一端共同连到同一节点。
三相全桥3的结构：第一开关管Sa+的发射极与第二开关管Sa-的集电极相连作为一个桥臂，第三开关管Sb+的发射极与第四开关管Sb-的集电极相连作为一个桥臂，第五开关管Sc+的发射极与第六开关管Sc-的集电极相连作为一个桥臂，第一开关管Sa+、第三开关管Sb+、第五开关管Sc+的集电极相连作为三相全桥3的正直流母线节点p，第二开关管Sa-、第四开关管Sb-、第六开关管Sc-的发射极相连作为三相全桥3的负直流母线节点n。
三个双向开关4的结构：第七开关管Sya+的发射极与第八开关管Sya-的发射极相连组成一个双向开关，第九开关管Syb+的发射极与第十开关管Syb-的发射极相连组成一个双向开关，第十一开关管Syc+的发射极与第十二开关管Syc-的发射极相连组成一个双向开关。
变压器端电位双向箝位开关5的结构：第十三开关管Sc1的源极与第十四开关管Sc2的源极相连作为一个双向开关；第十五开关管Sc3的源极与第十六开关管Sc4的源极相连作为一个双向开关；第十三开关管Sc1的漏极与双向开关4的公共节点Y相连，第十四开关管Sc2的漏极与单相全桥6的一个桥臂中点A相连；第十五开关管Sc3的漏极与双向开关4的公共节点Y相连，第十六开关管Sc4的漏极与单相全桥6的一个桥臂中点B相连。
单相全桥6的结构：第十七开关管Sp1的源极与第十八开关管Sp3的漏极相连作为一个桥臂桥臂中点连接到隔离变压器7的A端；第十九开关管Sp2的源极与第二十开关管Sp4的漏极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到隔离变压器7的B端；第十七开关管Sp1的漏极与第十九开关管Sp2的漏极相连作为单相全桥6的正直流节点与三相全桥3的正直流母线节点p相连；第十八开关管Sp3的源极与第二十开关管Sp4的源极相连作为单相全桥6的负直流节点与三相全桥3的负直流母线节点n相连。
整流/逆变单相全桥8的结构：第二十一开关管Sd1的发射极与第二十二开关管Sd2的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到隔离变压器T的同名端；第二十三开关管Sd3的发射极与第二十四开关管Sd4的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到隔离变压器T的异名端；第二十一开关管Sd1的集电极与第二十三开关管Sd3的集电极相连作为整流/逆变单相全桥8的正直流侧节点与直流滤波电感9相连，第二十二开关管Sd2的发射极与第二十四开关管Sd4的发射极相连作为整流/逆变单相全桥8的负直流侧节点与直流滤波电容10相连，作为直流端口的负极端口；直流滤波电感9的另一端与直流滤波电容10相连作为直流端口的正极端口；直流侧滤波电容10可接负载(整流模式)，也可以接直流电压源(逆变模式)。
下面将以图1中的单级式隔离型三相双向AC/DC变换器为例，结合图2-图5阐述变换器的工作原理。分析之前，有如下假设：1)所有开关管与二极管为理想器件；2)所有电感、电容、变压器为理想元件；3)电网的三相对称理想电网；4)直流侧滤波电感足够大，可视为理想电流源，idc为直流侧电流；5)直流侧滤波电容足够大，可视为理想电压源，Udc为直流侧电压。整流工作时，变换器交流侧为三侧，接三相交流电压源，直流为输出侧，接负载。逆变时，变换器直流侧为输入侧，接直流电压源，交流侧为输出侧，接负载或者三相交流电压源。控制框图如图2所示，分为低频扇区选择控制以及可以实现高频工作器件软开关的高频移相以及高频箝位的控制，高频移相控制的移相角度的产生采用直流电压外环，直流电流内环的双调节器结构对变压器两端的移相全桥进行移相控制。直流外环的作用是维持直流母线电压稳定，直流电流内环的作用是快速跟踪负载变化，并可以限制传输功率。
图3给出了本发明中对三相电压的扇区划分示意。定义0角度时刻A相正弦电压ua为最大值，π角度时刻A相正弦电压ua为最小值。B相电压滞后A相电压2π/3，C相电压滞后B相电压2π/3。设定0-π/3为扇区1，后面以此类推。
三相全桥与三个双向开关为扇区选择开关，只在扇区切换时发生动作，各个扇区切换时开关管的开关状态如表1所示，其中1代表开通，0代表关断。当工作在整流模式时，第一开关管Sa+、第二开关管Sa-、第三开关管Sb+、第四开关管Sb-、第五开关管Sc+、第六开关管Sc-的导通器件为反并联二极管，会随扇区切换自动切换，不需要驱动信号。当工作在逆变模式时，需要按照表中的导通顺序进行低频切换。双向开关Sya+、Sya-、Syb+、Syb-、Syc+、Syc-无论哪种模式都需要主动进行低频切换。
表1
S<sub>a+</sub> S<sub>a-</sub> S<sub>b+</sub> S<sub>b-</sub> S<sub>c+</sub> S<sub>c-</sub> S<sub>ya+</sub>(S<sub>ya-</sub>) S<sub>yb+</sub>(S<sub>yb-</sub>) S<sub>yc+</sub>(S<sub>yc-</sub>)
扇区1 1 0 0 0 0 1 0 1 0
扇区2 0 0 1 0 0 1 1 0 0
扇区3 0 1 1 0 0 0 0 0 1
扇区4 0 1 0 0 1 0 0 1 0
扇区5 0 0 0 1 1 0 1 0 0
扇区6 1 0 0 1 0 0 0 0 1
当低频扇区开关动作时，节点p与节点Y之间的电压UpY，以及节点Y与节点n之间的电压Uyn也在低频脉动周期变化，以扇区1为例，此时电压UpY为A相电压与B相电压之差UAB，电压UYn为B相电压与C相电压之差UBC。因此，电压UpY以及电压UYn变换周期为三倍工频周期。低频扇区除了拆分了三相电压外，也拆分了三相电流，以整流模式为例，当控制正母线电流ip，负母线电流in，以及电流差iY也按照图3中所示的低频脉动变化时可以实现变换器交流电流正弦度以及单位功率因数。
正母线电流ip，负母线电流in，以及电流差iY的调制可以用图4所示的七个工作模态组合而成。其中图4中的(a)、(b)、(c)为变压器正向磁化的三种工作模态，图4中的(d)、(e)、(f)为变压器负向磁化的三种工作模态，图4中的(g)为变压器不传递功率时的续流工作模态。当变换器工作在图4中(a)和(d)时，ip以及in的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*Idc，电流差iY为0；当变换器工作在图4中的(b)和(e)时，ip以及iY的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*Idc，in的瞬时值为0；当变换器工作在图4中的(c)和(f)时，in以及-iY的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*Idc，ip的瞬时值为0；当变换器工作在图4中的(g)时，in、ip以及iY的瞬时值为0；调节每个模态的工作时间既可以实现图3中三种电流的基波值。
下面仍然将以扇区1为例来计算模态的导通时间，如图5所示，假设Dp为正母线上的斩波电流宽度，Dn为负母线上的斩波电流宽度，两者之差为注入中线Y上的斩波电流宽度，θD为整流/逆变全桥两组桥臂之间的移相角，由于直流侧的直流电感可以视为恒定直流源，正母线的电流ip可以视作对直流电流idc的斩波电流，类似负母线的电流in可以视作对直流电流idc的斩波电流。
在扇区1中，电流ip基波为A相电流，电流in基波为C相电流，电流iY基波为B相电流，根据平均值等效原理，任意开关周期的平均电流ip可以表示为：
ip(t)＝Dp(t)Idck (1)
其中k为隔离变压器变比。同理有：
Figure BDA0002062673810000101
当任意时刻的电流ip以及in的周期平均值与交流侧电流顺时值相等时，即实现交流电流正弦度与单位功率因数控制，因此，在扇区1中两个电流控制宽度与一个移相角的表达式为：
Figure BDA0002062673810000102
其他五个扇区可以按照此方法类推。需要注意的是，整流工作时，逆变整流全桥四个开关管Sd1、Sd2、Sd3、Sd4无需主动驱动开通，只需要反并联体二极管导通即可实现要求的移相角度。
当本发明用于仅需要整流工作的场合，即仅需从交流侧向直流侧传递能量时，图1的电路和元器件可以简化，如图6、7所示，单向的整流变换器可以采用三相二极管整流桥替代由全控器件构成的整流桥，直流侧整流电路可以采用全控器件构成的整流桥或二极管整流桥。
当单级式隔离型三相双向AC/DC变换器工作在逆变模式时，相电压与相电流反相位，上述控制原理依然适用。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (9)

1.一种单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：包括3个交流侧电感(1)、3个交流侧电容(2)、1个三相全桥(3)、3个双向开关(4)、2个变压器端电位双向箝位开关(5)、1个单相全桥(6)、1个隔离变压器(7)、1个整流/逆变单相全桥(8)、1个直流侧滤波电感(9)和1个直流侧滤波电容(10)；3个交流侧电感(1)的一端分别连接到三相交流电源端口，3个交流侧电感(1)的另一端分别经3个交流侧电容(2)与三相全桥(3)的3个桥臂的中点相连，3个双向开关(4)的一端分别连接与三相全桥(3)的3个桥臂的中点相连，3个双向开关(4)的另一端同时连接至公共节点Y，三相全桥(3)的正直流母线节点p与负直流母线节点n分别连接到单相全桥(6)的直流侧，隔离变压器(7)的原边两端分别经单相全桥(6)的2个桥臂的中点与2个变压器端电位双向箝位开关(5)的一端相连，2个变压器端电位双向箝位开关(5)的另一端连接至公共节点Y，隔离变压器(7)的副边两端分别与整流/逆变单相全桥(8)的2个桥臂的中点相连，整流/逆变单相全桥(8)的一个公共直流端口连接直流侧滤波电感(9)的一端，直流侧滤波电感(9)的另一端作为整个变换器的直流端口正端，该直流端口正端与直流侧滤波电容(10)的一端相连，直流侧滤波电容(10)的另一端作为整个变换器的直流端口负端，该直流端口负端与整流/逆变单相全桥(8)的另一个公共直流端口相连；所述2个变压器端电位双向箝位开关(5)包含第十三～第十六开关管；第十三开关管的源极与第十四开关管的源极相连作为一个变压器端电位双向箝位开关；第十五开关管的源极与第十六开关管的源极相连作为一个变压器端电位双向箝位开关；第十三开关管的漏极与公共节点Y相连，第十四开关管的漏极与单相全桥(6)的一个桥臂的中点相连，第十五开关管的漏极与公共节点Y相连，第十六开关管的漏极与单相全桥(6)的另一个桥臂的中点相连。
2.根据权利要求1所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述三相全桥(3)包含第一～第六开关管；第一开关管的发射极与第二开关管的集电极相连作为一个桥臂，第三开关管的发射极与第四开关管的集电极相连作为一个桥臂，第五开关管的发射极与第六开关管的集电极相连作为一个桥臂；第一开关管、第三开关管与第五开关管的集电极相连于同一节点，该节点即为三相全桥(3)的正直流母线节点p；第二开关管、第四开关管与第六开关管的发射极相连于同一节点，该节点即为三相全桥(3)的负直流母线节点n。
3.根据权利要求1所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述3个双向开关(4)包含第七～第十二开关管；第七开关管的发射极与第八开关管的发射极相连组成一个双向开关，第九开关管的发射极与第十开关管的发射极相连组成一个双向开关，第十一开关管的发射极与第十二开关管的发射极相连组成一个双向开关。
4.根据权利要求1所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述单相全桥(6)包含第十七～第二十开关管，第十七开关管的源极与第十八开关管的漏极相连作为一个桥臂，该桥臂的中点连接到隔离变压器(7)原边的一端；第十九开关管的源极与第二十开关管的漏极相连作为一个桥臂，该桥臂的中点连接到隔离变压器(7)原边的另一端；第十七开关管的漏极与第十九开关管的漏极相连作为单相全桥(6)的正直流节点，该正直流节点与三相全桥(3)的正直流母线节点p相连；第十八开关管的源极与第二十开关管的源极相连作为单相全桥(6)的负直流节点，该负直流节点与三相全桥(3)的负直流母线节点n相连。
5.根据权利要求1所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述整流/逆变单相全桥(8)包含第二十一～第二十四开关管，第二十一开关管的源极与第二十二开关管的漏极相连作为一个桥臂；第二十三开关管的源极与第二十四开关管的漏极相连作为一个桥臂；第二十一开关管的漏极与第二十三开关管的漏极相连作为整流/逆变单相全桥(8)的正直流节点，该正直流节点与直流滤波电感(9)相连；第二十二开关管的源极与第二十四开关管的源极相连作为整流/逆变单相全桥(8)的负直流节点，该负直流节点与直流滤波电容(10)相连。
6.根据权利要求1-5中任意一项所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：各开关管均由一个单向开关管和一个二极管并联组成，单向开关管的源极与二极管的阳极相连，单向开关管的漏极与二极管的阴极相连。
7.根据权利要求6所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述单向开关管为全控型电力电子开关。
8.根据权利要求7所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器，其特征在于：所述单向开关管为MOSFET或者IGBT，则所述二极管为MOSFET的寄生二极管或者IGBT的反并联二极管。
9.一种权利要求1所述单级式隔离型三相双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于：采用低频扇区开关选择以及高频全桥移相相结合的组合控制方式，低频扇区开关将三相交流侧电压与电流分为六个扇区进行控制，输出三相全桥(3)和双向开关(4)的驱动信号，通过直流侧电压外环与直流侧电流内环产生调制比，并根据当前的交流侧电流以及相位信息产生变压器端电位双向箝位开关(5)、单相全桥(6)和整流/逆变单相全桥(8)的高频控制信号，实现直流侧电压控制和交流侧电流的正弦度以及功率因数控制。
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