CN116722763A - 一种可双向变换的非隔离式三相变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了可双向变换的非隔离式三相变换器及其控制方法，该变换器具有交流端和直流端，包括交流滤波器、三相T型逆变桥、储能滤波单元以及升降压开关单元；交流滤波器一端为所述交流端、另一端连接至三相T型逆变桥的交流侧；三相T型逆变桥的直流侧连接至储能滤波单元；升降压开关单元一端为所述直流端、另一端连接储能滤波单元；所述三相变换器被配置为能工作于整流模式或逆变模式；当所述三相变换器工作于整流模式时，所述交流端为输入端，所述直流端为输出端，升降压开关单元在整流模式下进行降压输出；当所述三相变换器工作于逆变模式时，所述直流端为输入端，所述交流端为输出端，升降压开关单元在逆变模式下进行升压输入。

Description

一种可双向变换的非隔离式三相变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域及电池设备领域，具体涉及一种可双向变换的非隔离式三相变换器及其控制方法。
背景技术
随着当前充电桩、家庭储能、商业储能等单向或者双向使用的大功率电源越来越多，采用三相供电方式的用电设备越来越普遍，同时还要求电源可随机充放，可削峰填谷；如电池储能，在能量富裕的时候可以将太阳能以及电网的能量转换为化学能储备在电池中，在能量使用高峰或者需要的时候又将电池中的化学能转换为电能释放到电网中，因此需要设备可以作交直流的双向变换，同时还需满足电池及电网的宽范围。如果电源设备没有功率因数校正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，三相用电设备必须具备PFC功能或者增加滤波装置，降低对电网电能质量的破坏。
一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要PFC功能，则通常以升压型的两电平或者三电平的有源功率因数矫正为主。但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380V的交流电压，输出一般都设定在720V左右，甚至高达800V。当后端输出电压还需要变换器调整时，常规的性能较好的功率管在650V以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200V左右的SiC(碳化硅)等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来类似矩阵式的单级双向交直流变换器也成为大家研究的热点，以尽可能减少高频变化和损耗，但是这种单级双向交直流变换器又面临输入开关应力大，控制复杂，电网适应性差的问题。因此，有必要发明一种电路或者变换器，可以满足三相交流直流的双向升变换以及功率因数校正功能，同时连接后端的直流变换器后还可以实现高效率。
发明内容
本发明的主要目的在于提出一种可双向变换的非隔离式三相变换器及其控制方法，解决现有技术存在的无法满足交直流宽范围或者需要两级变换器多次变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
根据本发明的其中一方面，提出一种可双向变换的非隔离式三相变换器，其具有交流端和直流端，所述三相变换器包括交流滤波器、三相T型逆变桥、储能滤波单元以及升降压开关单元；所述交流滤波器一端为所述交流端、另一端连接至所述三相T型逆变桥的交流侧；所述三相T型逆变桥的直流侧连接至所述储能滤波单元；所述升降压开关单元一端为所述直流端、另一端连接所述储能滤波单元；所述三相变换器被配置为能工作于整流模式或逆变模式；当所述三相变换器工作于整流模式时，所述交流端为输入端，所述直流端为输出端，所述升降压开关单元在整流模式下进行降压输出；当所述三相变换器工作于逆变模式时，所述直流端为输入端，所述交流端为输出端，所述升降压开关单元在逆变模式下进行升压输入。
根据本发明的另一方面，还提出一种控制方法，用于控制三相变换器，所述三相变换器是前述的可双向变换的非隔离式三相变换器；所述控制方法包括如下步骤：S1、根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析各所述区间段中各相电源的电压瞬时值大小；S2、在整流模式下，三相交流电源通过所述三相T型逆变桥中的二极管进行自然整流导通，或者控制所述三相T型逆变桥进行同步整流；在逆变模式下，根据三相交流电源的相位，对三相交流电源输出正半周中幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中上桥臂施加驱动信号使其导通，对三相交流电源负半周中输出幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中下桥臂施加驱动信号使其导通；无论是整流模式还是逆变模式下，根据三相交流电源的相位对三相T型逆变桥的中间桥臂施加驱动信号，使其在所连接的交流为中间相或者幅值最低相时保持直通；S3、在整流模式，并已完成对三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前相间电压瞬时差值的大小，确定最高相与次高相的输出电压值，如果中间相电压为正，则升降压开关单元中的第八开关管为升压开关管，第七开关管为续流管；当中间相电压变为负，则所述第七开关管为升压开关管，所述第八开关管为续流管；然后对升降压开关单元中的第七开关管或第八开关管施加驱动信号进行导通，使幅值最高相与中间相对升降压开关单元中的第四电感进行储能；然后关闭第七开关管或第八开关管的驱动信号，同时相应地对第八开关管或第七开关管施加驱动信号进行同步整流导通，使中间相电压与第四电感的释能电压进行串联，对储能滤波单元的电容充电，或对负载放电，与幅值最高相形成输入供电环路，完成三相交流的包络电压整流变换或六倍频脉动直流输出；S4、在逆变模式，直流端输入电源已按照三相交流的包络电压逆变变换或六倍频脉动所需直流进行供电，在完成对应的三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前幅值最高相与次高相的差值推算各相输出电压设定，并确定所需输出的相间电压瞬时差值的大小；如果中间相电压为正，则所述第七开关管为降压开关管，所述第八开关管为续流整流管；当中间相电压变为负，则所述第八开关管为降压开关管，所述第七开关管为续流整流管；然后对升降压开关单元中的第七开关管或第八开关管施加驱动信号进行导通，使第四电感与中间相电压进行串联，并与幅值最高相形成输出供电环路，输入电压为储能滤波单元的电容或直流端输入电源，此时第四电感进行分压储能；然后关闭第七开关管或第八开关管的驱动信号，相应地对第八开关管或第七开关管施加驱动信号进行同步整流导通，此时第四电感释能，对幅值最高相和中间相形成输入供电环路。
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果体现在：本发明提出的三相变换器的主功率输出或者输入是低频控制通路，只有部分功率(中间相)是需要通过高频变换完成，因此相对传统的整流器或者逆变器的高频损耗小，效率高，器件相对易选型，控制也相对简单，因此适用于后级有恒功率隔离稳压变换或者非隔离的稳压单元的双向变换的交直流电压场合。此外：(1)从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高电压的弊端，即输出电压介于1.5×2倍至3×2倍输入相电压范围内，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；(2)改变了传统升压或者降压式三相整流变换电路的高频开关实现形式，主要功率通过全桥整流输入或者开关管直通逆变输出，直流端电压为6倍频的包络电压，只有中间相电压需要通过高频升压或者降压变换，大大降低了开关损耗；(3)从成本及性能上，由于该变换器保持了电流连续性和低纹波，相对降压型输入电流断续型所需的滤波器更小，相比传统升压型三相T型桥臂的开关管性能也降低，可以充分利用后端的负载或者变换器的特性，综合性价比更高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1是本发明实施例1可双向变换的非隔离式三相变换器的电路结构示意图；
图2是本发明实施例2可双向变换的非隔离式三相变换器的电路结构示意图；
图3是本发明实施例1的三相交流电压波形示意图；
图4是本发明实施例1的变换器中三相T型逆变桥的中间桥臂的示例性结构示意图；
图5是本发明实施例1的变换器中多个等效负载及等效电源并联示意图；
图6是本发明实施例1的变换器中交流滤波器的示例性结构示意图；
图7是本发明实施例1的变换器中直流端电压波形与三相交流对应的示意图；
图8是本发明实施例1的整流(或逆变)模式工作示意图1；
图9是本发明实施例1的整流(或逆变)模式工作示意图2；
图10是本发明实施例1及实施例2变换器中升降压开关单元的示例性结构示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
实施例1
如图1所示，本发明实施例1提供一种可双向变换的非隔离式三相变换器，其具有交流端和直流端，该三相变换器包括交流滤波器10、三相T型逆变桥20、储能滤波单元30以及升降压开关单元40；交流滤波器10一端为所述交流端、另一端连接至三相T型逆变桥20的交流侧；三相T型逆变桥20的直流侧连接至储能滤波单元30；升降压开关单元40一端为所述直流端、另一端连接储能滤波单元30；该三相变换器被配置为能工作于整流模式或逆变模式，当该三相变换器工作于整流模式时，所述交流端为输入端，所述直流端为输出端，升降压开关单元40在整流模式下进行降压输出；当该三相变换器工作于逆变模式时，所述直流端为输入端，所述交流端为输出端，升降压开关单元40在逆变模式下进行升压输入。
下面，以所述交流端为变换器输入端，所述直流端为变换器输出端来对本发明实施例1的三相变换器的电路及其工作原理进行详细说明。请参考图1，交流滤波器10的输入端连接三相三线交流电源的三相A’、B’、C’，输出三相分别记为A、B、C相；三相T型逆变桥20包括三个交流T型桥臂，分别连接电源的A、B、C三相；三个交流T型桥臂都分别包括上桥臂、中间桥臂和下桥臂，所述三个交流T型桥臂的三个上桥臂的第一端连接在一起，作为第一正端，记为REC+；三个下桥臂的第二端连接在一起，作为第一负端，记为REC-；三个中间桥臂的第二端连接在一起，记为中间端，用M0表示；每个所述交流T型桥臂的上桥臂的第二端连接至该交流T型桥臂的中间桥臂的第一端及下桥臂的第一端。
在一种示例性的实施方式中，如图1，所述三个上桥臂分别为开关管Q1、Q2、Q3，所述三个下桥臂分别为开关管Q4、Q5、Q6，所述三个中间桥臂分别为开关K1、K2、K3。也就是说，开关管Q1、开关K1以及开关管Q4构成一个交流T型桥臂(可称为第一交流T型桥臂)，开关管Q2、开关K2以及开关管Q5构成另一个交流T型桥臂(可称为第二交流T型桥臂)，开关管Q3、开关K3以及开关管Q6构成又一个交流T型桥臂(可称为第三交流T型桥臂)。其中，开关管Q1、Q2、Q3的漏极连接在一起，为REC+；开关管Q4、Q5、Q6的源极连接在一起，为REC-；开关管Q1、Q2、Q3的源极分别连接开关K1、K2、K3的第一端，还分别连接开关管Q4、Q5、Q6的漏极；开关K1、K2、K3的第二端连接在一起，为M0。直流输出的正端与负端分别记为“P+”点及“N-”点。继续参考图1，储能滤波单元30包括滤波电感L2、L3以及储能滤波电容C1、C2、C3；滤波电感L2的第一端连接REC+，第二端连接储能滤波电容C1的第一端及储能滤波电容C2的第一端；滤波电感L3的第一端连接REC-，第二端连接储能滤波电容C1的第二端及储能滤波电容C3的第二端；储能滤波电容C2的第二端及储能滤波电容C3的第一端共同连接至M0。升降压开关单元40包括电感L4、开关管Q7及Q8；电感L4的第一端连接M0，第二端连接开关管Q7的源极和开关管Q8的漏极；开关管Q7的漏极连接储能滤波电容C2的第一端，还连接直流端的正极P+；开关管Q8的源极连接储能滤波电容C3的第二端，还连接直流端的负极N-。
参考图3，本发明实施例1输入的三相交流电源，包括A相输入PhaseA、B相输入PhaseB和C相输入PhaseC，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以实施例1所示的电压波形以标准的波形作为参考，便于后文描述。为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°(或者2π)为一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°，即下一周期的30°点为一个完整周期，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°或390°)；过零点标为“0”点。
参考图4，是交流T型桥臂的中间桥臂的开关“K”(统一代表K1/K2/K3)的多种可实现该功能的具体实施图，如图4(a)所示，交流T型桥臂的中间桥臂“K”是两个共源极的开关管反向的串连接，如图4(b)所示，交流T型桥臂的中间桥臂“K”是两个共漏极的开关管反向的串连接，可等效为两个串联的可控的双向开关；此外，该可控双向开关可以是二极管与开关管的串联后的形成单向可控开关后的并联组合，如图4(c)及图4(d)所示；其可根据交流相位导通的需要，对开关管施加PWM驱动信号后可以控制该中间桥臂的开通与关断，从而实现有方向选择性的导通连接，满足电流的不同方向流动需求。
应当理解的是，本发明实施例不局限于上述高频开关管及二极管的连接方法来实现交流T型桥臂的中间桥臂开关“K”的连接可等效为可控选择开关，如将上述的案例中的二极管或者开关管位置做简单变动等其他可实现本发明可控选择开关的功能的组合方式亦都属于本范畴。
此外需要说明的是，本实施例的三相变换器中开关管均为内部设置有反并联二极管的开关管。
本领域技术人员应当理解的是，如果以所述交流端为变换器输出端，所述直流端为变换器输入端来对本发明实施例1的三相变换器的电路结构进行描述，只需将“输入”和“输出”相应对调即可，两种描述方式所限制的电路结构实际是一样的。
当所述三相变换器仅作整流使用时，所述三相T型逆变桥中的开关管可用二极管替代，即，所述三个上桥臂分别为第一至第三二极管，所述三个下桥臂分别为第四至第六二极管，所述三个中间桥臂仍为第一至第三开关；第一至第三二极管的正极连接在一起，为REC+；第四至第六二级管的负极连接在一起，为REC-；第一至第三二极管的负极分别连接第一至第三开关的第一端，还分别连接第四至第六二极管的正极；第一至第三开关的第二端连接在一起，为M0。
所述三相变换器的所述直流端连接恒功率等效负载或等效包络电源。当所述三相变换器工作于整流模式时，直流端为输出端，输出端连接的是恒功率等效负载；当所述三相变换器工作于逆变模式时，直流端为输入端，输入端连接的是等效包络电源。
所述恒功率等效负载或等效包络电源具备如下特征A或B或C：
特征A、所述恒功率等效负载是指直流端的电压为输入交流的六倍频包络电压时，能恒功率工作或者能等效为恒功率工作的隔离型或非隔离型变换器；所述等效包络电源是指能输出交流六倍频的包络电压直流电源，或者是指能等效为六倍频包络电压电源的隔离型或非隔离型变换器；
特征B、所述恒功率等效负载或等效包络电源是既能等效为恒功率负载又能等效为交流六倍频包络电压电源的双向变换器；
特征C、所述恒功率等效负载或等效包络电源是多个恒功率等效负载和等效包络电源的并联，此时所述等效包络电源能与所述三相变换器一同向所述恒功率等效负载供电。
实际场景中如一个有充电及储电联合的混合供电系统，则可等效为如图5(b)，输入三相交流电和储能系统(如电池或者光伏系统)在直流端耦合并联，一起通过直流变换器向电动汽车充电；直流变换器及汽车则为恒功率等效负载，三相变换器和储能系统(如电池或者光伏系统)此时都等效为六倍频的包络电压电源；也可以是储能系统(如电池或者光伏系统)通过直流端的耦合连接，输出六倍频的包络电压电源同时既通过直流变换器向电动汽车充电，又通过三相变换器逆变放电；此外，还可以等效为如图5(c)所示，电动汽车通过可双向变换的直流变换器与储能系统(如电池或者光伏系统)通过直流端的耦合连接，等效为六倍频的包络电压电源，通过三相变换器逆变放电。
交流滤波器可以采用如图6(a)所示的“π”型滤波电路，也可以采用如图6(b)所示的“L”型滤波电路，或者还可以如图6(c)所示的，在三相交流输入线上采用电容“星形”连接或者“三角形”连接。
以图3中A相的0°或者原点做参考，一个交流工频周期为0°～360°；中间相电压(30°～90°区间)应该是C相，然后是B相(90°～150°区间)，A相(150°～210°区间)，C相(210°～270°区间)，B相(270°～330°区间)，A相(330°～30°区间)，然后周而复始；同时在该60°区间内，每经过30°区间该中间相电压又会换向，由正变负，或者由负变正。
前述可双向变换的非隔离式三相变换器的控制方法，包括如下步骤S1～S5：
S1、根据外部输入的控制信息和程序的设定以及对外部交流及直流的判断，确定是需要工作在整流模式还是逆变模式，整流模式即从交流端输入，直流端输出；逆变模式即由直流端输入，交流端输出；
S2、根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析各所述区间段中各相电源的电压瞬时值大小；
S3、在整流模式下，三相交流电源通过所述三相T型逆变桥中的二极管进行自然整流导通，或者控制所述三相T型逆变桥的Q1～Q6进行同步整流；在逆变模式下，根据三相交流电源的相位，对三相交流电源输出正半周中幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中上桥臂(Q1～Q3)施加驱动信号使其导通，对三相交流电源负半周中输出幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中下桥臂(Q4～Q6)施加驱动信号使其导通；无论是整流模式还是逆变模式下，根据三相交流电源的相位对三相T型逆变桥的中间桥臂K1～K3施加驱动信号，使其在所连接的交流为中间相或者幅值最低相时保持直通；
S4、在整流模式，并已完成对三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前相间电压瞬时差值的大小，确定最高相与次高相的输出电压值，如果中间相电压为正，则开关管Q8为升压开关管，开关管Q7为续流管；当中间相电压变为负，则开关管Q7为升压开关管，开关管Q8为续流管；然后对升降压开关单元中的升压开关管Q7(或Q8)施加驱动信号进行导通，使幅值最高相与中间相对升降压开关单元中的电感L4进行储能；然后关闭升压开关管Q7(或Q8)的驱动信号，同时对续流开关管Q8(或Q7)施加驱动信号进行同步整流导通，使中间相电压与电感L4的释能电压进行串联，对储能滤波单元的电容C1充电或对后端的恒功率等效负载放电，与幅值最高相形成输入供电环路，完成三相交流的包络电压整流变换(或六倍频脉动直流输出)；
S5、在逆变模式，直流端输入电源已按照三相交流的包络电压逆变变换或六倍频脉动所需直流进行供电，在完成对应的三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前幅值最高相与次高相的差值推算各相输出电压设定，并确定所需输出的相间电压瞬时差值的大小；如果中间相电压为正，则开关管Q7为降压开关管，开关管Q8为续流整流管；当中间相电压变为负，则开关管Q8为降压开关管，开关管Q7为续流整流管；然后对升降压开关单元中的降压开关管Q7(或Q8)施加驱动信号进行导通，使电感L4与中间相电压进行串联，并与幅值最高相形成输出供电环路，输入电压为储能滤波单元的电容C1或直流端的等效包络电源，此时电感L4进行分压储能；然后关闭降压开关管Q7(或Q8)的驱动信号，并可对续流开关管Q8(或Q7)施加驱动信号进行同步整流导通，此时电感L4释能，对幅值最高相和中间相形成输入供电环路。
假设AC～0(30°～60°区间)为例，在步骤S1，根据外部输入的控制信息和程序的设定以及对外部交流及直流的判断，确定是需要工作在逆变模式，即从交流端输出，直流端为直流包络电压(六倍频脉动)输入。则步骤S2、根据输出的三相三线电源电压信号的锁相(或者程序设定的离网交流输出相位表)分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；B相为幅值最高，A相为幅值次高，C相为中间相。步骤S3、在逆变模式下，三相T型逆变桥的开关管Q1、Q5施加驱动信号实现同步整流；并根据三相交流相位对“C”相交流为中间相(或者幅值为三相中最低)所在的T型逆变桥的“K3”桥臂施加驱动信号，使其所连接的保持直通。步骤S5，已经根据逆变模式完成对应的三相T型逆变桥的上下桥臂及中间桥臂驱动导通后，则根据当前幅值最高相与次高相的差值推算各相输出电压设定，并确定所需输出的相间电压瞬时差值的大小，然后对升降压开关单元中的降压开关管Q7施加驱动信号进行导通，使电感L4与C相电压进行串联，并与幅值最高相形成输出供电环路，输入电压为电容C1或者后端的恒功率包络电压电源或者等效变换器电源，如图9所示，此时电感L4是在进行分压储能；然后关闭降压开关管Q7的驱动信号，同时还可以对续流开关管Q8施加驱动信号进行同步整流导通，如图8所示，但此时电感L4释能，对幅值最高相C相形成输入供电环路。
在步骤S4和S5中，对升降压开关单元的开关管Q7所施加的驱动信号，是以幅值最高相和中间相的电压差幅值与直流端的包络电压幅值的升降压关系计算开环的导通占空比；同时以中间相与幅值最高相或次高相的相位关系所对应的各相的电流比例关系作为闭环控制调节依据，微调导通占空比或者闭环控制导通占空比。对升降压开关单元的开关管Q8所施加的驱动信号，是以幅值最高相和次高相的电压差幅值的升降压关系计算开环的导通占空比和同步占空比；同时以中间相与幅值最高相或次高相的相位关系所对应的各相的电流比例关系来作为闭环控制调节依据，微调导通占空比和同步占空比，或者闭环控制导通占空比和同步占空比。每相电流的比值等于每相电压的幅值比值；同时，瞬时值最大相的电流幅值等于其它两相电流幅值的总和，在逆变模式下，还可以增加C相的输出电压反馈的误差调节控制。
此外，在步骤S4、S5中，如果后端直流连接的恒功率等效负载实际上是开关电源变换器的，升降压开关单元中的开关管Q7(或Q8)作为非同步整流开关管工作时，所施加驱动信号的频率与后端变换器同频同步或者分频、倍频，以减少直流包络电压的高频脉动。
以上控制方法主要是以AC～0(30°～60°区间)为例来进行说明。其它区间的控制与上述控制步骤一致，在此不再赘述。如图7所示，是各相交流电压及直流端的包络电压。同时，如上述的闭环控制方法中，每相导通的电流与相电压的瞬时值成正比关系，即每相电流的比值等于每相电压的幅值比值；同时瞬时值最大相的电流幅值等于其它两相电流幅值的总和。通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制升降压开关单元的PWM驱动信号占空比，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC校正功能。
直流端有恒功率等效负载和等效包络电源的并联连接，由整流模式的三相变换器与该等效包络电源一起向直流端的恒功率等效负载联合供电，也可以是由该等效包络电源向逆变模式的三相变换器与直流端的恒功率等效负载联合供电，该工况总体上是前述的整流模式和逆变模式的混合模式，工作原理与前述一致，在此不赘述。
实施例2
如图2所示，本发明实施例2提出了另外一种变型的可双向变换的非隔离式三相变换器，该三相变换器与前述实施例1的三相变换器的主要区别在于：本实施例中储能滤波单元不再包含电感L2和L3，“REC+”直接连接“P+”，“REC-”直接连接“P-”。此时相对于实施例1而言，需提高交流滤波器中三相串联滤波电感的电感值，或者在交流滤波器中增加三相串联滤波电感(如果实施例1中交流滤波器不含滤波电感)。交流滤波器可以是如图6(a)所示的“π”型滤波，也可以是图6(b)所示的“L”型滤波，此外，交流滤波器中在三相交流输入线上连接的滤波电容除可以采用“星形”连接，还可以采用“三角形”连接；该实施例的控制方法与实施例1的控制方法一样，在此不再赘述。
此外，实施例1及实施例2中采用的如图10(a)所示的升降压开关单元，还可以变为三个并联式的升降压开关单元来实现，如图10(b)所示，将原连接升降压开关单元的交流T型桥臂的中间桥臂“K1～K3”移除，并将连接“M0”点的三个电感L4a，L4b，L4c的端点分别至三相交流源的“A”相、“B”相、“C”相，即该升降压开关单元包含3个子单元；因此，该可双向变换的非隔离式三相变换器的控制方法在步骤S4～S5中采取对应的变化，即：如果升降压开关单元是三个子单元分别直接连接三相交流源的，在判断该升降压子开关单元所连接的交流电是属于中间相或者幅值最低相后，则仅对该升降开关子单元中的开关管Q7x(x为a、b、c)(或者开关管Q8x)施加驱动信号进行导通和控制，即将原控制交流T型桥臂的中间桥臂“K1～K3”的信号与控制开关管Q7(或者Q8)施加驱动信号进行相“与”后施加到连接对应交流相的升降压子开关单元的开关管Q7x(或者Q8x)。此种方案，可称之为升降压子开关单元的按照交流相位的分裂控制。
最后，如实施例1及实施例2所示在图10(a)或者图10(b)所示的升降压开关单元也可以有多个(记为N)升降压子开关单元并联，从而实现该部分电路的电流和功率的均摊。此时，在步骤S4～S5中，可以对各升降压子开关单元进行同频工作，并对驱动信号进行错相，相位差为1/N开关周期，进而降低中间相以及直流端的纹波电流幅值。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种可双向变换的非隔离式三相变换器，其具有交流端和直流端，其特征在于：
所述三相变换器包括交流滤波器、三相T型逆变桥、储能滤波单元以及升降压开关单元；所述交流滤波器一端为所述交流端、另一端连接至所述三相T型逆变桥的交流侧；所述三相T型逆变桥的直流侧连接至所述储能滤波单元；所述升降压开关单元一端为所述直流端、另一端连接所述储能滤波单元；
所述三相变换器被配置为能工作于整流模式或逆变模式；当所述三相变换器工作于整流模式时，所述交流端为输入端，所述直流端为输出端，所述升降压开关单元在整流模式下进行降压输出；当所述三相变换器工作于逆变模式时，所述直流端为输入端，所述交流端为输出端，所述升降压开关单元在逆变模式下进行升压输入。
2.如权利要求1所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：所述三相T型逆变桥包括三个交流T型桥臂，分别连接电源的三相；所述三个交流T型桥臂均分别包括上桥臂、中间桥臂和下桥臂，所述三个交流T型桥臂的三个上桥臂的第一端连接在一起，作为第一正端(REC+)；三个下桥臂的第二端连接在一起，作为第一负端(REC-)；三个中间桥臂的第二端连接在一起，作为中间端(M0)；每个所述交流T型桥臂的上桥臂的第二端连接至该交流T型桥臂的中间桥臂的第一端及下桥臂的第一端。
3.如权利要求2所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：所述三个上桥臂分别为第一至第三开关管(Q1～Q3)，所述三个下桥臂分别为第四至第六开关管(Q4～Q6)，所述三个中间桥臂分别为第一至第三开关(K1～K3)；第一至第三开关管(Q1～Q3)的漏极连接在一起，为所述第一正端(REC+)；第四至第六开关管(Q4～Q6)的源极连接在一起，为所述第一负端(REC-)；第一至第三开关管(Q1～Q3)的源极分别连接第一至第三开关(K1～K3)的第一端，还分别连接第四至第六开关管(Q4～Q6)的漏极；第一至第三开关(K1～K3)的第二端连接在一起，为所述中间端(M0)。
4.如权利要求3所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：所述储能滤波单元包括第二滤波电感(L2)、第三滤波电感(L3)以及第一至第三储能滤波电容(C1～C3)；
第二滤波电感(L2)的第一端连接至所述第一正端(REC+)，第二端连接于第一储能滤波电容(C1)的第一端及第二储能滤波电容(C2)的第一端；
第三滤波电感(L3)的第一端连接至所述第一负端(REC-)，第二端连接于第一储能滤波电容(C1)的第二端及第三储能滤波电容(C3)的第二端；
第二储能滤波电容(C2)的第二端及第三储能滤波电容(C3)的第一端共同连接至所述中间端(M0)。
5.如权利要求4所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：所述升降压开关单元包括第四电感(L4)、第七开关管(Q7)及第八开关管(Q8)；第四电感(L4)的第一端连接至所述中间端(M0)，第二端连接第七开关管(Q7)的源极和第八开关管(Q8)的漏极；第七开关管(Q7)的漏极连接至所述第二储能滤波电容(C2)的第一端，还连接至所述直流端的正极(P+)；第八开关管(Q8)的源极连接至所述第三储能滤波电容(C3)的第二端，还连接至所述直流端的负极(N-)。
6.如权利要求5所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：第一至第八开关管(Q1～Q8)均为内部设置有反并联二极管的开关管。
7.如权利要求2所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：当所述三相变换器仅作整流使用时，所述三个上桥臂分别为第一至第三二极管，所述三个下桥臂分别为第四至第六二极管，所述三个中间桥臂分别为第一至第三开关；第一至第三二极管的正极连接在一起，为所述第一正端(REC+)；第四至第六二级管的负极连接在一起，为所述第一负端(REC-)；第一至第三二极管的负极分别连接第一至第三开关的第一端，还分别连接第四至第六二极管的正极；第一至第三开关的第二端连接在一起，为所述中间端(M0)。
8.如权利要求1所述的可双向变换的非隔离式三相变换器，其特征在于：所述直流端连接恒功率等效负载或等效包络电源；且所述恒功率等效负载或等效包络电源具备如下特征A或B或C：
特征A、所述恒功率等效负载是指直流端的电压为输入交流的六倍频包络电压时，能恒功率工作或者能等效为恒功率工作的隔离型或非隔离型变换器；所述等效包络电源是指能输出交流六倍频的包络电压直流电源，或者是指能等效为六倍频包络电压电源的隔离型或非隔离型变换器；
特征B、所述恒功率等效负载或等效包络电源是既能等效为恒功率负载又能等效为交流六倍频包络电压电源的双向变换器；
特征C、所述恒功率等效负载或等效包络电源是多个恒功率等效负载和等效包络电源的并联，此时所述等效包络电源能与所述三相变换器一同向所述恒功率等效负载供电。
9.一种控制方法，用于控制三相变换器，其特征在于：所述三相变换器是权利要求1-8任一项所述的可双向变换的非隔离式三相变换器；所述控制方法包括如下步骤：
S1、根据输入的三相三线电源电压信号的锁相或者程序设定的离网交流输出相位表，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析各所述区间段中各相电源的电压瞬时值大小；
S2、在整流模式下，三相交流电源通过所述三相T型逆变桥中的二极管进行自然整流导通，或者控制所述三相T型逆变桥进行同步整流；在逆变模式下，根据三相交流电源的相位，对三相交流电源输出正半周中幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中上桥臂施加驱动信号使其导通，对三相交流电源负半周中输出幅值最高相所连接的三相T型逆变桥中下桥臂施加驱动信号使其导通；无论是整流模式还是逆变模式下，根据三相交流电源的相位对三相T型逆变桥的中间桥臂施加驱动信号，使其在所连接的交流为中间相或者幅值最低相时保持直通；
S3、在整流模式，并已完成对三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前相间电压瞬时差值的大小，确定最高相与次高相的输出电压值，如果中间相电压为正，则升降压开关单元中的第八开关管为升压开关管，第七开关管为续流管；当中间相电压变为负，则所述第七开关管为升压开关管，所述第八开关管为续流管；然后对升降压开关单元中的第七开关管或第八开关管施加驱动信号进行导通，使幅值最高相与中间相对升降压开关单元中的第四电感进行储能；然后关闭第七开关管或第八开关管的驱动信号，同时相应地对第八开关管或第七开关管施加驱动信号进行同步整流导通，使中间相电压与第四电感的释能电压进行串联，对储能滤波单元的电容充电，或对负载放电，与幅值最高相形成输入供电环路，完成三相交流的包络电压整流变换或六倍频脉动直流输出；
S4、在逆变模式，直流端输入电源已按照三相交流的包络电压逆变变换或六倍频脉动所需直流进行供电，在完成对应的三相T型逆变桥的上、下桥臂及中间桥臂驱动导通后，根据当前幅值最高相与次高相的差值推算各相输出电压设定，并确定所需输出的相间电压瞬时差值的大小；如果中间相电压为正，则所述第七开关管为降压开关管，所述第八开关管为续流整流管；当中间相电压变为负，则所述第八开关管为降压开关管，所述第七开关管为续流整流管；然后对升降压开关单元中的第七开关管或第八开关管施加驱动信号进行导通，使第四电感与中间相电压进行串联，并与幅值最高相形成输出供电环路，输入电压为储能滤波单元的电容或直流端输入电源，此时第四电感进行分压储能；然后关闭第七开关管或第八开关管的驱动信号，相应地对第八开关管或第七开关管施加驱动信号进行同步整流导通，此时第四电感释能，对幅值最高相和中间相形成输入供电环路。
10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：在步骤S3和S4中，对升降压开关单元的第七开关管所施加的驱动信号，是以幅值最高相和中间相的电压差幅值与直流端的包络电压幅值的升降压关系计算开环的导通占空比；同时以中间相与幅值最高相或次高相的相位关系所对应的各相的电流比例关系来作为闭环控制调节依据，微调导通占空比或者闭环控制导通占空比；
对升降压开关单元的第八开关管所施加的驱动信号，是以幅值最高相和次高相的电压差幅值的升降压关系计算开环的导通占空比和同步占空比；同时以中间相与幅值最高相或次高相的相位关系所对应的各相的电流比例关系来作为闭环控制调节依据，微调导通占空比和同步占空比，或者闭环控制导通占空比和同步占空比；
每相电流的比值等于每相电压的幅值比值；同时，瞬时值最大相的电流幅值等于其它两相电流幅值的总和。
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