CN101034854A - 可调压多路输出电源及其调节输出电压的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及多路输出电源，公开了一种可调压多路输出电源，包括顺次相连的输入电路、变压器和输出电路，所述输出电路包括主路输出和至少一路辅路输出，所述辅路输出包括顺次相连的辅路输出变压器绕组、整流单元和滤波单元，并且在输出电压偏高的一路或一路以上的辅路输出的变压器绕组与滤波单元之间连接有能量迟滞单元。本发明在辅路输出的变压器绕组与滤波单元之间连接能量迟滞单元，通过减小本路输出的能量来减小本路输出电压，达到调压目的。

Description

可调压多路输出电源及其调节输出电压的方法

【技术领域】

本发明涉及一种可调压多路输出电源及其调节输出电压的方法。

【背景技术】

目前，在业界应用的多路(即两路或两路以上)输出电源中，由于变压器匝数的取整、输出整流二极管管压降的不同、变压器各绕组绕线工艺和对气隙的位置不同等影响，其输出电压可能比实际设计的额定值偏高或偏低。特别是变压器匝数取整(对于少数特殊应用的变压器可能可以取半匝，但取半匝的变压器对磁芯的气隙模式、绕组的分布、或绕组引出线方式就有特殊要求，这样会增加变压器的绕制成本。)，变压器的各输出绕组具体匝数一般都进行一个四舍五入的取整，且各绕组取整的入与舍是不一致的，各辅路绕组取整的电压匝数比与主路的取整的电压匝数比是不一致的，这样各绕组在设计中的输出电压就会与各路额定的电压有差异，有偏高的也有偏低的，这样对各路输出的稳压精度要求就大为提高，一般情况下变压器副边每匝对应的电压可能是零点几伏到几伏不等，相同条件下，功率越大对应各绕组的匝数就越少，每匝对应的电压就越高，目前业界中小功率多路输出电源上，在考虑综合性价比前提下，一般变压器副边每匝对应的电压可能是0.5V到2V伏左右，这样，对于目前器件对电源的电压精度要求越来越高，而工作电流相对越来越稳定的应用环境下，这种情况是十分不利的。例如在一个辅助电源中对于非主路的通讯用的输出路一般要求电源为5V±0.5V，如果这路输出实际输出电压能在5V±0.1V范围内，在主路负载和其它辅路负载变化不大的范围内都能满足的，但如果因变压器匝数的四舍五入，就可能导致此路输出实际额定值超出5V±0.1V范围，甚至可能超出5V±0.5V范围，这样输出电压精度就可能无法满足要求，甚至输出电压会直接就超出器件电源电压工作范围。这种情况对于多路输出电源或多路输出辅助电源设计中是必然是会遇到的，为能满足稳压精度的要求，业界最常用的方法是采用提高相应输出路的输出电压，然后再进行一次二次稳压，常用的二次稳压技术是采用LM780X等系列的三端稳压块的稳压技术(如图1所示)或三极管调压技术(或类似调压技术，如图2所示)。

对上述电路进行分析我们可以知道，采用三端稳压块进行稳压，目前考虑综合性价比，目前应用稳压块稳压压降一般为1.25V以上，加上输出电压最小波动下限，我们设计的最小稳压压降应大于1.8V以上，如果输出电流为200mA，正常工作时稳压块功耗为0.9W，对于DPAK封装的低压差三端稳压块就必须加一定散热器进行散热。而采用三极管调压技术虽然稳压压降可以降低，但要增加基准源和反馈取样电阻等，这要增加成本和PCB面积等，且为保证输出电压下限能稳定工作，稳压压降也要大于1V以上，所以依然存在较大功耗。综上所述，对于这种对稳压精度范围较宽的输出路，应用二次稳压技术虽然使实际的稳压精度提高，但必然带来如下问题：

1、本路输出成本大幅提高，性价比极差；

2、二次稳压带来的必然损耗，电源效率减小；

3、二次稳压的热损耗需要散热器或其它形式的散热面积进行散热，同时这些损耗的热量必然使其周围器件的热应力增加，可靠性降低；

4、二次稳压电路会增加电源的体积和PCB面积，对于目前电源小型化十分不利；

5、变压器匝数增加，绕制工艺难度和成本均会增加。

6、无法对输出电压偏低的输出回路进行电压补偿。

【发明内容】

本发明的主要目的就是为了解决现有技术的问题，提供一种可调压多路输出电源，将输出电压偏高的输出回路的电压调低，使多路输出电源的辅路输出电压更接近额定值。

本发明的另一目的就是为了解决现有技术的问题，提供一种调节多路输出电源输出电压的方法，将输出电压偏高的输出回路的电压调低，使多路输出电源的辅路输出电压更接近额定值。

为实现上述目的，本发明公开了一种可调压多路输出电源，包括顺次相连的输入电路、变压器和输出电路，所述输出电路包括主路输出和至少一路辅路输出，所述辅路输出包括顺次相连的辅路输出变压器绕组、整流单元和滤波单元，并且在输出电压高于额定电压的一路或一路以上辅路输出的变压器绕组与滤波单元之间连接有能量迟滞单元。

所述能量迟滞单元可以为电感或电感与电容、电感与电阻、电感与电容、电阻通过串联、并联组成的各种组合单元，或者为电容或电容与电阻通过串联、并联组成的各种组合单元。

其中所述电感的电感量与该辅路输出的变压器绕组的匝数的平方成正比、与变压器原边匝数的平方成反比、与变压器原边电感量成正比、与该辅路输出的实际输出电压和额定电压之差成正比、与该辅路输出的实际输出电压成反比。

所述能量迟滞单元可以连接在辅路输出变压器绕组和整流单元之间，也可以连接在整流单元和滤波单元之间。

其中，所述多路输出电源从其电路拓扑来讲，可以为反激型、正激型、推挽型、半桥型或全桥型；从其调制方式来讲可以为脉宽调制型、调幅型或调频型。

为实现上述目的，本发明还公开了一种调节多路输出电源输出电压的方法，适用于包括顺序相连的输入电路、变压器和输出电路的多路输出电源，其中输出电路包括主路输出和至少一路辅路输出，所述辅路输出包括顺次相连的辅路输出变压器绕组、整流单元和滤波单元，该调压方法包括如下步骤：在输出电压高于额定电压的一路或一路以上辅路输出的变压器绕组和滤波单元之间设置用于减少本路输出能量的能量迟滞单元，以降低本路输出电压。

其中，当所述多路输出电源为带有反馈的正激、推挽、半桥或全桥电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到主路输出，通过反馈环路的作用使本周期内变压器的贮能减少；通过一个周期或多个周期的调节，直到能量迟滞单元减小的能量与变压器减少的能量相等时，达到动态平衡，所有输出路保持稳定；或者当所述多路输出电源为带有反馈的反激型电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到主路输出与其他辅路输出，使其他辅路输出的输出电压得到补偿、本周期内变压器的贮能减少，通过一个周期或多个周期的调节，达到动态平衡，所有输出路保持稳定；或者当所述多路输出电源为没有反馈或是固定占空比或是固定频率或是固定振幅的多路输出电源电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到其它各路输出，使其它路输出电压得到补偿。

本发明的有益效果是：本方案采用一种新型调压技术进行调压，辅路输出的变压器绕组与滤波单元之间连接能量迟滞单元，通过减小本路输出的能量来减小本路输出电压，达到调压目的。对于单端反激型多路输出电源或固定占空比的多路输出电源，同时将本路减小的能量补充到其它输出电压偏低的输出路，进一步改善各路输出电压，达到多减少补的调压目的，使多路输出电源的辅路输出电压更接近额定值。除达到调压目的外，相对于传统调压技术，本发明的这种新型调压技术还具有下面显著的优点：

1、这种新型稳压技术调压不会带来损耗，有利于电源效率的提高，同时可靠性也得到提高；

2、对输出偏高路进行调节时能对输出电压偏低的输出回路进行直接补偿，对整个电源能起到的节能效果。

3、调压成本极低，性价比极高；

4、可以改善相关输出路的电磁兼容特性；

5、所用的电感可优选磁珠，磁珠一般为表面贴(0603、0805、1206等)封装，占体积和PCB面积极小，有利于电源小型化；

6、不用更改变压器，或可以减小变压器绕组成匝数，变压器绕制成本变小。

本发明的特征及优点将通过实施例结合附图进行详细说明。

【附图说明】

图1是现有技术中采用三端稳压块调压的多路输出电源的电路图；

图2是现有技术中采用三极管调压的多路输出电源的电路图；

图3是本发明的原理方框图；

图4是本发明的一种单端反激型多路输出电源的电路图；

图5是图4未加入调压电感的电路图和电压波形图；

图6是图4加入调压电感的电路图和电压波形图；

图7、8是本发明单端反激型多路输出电源的另两种拓朴图；

图9是本发明的能量迟滞单元采用另一种贮能元件电容时的电路拓朴图；

图10、11是本发明的能量迟滞单元采用电感和电容组合形式的其中两种电路拓朴图；

图12是本发明的一种正激型多路输出电源的电路图；

图13是本发明的一种桥式多路输出电源的电路图；

图14是本发明的一种不带反馈的或固定占空比的多路输出电源的电路图。

【具体实施方式】

如图3所示是本发明的原理方框图，多路输出电源包括顺次相连的输入电路1、变压器2和输出电路，输出电路包括主路输出3、一个或一个以上个辅路输出4，主路输出从主路输出变压器绕组开始，依次为整流、滤波单元，每个辅路输出也从各自的辅路输出变压器绕组41开始，依次为整流单元43、滤波单元44，在辅路输出变压器绕组41与滤波单元44之间连接有能量迟滞单元42。本发明的具体工作原理如下：当一个多路输出电源的输入输出条件及开关频率、电路拓朴确定后，变压器的材质、气隙、各绕组的匝数便可以计算确定下来，各绕组的漏感大小也基本确定了，每个绕组的额定输出电压和额定输出电流是给定的，当变压器原边与副边绕组匝数确定后，变压器每个副边绕组的输出电压也确定了。对应于某个具体绕组输出，其输出电压平均值就是对应变压器绕组输出电压脉动值减去二极管正向导通压降后进行平均。当某个输出绕组加了能量迟滞电路后，由于能量迟滞单元中含有电感或电容等贮能元件，输出脉动电压或电流经过能量迟滞单元后变化率必然进一步变缓，能量迟滞单元中的贮能元件必然会对变压器输出的脉动电压或电流进行分压或分流，导致变压器输出的脉动电压或电流分到输出端的份量减少，这样，输出能量也就变少，输出电压和输出电流也相应减小，达到调压的目的。

能量迟滞单元可以是电感、电容、电感与电容组合、电感与电阻组合、电容与电阻组合、电感电容电阻组合等。电路拓朴可以是反激型、正激型、半桥电路、推挽电路、全桥电路等各种有变压器的多路输出电源，可以对一路进行调压，也可以对多路输出同时进行调压。整流单元可以是整流二极管，滤波单元可以是滤波电容。

下面详细说明本发明的多种实施方式。

具体实施例一、公知技术中，任何拓朴的电源电路在变压器输出绕组后一般直接接二极管整流和滤波电路，特别是单端反激型的拓朴，其带反馈的输出路(为方便起见，简称之为主路，以下同。)输出在滤波电容整流二极管手滤波电容前加一小电感会引起输出不稳定，其它输出路加电感也会引起输出较大变化，所以业界在单端反激型拓朴的电源输出电路中滤波前是不能加输出电感的，但从另一方面讲，变压器各绕组必然存在漏感，如果适当改变某路输出绕组的漏感，对输出稳定性影响应是不大的；在变压器里改变其中某一路的漏感比较困难的，但可以在变压器外加一极小电感受来替代变压器漏感。经过对单端反激型多路输出电源的多年分析研究发现，在单端反激型多路输出电源中，如果在主反馈输出回路中在二极管前加入一很小的电感或在输出整流二极管后输出滤波电容前加一很小电感都会引起输出大幅度的变化，引起所在输出不稳定，但是，在多路输出电源中，主反馈输出回路输出一般是很稳定的，需要处理的是其它非主反馈输出路，但在非主反馈输出回路二极管前加一小电感对所有输出回路的电压是有影响的，但这种影响是有一定规律的，所以可以利用这种有规律的变化，变不利为有利，达到对非主反馈回路电压进行控制的目的。

下面以一个具体的实例分析，来了解这种新型无损耗调压技术。如图4所示为应用本发明的一个三路输出的单端反激型多路输出电源，其中Vo1为有反馈的主路输出，其电压是稳定的，而Vo2、Vo3路为不带反馈的辅路输出回路，由于变压器匝数计算存在的取整因素、输出整流二极管型号不同或电流大小不一致引起的二极管管压降的不同、变压器各绕组绕线工艺和对气隙的位置不同、各输出回路和线路压降不同等因素的影响，必然会使各辅路输出电压与实际需要设计的输出电压有差距，有的会偏高，有的会偏低。为方便说明，假设Vo2输出电压偏高，Vo3输出电压偏低。在输出电压偏高的辅路输出中，在辅路输出绕组41的第一端Ta和滤波电容C2的正极之间串联一调压电感L2，图4中所示为在辅路输出绕组41的第一端Ta和整流二极管D2之间串联一调压电感L2，根据上述原理，用于将该辅路输出的电压调低，使其更接近额定电压。

对于插入的调压电感的电感量可通过计算公式进行量化计算，下面以图4为例，说明调压电感的电感量的计算：

为便于分析，进行如下合理假设：电路图中的器件均为理想器件，Q1开关周期为T，导通占空比为D，变压器原边额定输入电压为VinDC，原边电感量为Lp(为方便说明，暂且忽略变压器各绕组的漏感)，原边匝数为Np，副边Vo2绕组的电感量为Ls2，匝数为Ns2。所希望的Vo2绕组的额定输出电压为Vo2，在未加入调压电感前，Vo2绕组的实际输出电压为Vo2’，其中Vo2’＞Vo2，图5是未加入调压电感的电路图和电压波形图，图6是加入调压电感的电路图和电压波形图，根据单端反激型电路工作原理和图5波形图，可得出直接成分存在如下等式：

(ULs2-Vo2′)(1-D)T＝Vo2′×D×T

可以得到：

Vo2′＝ULs2(1-D)                                    ①

由图6可以得到下面公式(只考虑直流成分)：

(ULs2-UL2-Vo2)(1-D)T＝Vo2×D×T

$\mathrm{UL}2=L2\frac{\mathrm{IL}2}{(1-D)T}$

$\mathrm{ULs}2=-\mathrm{Ls}2\frac{\mathrm{ILs}2}{(1-D)T}$

IL2＝ILs2

可以得到：

$\mathrm{Vo}2=(\mathrm{ULs}2-\mathrm{UL}2)(1-D)=\mathrm{ULs}2(1-\frac{L2}{\mathrm{Ls}2})(1-D)$ ②

将①式代入②式，可得：

$\mathrm{Vo}2=(1-\frac{L2}{\mathrm{Ls}2})\mathrm{Vo}{2}^{\′}$ ③

将③式转换一下：

$L2=(1-\frac{\mathrm{Vo}2}{{\mathrm{Vo}2}^{\′}})\mathrm{Ls}2=(1-\frac{\mathrm{Vo}2}{{\mathrm{Vo}2}^{\′}})\frac{\mathrm{Lp}\×{\mathrm{Ns}2}^2}{{\mathrm{Np}}^2}$ ④

在④式中，Vo2、Vo2’为已知量，原边电感量Lp、原边匝数Np和Vo2绕组匝数Ns2在变压器计算中已有，所以就可以算出L2的电感量了。L2的电流与本路输出回路电流一样，可以计算出，并根据实际电路的情况，将L2电感量在计算值附近调整，调整到最合适的状态，这样L2电感就可以选定了，一般情况下这个电感量很小，可以用磁珠、空心电感、工字电感、小磁环、棒状电感等各种形式电感或小变压器，特别是在小电流几安培及以下的输出回路中，用小磁珠的成本极低、占PCB面积极小等，具有非常明显的成本优势。

从上面分析计算我们可以明白这种技术的工作原理，利用同样的方法，我们可以计算出其它拓朴形式的电路所需下调电压差与插入电感的电感量大小间的关系式。

具体实施例二、与具体实施例一不同的是调压电感连接的位置不同，如图7、8所示，图7中，调压电感Lo(在图4中为L2)串联在在辅路输出绕组41的第二端Tb和滤波电容C2的负极之间，在图8中，调压电感Lo串联在整流二极管D2的负极和滤波电容C2的正极之间。

具体实施例三、如图9所示，与具体实施例一、二不同的是能量迟滞单元为调压电容Co，调压电容Co并联在辅路输出变压器绕组41的两个输出端。

具体实施例四、能量迟滞单元42还可以为一个或两个电感和电容通过串并联的组合单元，如图10、11所示是采用电感和电容组合形式中的其中两种电路拓朴图，该能量迟滞单元42连接在在辅路输出绕组41和整流单元43之间。其余组合就不一一列出。

具体实施例五、如图12所示，与上述实施例不同的是，多路输出电源的电路拓扑为正激型，能量迟滞单元42连接在在辅路输出绕组41和滤波单元44之间。

具体实施例六、如图13所示，多路输出电源的电路拓扑为桥式电路，能量迟滞单元42连接在在辅路输出绕组41和滤波单元44之间。其它贮能电路形式和其它电路拓朴图间的各种组合电路拓朴图就不一一列出。

具体实施例七、多路输出电源为不带反馈的或固定占空比的调压电路，如图14所示为反激型电路拓朴，能量迟滞单元42连接在在辅路输出绕组41和滤波单元44之间。同样这种调压方案也可以用于不带反馈的或固定占空比的其它类型拓朴(如正激、推挽、半桥、全桥等拓朴)的电路上。

多路输出电源可以为脉宽调制型、调幅型或调频型。

对于单端反激型多路输出电源或固定占空比的多路输出电源，本发明除了对输出偏高的辅路输出进行调低电压外，还同时将本路减小的能量补充到其它输出电压偏低的输出路，进一步改善各路输出电压，达到多减少补的调压目的。

下面以图4为例对Vo3路电压补偿原理进行分析。我们知道，多路输出电源是共变压器的，对于单端反激型电源拓朴，开关管导通占空比与上一周期变压器贮能的多少有直接关系，当本周期占空比确定时，在开关管断开，副边各绕组向外提供能量，由于Vo2绕组外加电感的存贮作用，Vo2绕组耗能减小，减小的这部分能量必然被其余几个绕组消耗，这样，其余几个绕组所得能量就会得到补偿，它们的输出电压就会略微上升，这样就对电压偏低的绕组起到补偿作用。当然，对于不同拓朴形式、不同控制形式、不同反馈类型等的电路，这种补偿作用和效果也不尽相同。下面将分别进行讨论：

1、对于不带反馈的或是固定占空比(这是对于脉宽调制型电路而言，对于调幅或调频类型的电源，则是固定开关管脉冲的幅值或开关频率来完成。)的多路电源输出(无论是何种形式的拓朴：反激、正激、推挽、半桥、全桥等)，当某一路或多路输出采用这种无损调压技术后，调压路输出所减小的能量必然通过变压器补偿到其它路输出上，其它路所得到补偿的能量大小即能量分配原则与本路输出的变压器绕组匝数、变压器各绕组绕线工艺、输出负载大小等因素相关。调压路输出所减小的能量越多，由于电源是无反馈控制的或占空比固定模式，每周期变压器存贮的能量是固定的，故其它路输出所得到的补偿能量也越多，这样变压器每周期贮能与放出的能量才能保持平衡，这样其它路输出电压就会得到提高。

2、对于有反馈的多路输出电源，由于占空比受带反馈路输出的影响，当一路或多路输出采用这种无损调压方法进行调压时，其它路及带反馈的输出路(即主路)的输出就会得到更多能量，当各路输出负载不变情况下，输出电压会得到提高，主路输出电压同时得到提高，由于环路的负反馈特性，主路输出电压提高必然通过调节开关管的占空比使变压器贮能的减少，以保持主路输出电压的稳定，这种调节存在两种结果：

第一：对于正激、推挽、半桥、全桥等实时调节型的电路拓朴，变压器向各路输出供能发生在开关管导通期间，此时由于调压路输出外送能量的减少引起主路输出电压有上升趋势时，通过环路负反馈的作用就能实时调节占空比的变化(对于脉宽调制型电路而言，是调节占空比，对于调幅或调频类型的电源，由则是通过调节开关管脉冲的幅值或开关频率来完成。为简单起见，我们均以脉宽调制型为例来进行说明。以下同。)，来确保主路输出电压的稳定。这样，当所调压路减少的能量有部分补偿到主路时，通过主路的负反馈作用占空比会减小，开关管会导通时间就变短，本周期内变压器的贮能就相应减少，通过一个周期或多个周期的调节，直到所调压路减小的能量与变压器因占空比减小而减少的能量相等时，达到动态平衡，所有输出路保持稳定。这种情况下，由于输出因无损调压而减少的输出能量损耗直接体现到原边输入能量的减少上，即因调压减少的能量直接反映到整个电源耗能的减少上，两者在理想情况下是相等的，这样，就达到一种节能的效果。

第二：对于反激型及其它非实时调节型的电路拓朴，在开关管导通期间，变压器贮能，各路输出因输出整流二极管反偏，靠输出电容在上一周期存贮的能量维持输出，然后开关管断开，输出整流二极管正向导通，变压器贮能开始释放，这时调压路输出因能量迟滞电路的存在输出能量减少，其它非调压路输出的能量增加，它们输出电压也较原来(未采用无损调压技术情况下)高，主路输出电压也提高，但由于此时开关管为断开状态，反馈无法即时调节占空比，各路输出电压较没有采用调压技术时的更高些，各非调压路输出负载直接消耗掉能量也更多了，由于电容电压被充得更高而贮存到输出电容里的能量也增加了，直到下一周期开关管重新开通，这时主路输出电容被补偿而增加的能量有一部分就可以体现到占空比调节上了，另一部分补偿的能量被负载直接消耗掉了，无法体现在占空比上，而是体现在输出电压平均值的升高上，下一周期，因占空比的减小，补偿的能量也会相应地减少，主路输出电容被补偿的能量也相应变少，对占空比的调节作用也随之变小，这样，经过多个周期的调节，最后会达到一种动态平衡。因此，调压路输出减少的能量一部分体现上其它非调压输出路输出电压升高上，另一部分通过主路调节占空比减小而体现在电源总体耗能的减少上。所以，对于反激型拓朴，这种无损调压技术一方面可以对其它非调压路输出进行补偿，另一方面可以减少电源总体的耗能，达到节能效果。下面以一个五路输出的单端反激型电源进行仿真验证：

变压器的电感系数为50，原边匝数为20，变压器副边各绕组匝数比为：Vo1∶Vo2∶Vo3∶Vo4∶Vo5＝6∶6∶4∶5∶7，其中Vo1路为带反馈的主路输出，Vo2带100欧死负载，Vo3带500欧死负载，Vo4带500欧死负载，Vo5带500欧死负载，假设Vo2路输出电压偏高，要在Vo2路输出中加入调压电路，表1显示的是各路输出电压在未加调压电路和加了不同调压电感后的各路输出电压：

表1

以下各输出电压单位为伏特(V)	Vo1	Vo2	Vo3	Vo4	Vo5
						未加调压电感时各路输出电压	15.067	15.143	9.8908	12.54	17.845
Vo2加入0.1uH电感后各路输出电压	15.073	14.87	9.938	12.596	17.924
						Vo2加入0.5uH电感后各路输出电压	15.07	13.579	9.9378	12.596	17.925

从表1可知，当Vo2输出路加入调压电感后，本路输出电压下降，起到调压作用，同时其余各路输出电压均得到补偿，输出电压都有所增加，起到了补偿作用，但电感再加大后，补偿作用因主路对占空比的调节作用而无法得到进一步补偿。我们在实际产品中应用这种技术也验证了这种调压和补偿作用的可行性。

另一方面，由于所加电感量很小，对高频电磁干扰有较强的抑制作用。可采用小磁珠或小磁环来替代，特别是小磁珠，成本低廉，占面积小，同时具有较好的高频阻抗特性，对本路的电磁兼容特性起到极佳的改善。

Claims (12)

1.一种可调压多路输出电源，包括顺次相连的输入电路、变压器和输出电路，所述输出电路包括主路输出和至少一路辅路输出，所述辅路输出包括顺次相连的辅路输出变压器绕组、整流单元和滤波单元，其特征在于：在输出电压高于额定电压的一路或一路以上辅路输出的变压器绕组与滤波单元之间连接有能量迟滞单元。

2.如权利要求1所述的多路输出电源，其特征在于：所述能量迟滞单元为电感或电感与电容、电感与电阻、电感与电容、电阻通过串联、并联组成的各种组合单元。

3.如权利要求2所述的多路输出电源，其特征在于：所述电感的电感量与该辅路输出的变压器绕组的匝数的平方成正比、与变压器原边匝数的平方成反比、与变压器原边电感量成正比、与该辅路输出的实际输出电压和额定电压之差成正比、与该辅路输出的实际输出电压成反比。

4.如权利要求2所述的多路输出电源，其特征在于：所述电感为小磁珠或小磁环。

5.如权利要求1所述的多路输出电源，其特征在于：所述能量迟滞单元为电容或电容与电阻通过串联、并联组成的组合单元。

6.如权利要求1至5中任一项所述的多路输出电源，其特征在于：所述能量迟滞单元连接在辅路输出变压器绕组和整流单元之间或连接在整流单元和滤波单元之间。

7.如权利要求6所述的多路输出电源，其特征在于：所述多路输出电源的电路拓扑为反激型、正激型、推挽型、半桥型或全桥型。

8.如权利要求6所述的多路输出电源，其特征在于：所述多路输出电源为脉宽调制型、调幅型或调频型。

9.一种调节多路输出电源输出电压的方法，适用于包括顺序相连的输入电路、变压器和输出电路的多路输出电源，其中输出电路包括主路输出和至少一路辅路输出，所述辅路输出包括顺次相连的辅路输出变压器绕组、整流单元和滤波单元，其特征在于该调压方法包括如下步骤：在输出电压高于额定电压的一路或一路以上辅路输出的变压器绕组和滤波单元之间设置用于减少本路输出能量的能量迟滞单元，以降低本路输出电压。

10.如权利要求9所述的调节多路输出电源输出电压的方法，其特征在于：所述多路输出电源为带有反馈的正激、推挽、半桥或全桥电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到主路输出，通过反馈环路的作用使本周期内变压器的贮能减少；通过一个周期或多个周期的调节，直到能量迟滞单元减小的能量与变压器减少的能量相等时，达到动态平衡，所有输出路保持稳定。

11.如权利要求9所述的调节多路输出电源输出电压的方法，其特征在于：所述多路输出电源为带有反馈的反激型电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到主路输出与其他辅路输出，使其他辅路输出的输出电压得到补偿、从下一个周期起变压器的贮能开始减少，通过一个周期或多个周期的调节，达到动态平衡，所有输出路保持稳定。

12.如权利要求9所述的调节多路输出电源输出电压的方法，其特征在于：所述多路输出电源为没有反馈或是固定占空比或是固定频率或是固定振幅的多路输出电源电路拓扑，所述能量迟滞单元减少的能量经变压器传递到其它各路输出，使其它路输出电压得到补偿。

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