CN107105543B - 一种背光led驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种背光LED驱动电路，实现均流和高效率调光。其中功率回路由功率开关管S₁，主电感L_m，续流二极管D_i(i＝1,2…n)，滤波电容C_i(i＝1,2…n)，电流取样电阻R_s，谐振电容C_r(j)(i＝1,2…n‑1)，谐振电感L_r(k)(当n为偶数时，k＝2,4…n/2,当n为奇数时，k＝3,5…(n‑1)/2)组成。控制回路由驱动电路、比较器、误差放大器和调光控制器等部分组成，采用电压控制模式来控制i_o1的大小，i_o1被控制为V_ref/R_s，通过调节V_ref的大小实现脉冲宽度调光和模拟调光功能。本发明实现均流和高效率调光，控制简单，具有电压应力低和宽负载工作范围的特点。

Description

一种背光LED驱动电路

技术领域

本发明涉及LED均流控制领域，具体涉及一种背光LED驱动电路。

背景技术

作为最有发展和应用前景的绿色光源之一，发光二极管(LED)以节能、环保寿命长和控制简单等特点，广泛应用于液晶背光等场合。LED属于点光源，在LED背光等应用中，为了获取均匀的光通量，需要多颗LED均匀分布。多颗LED直接串联将导致驱动电源电压应力高，可靠性差，因而多采用LED串并联的连接方式，但随之而来的问题是需要对各路LED进行均流控制。

LED均流主要有两大类控制方法：有源均流和无源均流。有源均流使用开关管等有源器件以及控制电路组成电流调节器，实现各支路LED电流的调节。有源均流通常分为线性模式均流和开关模式均流。线性模式均流是小功率背光电源广泛采用的方法，但其效率较低；开关方式均流需要多个电感，多个开关与多个控制回路，具有体积大、成本高的缺点。无源均流仅使用电阻、电容、耦合电感等无源器件实现各支路电流均衡，具有控制简单的特点。使用电阻的无源均流精度不高，且效率较低；使用耦合电感的无源均流方案体积大、成本高。而利用电容电荷平衡原理的无源均流不仅具有体积小、控制电路简单的优点，还具有高效率以及高调节精度的优点。

现有技术中有利用电容电荷平衡理论实现LED多路均流输出的技术方案。如图1所示，其为一种两路输出LLCC谐振电路的拓扑图。主电路原边为半桥结构，互补驱动的开关S₁和S₂产生方波，作为谐振腔的输入。原边的谐振电感L_r、励磁电感L_m和谐振电容C_r组成谐振结构，而与变压器副边绕组串联的均流电容C_b也参与谐振。所以主电路为LLCC四元件谐振电路。副边整流桥由D1、D3和D2、D4构成的两路输出结构，每一路可以单独驱动一个LED串。C1、C2为输出滤波电容，由于两路输出为半波整流，需要滤波电容吸收电流纹波，为LED提供恒定的电流。根据电容的充放电平衡原理，C_b可以使两路输出实现自动均流。此外，当两路输出电压不相等时，C_b还可以承担其电压差。使得电路在两路输出电压相差很大的情况下，依然能够保证良好的均流效果。这种LLCC谐振电路不仅可以用于两路输出的自动均流，还可以将这种均流结构拓展到多路输出，但只可用在偶数个输出支路场合，且该方法需要多个开关，并且需要变压器，体积大，成本高，不适合小体积背光LED驱动应用。

图2为一种传统单开关四路输出LED驱动器拓扑及其控制环路，其中开关管S₁关断时的等效电路如图3所示。由图3可知，当开关管S₁关断时，励磁电感(L_m)电流与谐振电感(L_r)电流串联，形成了电流源串联的病态电路。若谐振电感电流在S₁关断时为零，谐振电感电流将由零被励磁电感电流强制突变到励磁电感电流峰值，因此，谐振电感将产生较高的电压尖峰。因此，若让电路正常工作，需要加如图4所示的吸收电路。当输出负载较轻时，开关管S₁的开通时间较短。开关管S₁关断后，由于谐振电感(L_r)电流将由较高的初始值被励磁电感(L_m)电流强制反向。由于谐振电感电流突变，将导致S₁上产生更高的电压尖峰，进而导致强的电磁干扰影响电路的稳定工作。因此，即使加如图4所示的吸收电路，该电路也无法工作在较轻的负载条件下，所以在该文献中，作者只分析了S₁关断时谐振电感电流为零的情况。即，S₁的开通时间要大于谐振时间且该电路在加入吸收电路的情况下才能正常工作。加入吸收电路后其电路稳态波形如图5所示，如图可知，S₁的反压存在电压尖峰。

有源均流在每个LED串中加入有源器件及其控制电路形成电流调节器。电流调节器又可以分为线性模式和开关模式。开关模式电流调节器使用DC/DC变换器调节每个LED串的电流，能精准的控制每一路的电流，它具有高效率的优点。但是同时随着LED串的增加，有源器件也相应增加，加大了元器件复杂程度和控制的复杂程度。线性模式电流调节器设计简单，它相当于一个有源电阻，并且始终有电流流过，因此功率损耗大、效率低下，只能用于小功率场合。

通常来说无源均流的电路拓扑和控制都更为简单。其中采用电阻均流最为简单，在每个LED串上串联一个大电阻，当电阻的阻值远大于LED串的等效阻值时，每个LED串上的电流大致相同。但是这种方法在电阻上会有大量的功率损耗，因此实际上很少使用这种方法。采用电感耦合的方法也比较简单，但电感值和耦合系数等的偏差都将影响均流的精度。随着LED串数量的增多，耦合电感的数量也很多，增加了设计的困难性。并且该方法的LED串只能扩展为偶数，具有一定的局限性。因此这种方法只能用于LED串数量较少并且是偶数的情况。利用电容充放电平衡的无源均流具有高效率低成本的优点，是目前研究的比较多的无源均流措施。但是目前的研究多半基于半桥直流转换器，增加了变压器绕组和开关管的数量，使驱动器变得比较复杂，也很难达到小型化的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种背光LED驱动电路，实现均流和调光的高效率背光LED驱动电源，高效率、控制简单，具有电压应力低和宽负载工作范围的特点。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种背光LED驱动电路，当n为偶数时，n路LED驱动电源的功率回路具有如下结构：

由功率开关管S₁、主电感L_m、续流二极管D_i、滤波电容C_i、谐振电容C_r(j)和谐振电感L_r(k)组成，其中，i＝1,2…n，j＝1,2…n-1，k＝2,4…n/2；

第1路至第2路LED结构为：

主电感L_m输入端连接电源正极；

功率开关管S₁一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到电源负极；

谐振电容C_r1一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到续流二极管D₁正极，还通过谐振电感L_r1连接到续流二极管D₂负极；

续流二极管D₁负极连接第1路LED，第1路LED连接到电源负极，第1路LED并联有滤波电容C₁；

续流二极管D₂正极连接第2路LED，第2路LED连接到电源负极，第2路LED并联有滤波电容C₂；

后续拓展的n-2路LED结构与第1路至第2路连接模式相同；

当n为奇数时，n路LED驱动电源的功率回路具有如下结构：

由功率开关管S₁、主电感L_m、续流二极管D_i、滤波电容C_i、电流取样电阻R_s、谐振电容C_r(j)和谐振电感L_r(k)组成，其中，i＝1,2…n，j＝1,2…n-1，k＝3,5…(n-1)/2；

第1路至第3路LED结构为：

主电感L_m输入端连接电源正极；

功率开关管S₁一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到电源负极；

谐振电容C_r1一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到续流二极管D₁正极，还通过谐振电感L_r1连接到续流二极管D₂负极；

续流二极管D₁负极连接第1路LED，第1路LED连接到电源负极，第1路LED并联有滤波电容C₁；

续流二极管D₂正极连接第2路LED，第2路LED并联有滤波电容C₂；

主电感L_m输出端、谐振电容C_r3、续流二极管D₃正极依次相连；续流二极管D₃负极连接第3路LED，第3路LED并联有滤波电容C₃；

第2路和第3路LED共同连接到谐振电容C_r2一端，谐振电容C_r2另一端连接电源负极；

后续拓展的n-3路LED结构与第2路至第3路连接模式相同。

进一步的，还包括控制回路，所述控制回路包括依次连接的驱动电路、比较器、误差放大器和调光控制器，所述驱动电路连接到功率开关管S₁；采用电压控制模式控制i_o1的大小，i_o1被控制为V_ref/R_s，通过调节V_ref的大小实现脉冲宽度调光和模拟调光功能；其中，R_s为电流取样电阻，i_o1为第1路LED支路电流，V_ref为参考电压。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：1)电路在任何工作模态不应存在导致电感电流突变或电容电压突变的模态，否则电路将产生无限大的电压应力或电流应力；本发明不存在电感电流突变的模态，具有电压应力低和宽负载工作范围的特点。2)电容电荷平衡原理可实现连接在电容正反支路上的平均电流相等，为了确保电容电流不发生突变，电容的正反电流方向均需要连接有电感或电阻。而电阻损耗较大，连接电感是一种高效的解决办法；本发明各支路均流电容正反电流方向均连接有电感，因此具有电流应力低和高效率的特点。3)一个开关实现直流斩波是最简单的方式；本发明只采用一个有源开关，具有体积小，控制简单的优点。

附图说明

图1是两路输出LLCC谐振电路拓扑图。

图2是单开关四路输出拓扑及其控制环路。

图3是开关管关断时等效模态。

图4是电压尖峰吸收电路。

图5是谐振式单开关四路输出Boost LED驱动电源稳态波形(S1开通时间小于谐振时间)。

图6是n路谐振LED驱动电源的拓扑和控制回路，n为偶数。

图7是n路谐振LED驱动电源的拓扑和控制回路，n为奇数。

图8是3路谐振LED驱动电源的拓扑和控制回路输出实施例。

图9是3路LED驱动电源主电感工作在(CCM，t_on>T_r/2)时的主要波形图。

图10是3路LED驱动电源在(CCM，t_on>T_r/2)下t₀～t₁模态的电路等效图。

图11是3路LED驱动电源在(CCM，t_on>T_r/2)下t₁～t₂模态的电路等效图。

图12是3路LED驱动电源在(CCM，t_on>T_r/2)下t₂～t₃模态的电路等效图。

图13是3路LED驱动电源主电感工作在(DCM，t_on<T_r/2)时的主要波形图。

图14是3路LED驱动电源在(DCM，t_on<T_r/2)下t₀～t₁模态的电路等效图。

图15是3路LED驱动电源在(DCM，t_on<T_r/2)下t₁～t₂模态的电路等效图。

图16是3路LED驱动电源在(DCM，t_on<T_r/2)下t₂～t₃模态的电路等效图。

图17是3路LED驱动电源在(DCM，t_on<T_r/2)下t₃～t₄模态的电路等效图。

图18是3路输出实施例。

图19是3路输出实施例的调光曲线。

图20是3路输出实施例在(CCM，t_on>T_r/2)下的实验结果。

图21是3路输出实施例在(DCM，t_on<T_r/2)下的实验结果。

图22是3路输出实施例的开机波形。

图23是3路输出实施例的效率测试结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

如图6所示，其为n路LED驱动电源的功率回路和控制回路。其中功率回路由功率开关管S₁，主电感L_m，续流二极管D_i(i＝1,2…n)，滤波电容C_i(i＝1,2…n)，电流取样电阻R_s，谐振电容C_r(j)(i＝1,2…n-1)，谐振电感L_r(k)(当n为偶数时，k＝2,4…n/2,当n为奇数时，k＝3,5…(n-1)/2)组成。控制回路由驱动电路、比较器、误差放大器和调光控制器等部分组成，采用电压控制模式来控制i_o1的大小，i_o1被控制为V_ref/R_s，可以通过调节V_ref的大小实现脉冲宽度调光和模拟调光功能。

下面以3路输出图8为例详细分析其工作过程。为简化分析，先做出如下假设。

1)功率开关管S₁，续流二极管D₁，D₂，D₃为理想器件；

2)滤波电容C₁，C₂，C₃的电容足够大，输出电压纹波可以忽略；

3)谐振电容C_r1，C_r2的大小相同，C_r1＝C_r2＝C_r；

图9所示为3路LED驱动电源主电感工作在(CCM)时的主要波形图，图10至图12所示为对应3个工作模态的电路等效图。

工作原理分析：模态1[t₀-t₁]t₀时刻开关管导通，主电感L_m两端的电压为V_in，因此主电感两端的电流i_Lm(t)线性上升：

二极管D₂导通，D₁，D₃关断。谐振电感L_r1与两个谐振电容发生串联谐振。故可知

其中为谐振电路的等效阻抗，为谐振电路的角频率。

当i_Lr1(t)谐振到零时，二极管D₂关断，模态1结束。模态1持续的时间为τ₁＝T_r/2。

模态2[t₁-t₂]t₁时刻二极管D₂关断，功率开关管仍然导通，主电感L_m仍然线性上升。

在模态2时，续流二极管均关断，因此谐振电感的电流，谐振电容的电流均为零。当开关管关断时模态2结束，模态2持续的时间为τ₂＝t_on-T_r/2，其中t_on为开关管的导通时间。

模态3[t₂-t₃]t₂时刻开关管关断，续流二极管D₂仍然关断，D₁，D₃导通，当开关管再次导通时，模态3结束，进入下一个开关周期。模态3持续的时间为τ₃＝T_s-t_on。

图13所示为三路LED驱动电源主电感工作在(DCM，t_on<T_r/2)时的主要波形图，图14至图17所示为对应四个工作模态的电路等效图。

由电路原理可知，电路中不能存在电感串联(等效电流源串联)回路和电容并联(等效电压源并联)回路，否则电感电压将会产生很高的电压尖峰或电容电流将会产生过高的电流尖峰。图2所示电路存在电感串联(等效电流源串联)问题，影响了电路正常工作。

由以上分析可知，由于本发明电路结构与图2不同，从图9～17可知，当开关管S₁关断时，不存在励磁电感与谐振电感串联的回路，励磁电感电流和谐振电感电流分别以各自的回路独立流动，因此，无论励磁电感工作在CCM或DCM下，也无论是t_on>T_r/2还是t_on<T_r/2下，本发明电路均可以很好的工作。本发明不存在图2所示的病态模态，因此不需要增加吸收电路，提高了电路的效率和稳定性。此外，本发明的均流网络虽然存在谐振电感，但各输出支路仍具有很好的均流特性。

以如下3路输出LED驱动电路参数为实施例，如图18所示。输入电压v_in＝19V，输出各串LED电压v_o1＝v_o2＝v_o3＝30V,输出各串LED电流i_o1＝i_o2＝i_o3＝0.15A。C_r1＝C_r2＝220nF，L_m＝33μH，L_r1＝2.2μH，开关频率f_s＝300kHz。图19给出了本发明对应该实施例的调光曲线。图20为该实施例在(CCM，t_on>T_r/2)下的实验结果。图21为该实施例在(DCM，t_on<T_r/2)下的实验结果。由图20和图21可知，该发明电路个点波形不存在任何电压尖峰或电流尖峰。图22该实施例的开机波形，开机后各支路LED电流迅速达到稳定状态并实现了152mA的均流。图23是3路LED驱动电源效率测试结果，该发明均有高效率的优点。表1给出了该发明3路输出实施例在调光模式下的均流实验数据，在各种调光百分比下，各支路LED电流均实现了较好的均流效果。

表1调光及均流测试数据

由实验可知，本发明电路不存在电压电流尖峰，宽负载范围调节，优越的均流特性。因此可以很好的应用于如背光等需要调光的宽负载范围的LED驱动应用中。

Claims (2)

1.一种背光LED驱动电路，其特征在于，

当n为偶数时，n路LED驱动电源的功率回路具有如下结构：

由功率开关管S₁、主电感L_m、续流二极管D_i、滤波电容C_i、谐振电容C_r(j)和谐振电感L_r(k)组成，其中，i＝1,2…n，j＝1,2…n-1，k＝2,4…n/2；

第1路至第2路LED结构为：

主电感L_m输入端连接电源正极；

功率开关管S₁一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到电源负极；

谐振电容C_r1一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到续流二极管D₁正极，还通过谐振电感L_r1连接到续流二极管D₂负极；

续流二极管D₁负极连接第1路LED，第1路LED连接到电源负极，第1路LED并联有滤波电容C₁；

续流二极管D₂正极连接第2路LED，若n＝2，第2路LED连接到电源负极；若n>2，第2路LED通过谐振电容C_r2连接到电源负极，第2路LED并联有滤波电容C₂；

后续拓展的n-2路LED结构与第1路至第2路连接模式相同；第3至n-1个支路LED都通过谐振电容C_r(j-1)接电源负极，第n个支路LED连接到电源负极；

当n为奇数时，n路LED驱动电源的功率回路具有如下结构：

由功率开关管S₁、主电感L_m、续流二极管D_i、滤波电容C_i、电流取样电阻R_s、谐振电容C_r(j)和谐振电感L_r(k)组成，其中，i＝1,2…n，j＝1,2…n-1，k＝3,5…(n-1)/2；

第1路至第3路LED结构为：

主电感L_m输入端连接电源正极；

功率开关管S₁一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到电源负极；

谐振电容C_r1一端连接到主电感L_m输出端，另一端连接到续流二极管D₁正极，还通过谐振电感L_r1连接到续流二极管D₂负极；

续流二极管D₁负极连接第1路LED，第1路LED连接到电源负极，第1路LED并联有滤波电容C₁；

续流二极管D₂正极连接第2路LED，第2路LED并联有滤波电容C₂；

主电感L_m输出端、谐振电容C_r3相连；若n＝3，续流二极管D₃正极与L_m输出端相连；若n>3，续流二极管D₃正极与谐振电容C_r3相连；续流二极管D₃负极连接第3路LED，第3路LED并联有滤波电容C₃；

第2路和第3路LED共同连接到谐振电容C_r2一端，谐振电容C_r2另一端连接电源负极；后续拓展的n-3路LED结构与第2路至第3路连接模式相同，第n个支路LED连接到主电感L_m输出端。

2.如权利要求1所述的一种背光LED驱动电路，其特征在于，

还包括控制回路，所述控制回路包括依次连接的驱动电路、比较器、误差放大器和调光控制器，所述驱动电路连接到功率开关管S₁；采用电压控制模式控制i_o1的大小，i_o1被控制为V_ref/R_s，通过调节V_ref的大小实现脉冲宽度调光和模拟调光功能；其中，R_s为电流取样电阻，R_s一端连接到第1路LED，即与第1路LED串联，另一端连接电源负极，i_o1为第1路LED支路电流，V_ref为参考电压。