JP2004166462A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路について、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装した三次巻線Ｎ3に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大する力率改善回路３を設ける。
【選択図】 図１
【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路について、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装した三次巻線Ｎ3に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大する力率改善回路３を設ける。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図１１の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１２（ａ）は、上記図１１に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１２（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１２（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１２（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１２（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１２（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１３には、図１１の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１１と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１１においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１１にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１４は、上記図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧（商用交流電源）に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図１４に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１１，図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１１に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12から成るスイッチング素子の組は、図１１におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図＊＊に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ55，Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１４における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ21，Ｑ21及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ51，Ｒ53を介してスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ11では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ12も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ54の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ11と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング駆動は、図１１及び図１３により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１４に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１３では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１４に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
図１５は、先に図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成としての、他の例を示している。
この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、この図に示す電源回路も、この図１４に示した回路と同様に、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。ただし、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
このような、より重負荷の条件に対応するものとされる図１５に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
なお、図１４と同一部分には同一符号を付すこととして、ここでは、主として、図１４の電源回路との相違点について説明する。
【００３６】
この場合の商用交流電源ＡＣラインにも、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００３７】
また、図１５の電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が設けられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対して共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。このようにして、商用交流電源ＡＣに対しては、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００３８】
また、この場合のノーマルモードノイズフィルタ４は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子間に、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して形成されている。つまり、図１４の電源回路におけるノーマルモードノイズフィルタ４が２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを備えるのに対して、この図１５におけるノーマルモードノイズフィルタ４では、フィルタコンデンサＣNが１組追加されており、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。後述するようにして、図１５に示す回路では、より重負荷の条件に対応するために、アクティブフィルタのスイッチング素子数を増加させている。これによって、スイッチングノイズの発生量は増加することになるが、上記のようにしてノーマルモードノイズフィルタ４としてのノイズ抑制効果を強化することで、スイッチングノイズの増加を解消しているものである。
【００３９】
また、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬpc1と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬpc2の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]−インダクタＬpc2−インダクタＬpc1−チョークコイルＬNの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００４０】
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組は、図１１，図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬpc1，Ｌpc2の直列接続は、図１１に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]は、図１５に示したとダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路に対しては、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13から成るスイッチング素子の組は、図１１におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpc2と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００４２】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）がより高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54，Ｒ64が接続されている。
【００４３】
さらには、先に説明した整流回路系の接続態様を、図１４の電源回路と比較してみると、図１５に示した回路では、先ず、パワーチョークコイルを１組追加して２組（ＰＣＣ−１，ＰＣＣ−２）としていることが分かる。
また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても、１本追加して２本備えることとして、これら２本の整流ダイオードＤ10を並列接続している。
さらに、整流平滑電圧Ｅｉを供給する平滑コンデンサとしても、１本追加して２本（ＣｉA，ＣｉB）備えることとし、これらの平滑コンデンサを並列に設けるようにしている。
このような部品の追加も、負荷電力の条件が３００Ｗ以上から６００Ｗ以上にまで重くなったことに応じて、例えば回路に流れる電流が増加することに対応して行われるものである。
【００４４】
この図１５に示すアクティブフィルタコントロール回路２０も、力率をほぼ１に近づけるようにアクティブフィルタの動作を制御する。この場合には、例えば図１４と同様のＩＣにより構成されている。
なお、このアクティブフィルタコントロール回路２０の各端子（Ｔ１〜Ｔ６）と接続される周辺回路の構成は図１４と同様とされているので、ここでの説明は省略する。
【００４５】
そして、図１５に示す回路において、アクティブフィルタコントロール回路２０によりスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13をスイッチング駆動することによっては、図１４の場合と同様に、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となるように制御され、結果的に、力率が１に近づくようにして力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００４６】
また、この図１５に示すアクティブフィルタとしても、整流平滑電圧Ｅｉ（図１３では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するように動作する。従って、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。つまり、図１５に示す電源回路も、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3を出力可能とされている。
【００４８】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４９】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲG1，ＲG2が挿入されている。
【００５０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。
【００５１】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００５２】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００５３】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００５４】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００５７】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、ゲート−ソース間抵抗ＲG3，ＲG4、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００５８】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、ゲート−ソース間抵抗ＲG5，ＲG6、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【００５９】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥO1が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥO2が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥO3，Ｅ04により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００６０】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【００６１】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図１４及び図１５に示した電源回路は、従来から知られている図１１及び図１３に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図っている。また、図１４及び図１５に示す電源回路は、それぞれ負荷電力３００Ｗ以上、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００６２】
しかしながら、上記図１４及び図１５に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１４に示す電源回路についてみると、電力変換効率としては、図に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９４％、ηDC→DC＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９７％、ηDC→DC＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６３】
上記した電力変換効率の低下という問題は、同じくアクティブフィルタを備える、図１５に示す電源回路においても同様である。
図１５に示す電源回路についても、電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９６％程度である。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件のもとで、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、図１５に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６４】
また、図１４及び図１５に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖ（又は２４０Ｖ）の範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
そして、図１４に示すアクティブフィルタであれば、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10がスイッチング動作を行うことになる。また、図１５に示すアクティブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路がスイッチング動作を行うことになる。
これらのスイッチング動作は、dv/di，di/dtによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００６５】
この必要性から、先ず、図１４に示す電源回路のアクティブフィルタを例に挙げれば、スイッチングのための半導体素子については、２組のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を並列接続して、スイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルを抑制して信頼性を確保する必要が生じる。
しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１４にも示したように、トランジスタＱ21，Ｑ22を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００６６】
さらに、図１４に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６７】
そして、図１５に示す電源回路のアクティブフィルタでは、図１４の電源回路よりも重負荷の条件に対応するために回路に流れる電流量がさらに増加する。このために、スイッチングのための半導体素子は３組（スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13）に増加する。さらには、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても２本に増加する必要が生じてくる。
また、ノーマルモードノイズフィルタ４を形成する素子としては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNとなり、ここでもフィルタコンデンサＣNとしてのフィルムコンデンサが１つ増加する。
さらには、図１５の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒsnは、セメント抵抗などを採用することになって大型となる。
このように、図１５に示す回路では、重負荷の条件に対応するために、さらにコストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化が助長されることになる。
【００６８】
さらに、図１４及び図１５に示す電源回路の構成では、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，及びＱ13のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００６９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される第１の一次巻線と、この第１の一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される第１の二次巻線とを巻装して形成される第１の絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、第１の一次巻線に直列接続された第１の一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする第１の一次側直列共振回路を備える。
また、ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、少なくとも第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン又はターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、第１の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成された第１の直流出力電圧生成手段と、第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、第１の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された第１の定電圧制御手段を備える。
また、第１の絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した第１の三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される第１の力率改善回路を備えることとした。
【００７０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００７１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１４に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００７２】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣL及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００７３】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣNの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００７４】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間には、リレースイッチＳ１を挿入している。このリレースイッチＳ１は、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００７５】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１をオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳ１がオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１がオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００７６】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００７７】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００７８】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００７９】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００８０】
上記直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12が接続される。このゲート−ソース間抵抗Ｒ12の両端には、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ1のゲートに印加されるドライブ信号によってゲート電圧ＶGH1が発生する。同様に、スイッチング素子Ｑ2に対しても、ゲート−ソース間抵抗Ｒ22が接続され、ゲートに印加されるドライブ信号によってはゲート電圧ＶGL1が発生する。
【００８１】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００８２】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００８３】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ゲート抵抗Ｒ11を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ゲート抵抗Ｒ21を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００８４】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣBS，ダイオードＤBS、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣBSの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤBSのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖc2との接続点に接続される。
また、ダイオードＤBSのカソードは、端子ＶBと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００８５】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力する。
【００８６】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ11を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図３（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図３（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００８７】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ21を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図３（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGL1は、図３（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００８８】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００８９】
（第１の）絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。また、本実施の形態では後述する力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3も巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は、一次側並列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、（第１の）一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００９１】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００９２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９３】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ0のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００９４】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための（第１の）力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、先に説明したようにして、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣNを含むものとされる。そして、このフィルタコンデンサＣNの一端とブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタL20−三次巻線Ｎ3−高速リカバリ型ダイオードＤ1を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側が三次巻線Ｎ3と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続するようにしている。
【００９５】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ2のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノードは、一次側アースに接地させている。
【００９６】
このような構成による力率改善回路３の動作を図４の波形図を参照して説明する。
例えば図４（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶACが得られているとすると、商用交流電源ＡＣの正極ラインに得られる整流電流Ｉ1は、図４（ｄ）に示すようにして、交流入力電圧ＶACが正／負の期間において、それぞれ正極性／負極性となるようにして流れる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と、力率改善回路３内のインダクタの接続点の電位Ｖ1は、図４（ｃ）に示す波形が得られる。
また、三次巻線Ｎ3には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に基づいて、図４（ｅ）に示す波形の電圧Ｖ2が得られるが、この電圧Ｖ2は、正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じている。この波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が電圧帰還されることで得られる。
そして、電圧Ｖ2について正／負のピークとなって交番波形が得られる期間は、電位Ｖ1よりも、その絶対値レベルが高くなる期間であり、この期間において、力率改善回路３内においては、図４（ｆ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ2が流れる。
【００９７】
交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の整流電流Ｉ1は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａに流入する成分と、交番電流Ｉ2としてインダクタＬ20側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの交番電流Ｉ2は、インダクタＬ20→三次巻線Ｎ3→高速リカバリ型ダイオードＤ1の経路で平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ1を流れた交番電流Ｉ2は、リレースイッチＳ１を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ1を流れた交番電流Ｉ2は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。
【００９８】
また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の整流電流Ｉ1は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ2を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ2を介して高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入して負極性の交番電流Ｉ2となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ1→Ｃｉ2を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入して負極性の交番電流Ｉ2となる成分とに分岐する。
【００９９】
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入した負極性の交番電流Ｉ2は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ2→三次巻線Ｎ3→インダクタＬ20の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣNに流入する。
【０１００】
このようにして、交番電流Ｉ2は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ1によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ2によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れるようにされる。
そして、図４（ｆ）と図４（ｄ）とを比較して分かるように、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2によりスイッチングされて得られる交番電流Ｉ2は、整流電流Ｉ1よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなっていることが分かる。
【０１０１】
このようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図４（ｂ）に示すようにして、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶAC＝２３０Ｖ）とで共に、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１０２】
図５には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
また、図６には、図１に示した構成による電源回路の特性として、ＡＣ１００Ｖ系では交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系では交流入力電圧ＶAC＝１６０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、これらの図においては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。
また、図５の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。また、図６に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定の条件で得ている。
【０１０３】
また、参考として、上記図５及び図６に示した実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１mm
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ3＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
インダクタＬ20＝３９μＨ
フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
【０１０４】
これら図５及び図６によっては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８２、電力変換効率ηAC→DC＝９３．９％となる特性が得られている。また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．７７、電力変換効率ηAC→DC＝９６．０％となっている。
この結果から、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時における力率としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。また、図１４に示した先行技術としての電源回路と比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
【０１０５】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術としての図１４の電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１４による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ3と、インダクタＬ20、フィルタコンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2の２本を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１４に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１０６】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１４に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１０７】
また、図１４に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのAC-DC電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、図１４に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
先に図５及び図６の特性図によっても示したように、図１に示す回路は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、総合電力変換効率（AC-DC電力変換効率）は、９３．９％であり、図１４に示した回路と比較して、交流入力電力は１３．１Ｗ低減するという結果が得られた。負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、総合電力変換効率（AC-DC電力変換効率）は、９６．０％であり、交流入力電力は９．７Ｗ低減している。
【０１０８】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１４の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１０９】
続いては、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について、図２を参照して説明する。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１１０】
この図２に示す電源回路においては、リレーＲＬにより切り換えが制御されるリレースイッチとして、整流回路切り換えのためのリレースイッチＳ１に加えて、三次巻線Ｎ3の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。
【０１１１】
このリレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。
この場合には、リレーＲＬが、リレースイッチＳ１、Ｓ２を連動的に制御することになり、また、リレースイッチＳ２については２接点とする必要がある。このために、電磁リレーの部品としては、２回路２接点の仕様のものを用いることとしている。図１の場合と異なり、リレースイッチＳ１が２接点となっているのはこのような部品選定の都合による。この図に示すリレースイッチＳ１では、端子ｔ１に対してブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子が接続され、端子Ｔ３に対して、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点が接続される。端子ｔ２はオープンとしている。
【０１１２】
この場合、力率改善回路３を形成するために絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ3としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ3Aと巻線部Ｎ3Bとに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ２の端子ｔ３に接続される。また、巻線部Ｎ3B側の端部がリレースイッチＳ２の端子ｔ２に接続される。
【０１１３】
そして、この場合におけるリレーＲＬによる切り換え動作は次のようになる。
この場合のリレーＲＬは、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合と、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）である場合とに応じて、整流回路切換モジュール５によって導通／非導通の状態の切換が行われる。
【０１１４】
そして、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１，Ｓ２は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われる。
先ず、リレースイッチＳ１側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点が接続される状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ２側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3としては、巻線部Ｎ3Aのみが有効とされることになる。
【０１１５】
これに対して、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１，Ｓ２は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。
リレースイッチＳ１側において端子ｔ１と端子ｔ２が接続されることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点は接続されない状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、通常の全波整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ２側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3としては、巻線部Ｎ3Aと巻線部Ｎ3Bとを直列接続した巻線が有効とされることになる。
【０１１６】
つまり、この図２に示す回路においては、先ず、整流回路系については、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流回路が形成され、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流回路が形成されることになる。この点では、図１に示した回路と同様の動作が得られていることになる。
そして、力率改善回路３においては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3についての巻数が増加するようにして切り換えが行われるものである。
【０１１７】
三次巻線Ｎ3としての巻線数が変化すれば、この三次巻線Ｎ3と一次巻線Ｎ1との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ3に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ3の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
先の第１の実施の形態の電源回路では、図５及び図６に示したように、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第２の実施の形態では、この特性を改善しているものである。
【０１１８】
図７及び図８は、第２の実施の形態の電源回路の特性を示している。
図７は、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。また、図８は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件の下で、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系としては交流入力電圧ＶAC＝１６０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。また、これらの図においても、フルブリッジ動作とした場合の特性を実線により示し、ハーフブリッジ動作とした場合の特性を破線により示している。
また、この場合にも、図７の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路としたときの特性は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件とし、また、全波整流回路としたときの特性は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。また、図８に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定とした条件で得ている。
また、ここでは、三次巻線Ｎ3の巻数（ターン数Ｔ）として、［巻線部Ｎ3A＝６Ｔ，巻線部Ｎ3B＝１Ｔ］とした組み合わせの場合と、［巻線部Ｎ3A＝７Ｔ，巻線部Ｎ3B＝２Ｔ]とした組み合わせの場合との、両者の構成に対応した特性を示している。
［巻線部Ｎ3A＝６Ｔ，巻線部Ｎ3B＝１Ｔ］とした組み合わせの場合、ＡＣ１００Ｖ系時では、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A＝６Ｔとなり、ＡＣ２００Ｖ系時においては、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A（６Ｔ）＋Ｎ3B（１Ｔ）＝７Ｔとなる。
また、［巻線部Ｎ3A＝７Ｔ，巻線部Ｎ3B＝２Ｔ]とした組み合わせの場合、ＡＣ１００Ｖ系時では、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A＝７Ｔとなり、ＡＣ２００Ｖ系時においては、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A（７Ｔ）＋Ｎ3B（２Ｔ）＝９Ｔとなる。
【０１１９】
これら図７及び図８と、先の第１の実施の形態の電源回路の特性図を示した図５及び図６と比較して分かるように、第２の実施の形態の電源回路では、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合において、特に重負荷の条件となるのに従って、力率が向上されていることがわかる。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件では、ＡＣ２００Ｖ系時の力率は、ＡＣ１００Ｖ系時とほぼ同等となるまでに引き上げられていることが分かる。
この第２の実施の形態における力率特性と高調波歪規制との関係としては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは、三次巻線Ｎ3＝６Ｔとすれば、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８８が得られ、我が国（日本国）の高調波歪規制値をクリアする。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは、三次巻線Ｎ＝９Ｔとなるようにすれば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８０であり、欧州の高調波歪み規制値をクリアする。
【０１２０】
図９は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、先行技術として図１５に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図において、図１及び図２と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【０１２１】
この図９に示す電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応するために、先ず、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉ1の正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1の正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【０１２２】
ブリッジ整流回路Ｄｉ2も同様にして、正極入力端子と負極入力端子の各々が商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対して接続される。また、正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
つまり、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣを整流するためのブリッジ整流回路を２段備え、商用交流電源ＡＣのラインに対して並列に接続しているものである。
【０１２３】
また、この場合には、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNを並列接続して、図示するように商用交流電源ＡＣの正／負のライン間に対して接続している。
【０１２４】
また、この図９の電源回路においては、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。これらのうち、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１が、例えば図１又は図２に示した電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴ（第１の絶縁コンバータトランス）に相当するものであり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２は、図１又は図２に示した回路構成に対してあらたに追加されたものとして扱うことができる（第２の絶縁コンバータトランス）。
【０１２５】
そして、この場合においては、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の二次側からそれぞれ２つの二次側直流出力電圧を生成することとしており、計４つの二次側直流出力電圧を負荷に供給するようにして、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上をまかなうことになる。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２とで、それぞれ負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗをまかなうようにされる。
【０１２６】
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側においては、例えば２００Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo1と、２４Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo2とを生成するための整流回路系が備えられる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、図示するように、二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aの２つの二次巻線が独立して巻装される。そして、二次巻線Ｎ2に対しては、アースに接続したセンタータップを設けると共に、図示する接続態様によって整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣo1を接続して両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が生成される。
また、二次巻線Ｎ2Aに対しても同様にして、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、及び平滑コンデンサＣo2から成る両波整流回路を接続し、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するようにされる。
【０１２７】
この場合には、制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅo1と二次側直流出力電圧Ｅo2のうち、メインとなる二次側直流出力電圧Ｅo1を検出電圧として入力し、制御出力をコントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに入力している。従って、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数制御によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側にて生成される二次側直流出力電圧（Ｅo1，Ｅo2）を定電圧化することになる。
なお、この図に示すコントロールＩＣ２は、図１及び図２に示したものと同様であり、周辺の外付け部品の接続態様等も同じでよいものとされるが、ここでは、例えばブートストラップ回路に関する部品や端子などの図示については省略している。
【０１２８】
続いては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側の構成について説明する。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側には、一次巻線Ｎ1Aが巻装されている。この一次巻線Ｎ1Aは、その端部が、スイッチング素子Ｑ1のドレインと、スイッチング素子Ｑ2のソースの接続点（スイッチング出力点）と接続され、他端は、直列共振コンデンサＣ1Aの直列接続を介して一次側アースと接続される。ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1Aのリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ1Aのキャパシタンスとによっても、一次側スイッチングコンバータを電流共振形とするための直列共振回路が形成される。
つまり、図９に示す回路では、電流共振形コンバータを形成する直列共振回路として、一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1から成る（第１の）直列共振回路と、一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1Aから成る（第２の）直列共振回路との２つの直列共振回路が備えられ、これら２つの直列共振回路が並列に接続されていることになる。
【０１２９】
また、直列共振コンデンサＣ1Aに対しては、補助直列共振コンデンサＣ1Bと、補助スイッチング素子Ｑ20とクランプダイオードＤD20を並列接続して形成したスイッチング回路との直列接続回路が、並列に接続される。
この場合の補助スイッチング素子Ｑ20は、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ドレインが補助直列共振コンデンサＣ1Bを介して、一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1Aの接続点と接続される。ソースは、一次側アースに接続される。
また、具体的な定数例は後述するが、補助コンデンサＣ1Bと直列共振コンデンサＣ1Aは、互いのキャパシタンスについてＣ1B＞＞Ｃ1Aとなるように選定されている。
【０１３０】
スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）を駆動するための駆動回路系は、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、ゲート抵抗Ｒｇ、及びゲート−ソース間抵抗Ｒｓｇを図示するようにして接続して形成される。
駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側に巻装されることで、例えば一次巻線（Ｎ1，Ｎ1A）によって交番電圧が誘起される。なお、駆動巻線Ｎｇのターン数は、例えば１Ｔとされる。
そして、この駆動巻線Ｎｇに得られた交番電圧は、コンデンサＣｇからゲート抵抗Ｒｇを介するようにして、スイッチング素子Ｑ20のゲートに印加される。これにより、ゲート−ソース間抵抗Ｒｇｓにはゲート電圧が発生する。そして、このゲート電圧が所定の閾値以上となるレベルとなったときにスイッチング素子Ｑ20がオンとなり、閾値以下となったときにオフとなるように制御されることになる。このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、スイッチング動作を行うことになる。ここで、駆動巻線Ｎｇに発生する交番電圧は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力に基づいて励起されたものであるから、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のスイッチング動作も、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に同期したものとなる。
【０１３１】
このスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側の二次側直流出力電圧（Ｅo3，Ｅo4）を定電圧化するために設けられるものであるが、この点については後述する。
【０１３２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側には、さらに、三次巻線Ｎ3が巻装される。この絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に巻装される三次巻線Ｎ3は、図示するようにして、（第２の）力率改善回路３−１を形成する。なお、この力率改善回路３−１については、回路を形成する部品素子及びその接続態様、また、力率改善のための動作は、力率改善回路３と同様であることから、ここでの説明は省略する。
このようにして、本実施の形態では、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２が備えられることに応じて、三次巻線Ｎ3を備えて整流電流経路にスイッチング出力を電圧帰還する構成の力率改善回路も２系統備えられることになる。
【０１３３】
続いて、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側の構成について説明する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側においては、例えば１００Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo3と、５０Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo4とを生成するための整流回路系が備えられる。
これに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、図示するように、二次巻線Ｎ2B，Ｎ2Cの２つの二次巻線が独立して巻装される。
二次巻線Ｎ2Bに対しては、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo5，Ｄo6、及び平滑コンデンサＣo3から成る両波整流回路を接続する。この両波整流回路によって二次側直流出力電圧Ｅo4が生成される。
また、二次巻線Ｎ2Cに対しても同様にして、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo7，Ｄo8、及び平滑コンデンサＣo4から成る両波整流回路を接続し、二次側直流出力電圧Ｅo4を得る。
【０１３４】
上記のようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅo3，Ｅo4は、それぞれ負荷に供給されるが、二次側直流出力電圧Ｅo3は、分岐して制御回路１Ａに対して検出電圧として入力される。
制御回路１Ａでは、入力された二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルを検出して、制御出力として、所要の基準となるレベル（１００Ｖ）との誤差に応じたレベルの電圧を出力する。この制御出力としての電圧は、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のスイッチング素子Ｑ20のゲートに印加される。このような制御出力がスイッチング素子Ｑ20のゲートに印加されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルに応じて、ゲート電圧が可変制御されることになる。このような動作によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側で得られる二次側直流出力電圧に対する定電圧制御が行われる。
【０１３５】
図１０は、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）による定電圧制御動作を説明するための波形図である。
図１０（ａ）は、一次側スイッチングコンバータを形成するスイッチング素子のうち、ローサイドに接続されるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2を示す。
図１０（ｂ）は、スイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2の接続点）から、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）に流入するスイッチング出力電流Ｉ1Aを示している。
図１０（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3を示し、図１０（ｄ）はスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）に流れるスイッチング電流ＩQ3を示す。
【０１３６】
図１０（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に対応した周期により、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間では正極性の矩形波パルスが得られ、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間では０レベルとなる波形が得られている。なお、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1の両端電圧は、図１０（ａ）に示す波形と１８０°の位相差を有するものとなる。
そして、上記図１０（ａ）に示される周期タイミングでスイッチング素子がスイッチング動作を行うのに応じて、直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1A）には、図１０（ｂ）に示すスイッチング出力電流Ｉ1Aが流れる。このスイッチング出力電流Ｉ1Aは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に応じて、正極性と負極性とで反転する正弦波状の波形となる。スイッチング出力電流Ｉ1Aが正弦波状となるのは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を入力して、直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1A）が共振動作を行うことに依る。
【０１３７】
前述もしたように、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）を形成する補助スイッチング素子Ｑ20は、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、ゲート抵抗Ｒｇ、及びゲート−ソース間抵抗Ｒｓｇから成る駆動回路系によって、スイッチング周期でオン／オフするように動作する。そして、このスイッチング動作は、図１０（ｃ）（ｄ）に示される。
つまり、例えば図１０（ｄ）に示すスイッチング電流ＩQ3は、スイッチング出力であるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2が立ち上がる直前の短期間ではクランプダイオードＤD20から補助コンデンサＣ1Bを介して負極正により、ダンパー電流として流れる。この後、両端電圧ＶQ2が立ち上がるタイミングで以て、補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる。そして、この補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング電流ＩQ3は、補助コンデンサＣ1Bから補助スイッチング素子Ｑ20のドレイン−ソースの方向により正極性で流れる。
このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間は、クランプダイオードＤD20にダンパー電流が流れる期間と、これに続いて補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間とから成る。
【０１３８】
また、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3は、図１０（ｃ）に示すようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間では０レベルとなる。
また、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなって電流が流れない期間においては、正極性による正弦波状の波形が得られる。
直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bとについて、キャパシタンスの関係がＣ1B＞＞Ｃ1Aとされていることで、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間では、スイッチング出力電流ＩA1は、補助コンデンサＣ1Bにほとんど流れる。これに対して、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなる期間では、スイッチング出力電流ＩA1は、補助コンデンサＣ1Bに流れなくなる代わりに、直列共振コンデンサＣ1Aに充放電されることになる。このため、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなる期間においては、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3の波形が正弦波状となるものである。
【０１３９】
このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、スイッチング周期に応じてオン／オフの期間が生じる。
そして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間においては、直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bが並列接続される回路が形成されることになる。このようにして、直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bが並列接続される場合には、キャパシタンスが増加することになる。これは即ち、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）の共振回路の共振条件が可変されことを意味する。共振条件が変化すれば、このときにおける直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）の共振出力も変化する。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２において、一次巻線Ｎ1Aから二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力も変化することになる。
【０１４０】
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側に備えられる制御回路１Ａは、前述もしたように、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルに応じて、補助スイッチング素子Ｑ20のゲート電圧を可変制御する。そしてゲート電圧が可変されることによっては、補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間ＴON（図１０）が可変されることになる。期間ＴONが可変されることは、即ち、この期間ＴONを含んで形成される、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間が可変制御されることを意味する。また、このスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間の可変制御は、１スイッチング周期ごとに行われるから、スイッチング周波数の条件の下でのＰＷＭ制御となる。
このようにしてスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間が可変制御されることによっては、上記したように、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）におけるキャパシタンスが増加する期間が変化することとなって、これにより、１スイッチング周期内において、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側から二次側に伝送される電力も可変されることとなる。二次側に伝送される電力が変化すれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側で生成される出力電圧のレベルも変化することとなる。この結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られることとなる。
【０１４１】
ここで、上記図９に示した構成による電源回路についての実験結果として、電力変換効率ηAC→DC、及び力率改善回路（３，３−１）の動作により得られる力率の特性を述べておく。
なお、参考として、実験結果を得るにあたっての、図９に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１mm
一次巻線Ｎ1＝３４Ｔ
二次巻線Ｎ2＝センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ3＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
インダクタＬ20，Ｌ20，＝３９μＨ
一次側直列共振コンデンサＣ1A＝０．０３３μＦ
補助コンデンサＣ1B＝０．１５μＦ
【０１４２】
実験結果として、先ず、力率については、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８５となる結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．８０という結果が得られた。
なお、力率に関しては、２つの力率改善回路（３，３−１）により力率改善を行った結果得られた値であることから、電圧帰還方式としては、比較的高い値の特性となっている。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜１００Ｗの変動範囲に対しては、力率ＰＦ＞０．７５を維持しており、この特性であれば、国内の電源高調波歪規制を満足する。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの変動範囲における力率の値であれば、欧州の電源高調波歪規制を満足する。
このように、力率特性としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１４３】
また、電力変換効率ηAC→DCについては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９３．５％、交流入力電力は６４１．７Ｗとなる結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９５．７％、交流入力電力は６４７．７Ｗという結果が得られた。
例えば、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応する構成を採る図１５に示した先行技術の回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９０．２％、交流入力電力６６５．２Ｗとされていた。従って、図９に示す回路では、電力変換効率ηAC→DCについては３．３％向上し、交流入力電力は２３．５Ｗ低減していることになる。
また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、図１５の回路は電力変換効率ηAC→DC＝９３．１％、交流入力電力６６５．２Ｗであるから、電力変換効率ηAC→DCは２．６％向上し、交流入力電力は１７．５Ｗ低減していることになる。
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応し、力率改善を図る電源回路として、図９に示した実施の形態と図１５に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
【０１４４】
また、この図９に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１５の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタから、より少ない部品点数の力率改善回路３，３−１となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１４５】
特に、図１５の回路構成と比較した場合において、図１５の回路では、スイッチングコンバータとして、３組のスイッチングコンバータを備える必要があり、このために、絶縁コンバータトランスとしても３組必要とされていた。これに対して、図９に示す回路では、１組のスイッチングコンバータと、このスイッチングコンバータから分岐した２組の絶縁コンバータトランスの組み合わせにより、同等の４つの二次側直流出力電圧を供給可能な構成としている。つまり、同等の負荷条件に対応する場合において、図１５に基づく回路構成と比較すれば、より少ないコンバータ数、及び絶縁コンバータトランス数により構成することができ、この点でも、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が促進されることになる。
【０１４６】
そして、この図９に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１４７】
なお、図９に示す第３の実施の形態としての電源回路に対しても、図２に示した第２の実施の形態としての構成を付加することができる。つまり、三次巻線Ｎ3について、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで巻線数が変更されるようにして切り換えを行い、これによって、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の値を高めることが可能となる。
図９に示す回路の場合、この三次巻線Ｎ3の巻線数切り換えの構成を適用するのにあたっては、力率改善回路３，３−１の各力率改善回路に備えるようにすることが考えられる。また、例えばメインとなる絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１側の力率改善回路３においてのみ、三次巻線Ｎ3の巻線数切り換えの構成を備えるようにしても、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の改善効果は充分に得ることが可能である。
【０１４８】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１４９】
また、力率改善回路３（３−１）の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１５０】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１５１】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１５２】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図４】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図９】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第３の実施の形態の電源回路における、スイッチング回路による定電圧制御動作を示す波形図である。
【図１１】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１２】図１１に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１３】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１４】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１，１Ａ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３−１ 力率改善回路、５ 整流回路切換モジュール、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ，ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1，Ｃ1A 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1，Ｎ1A 一次巻線、Ｎ2，Ｎ2A，Ｎ2B，Ｎ2C 二次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ１，Ｓ２ リレースイッチ、Ｌ20 インダクタ、Ｄ1，Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、Ｎ3 三次巻線、Ｎ3A，Ｎ3B 巻線部、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、ＣL アクロスコンデンサ、Ｑ3 補助スイッチング素子、Ｃ1B 補助コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図１１の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１２（ａ）は、上記図１１に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１２（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１２（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１２（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１２（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１２（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１３には、図１１の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１１と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１１においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１１にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１４は、上記図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧（商用交流電源）に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図１４に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１１，図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１１に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12から成るスイッチング素子の組は、図１１におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図＊＊に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ55，Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１４における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ21，Ｑ21及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ51，Ｒ53を介してスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ11では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ12も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ54の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ11と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング駆動は、図１１及び図１３により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１４に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１３では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１４に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
図１５は、先に図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成としての、他の例を示している。
この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、この図に示す電源回路も、この図１４に示した回路と同様に、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。ただし、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
このような、より重負荷の条件に対応するものとされる図１５に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
なお、図１４と同一部分には同一符号を付すこととして、ここでは、主として、図１４の電源回路との相違点について説明する。
【００３６】
この場合の商用交流電源ＡＣラインにも、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００３７】
また、図１５の電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が設けられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対して共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。このようにして、商用交流電源ＡＣに対しては、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００３８】
また、この場合のノーマルモードノイズフィルタ４は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子間に、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して形成されている。つまり、図１４の電源回路におけるノーマルモードノイズフィルタ４が２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを備えるのに対して、この図１５におけるノーマルモードノイズフィルタ４では、フィルタコンデンサＣNが１組追加されており、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。後述するようにして、図１５に示す回路では、より重負荷の条件に対応するために、アクティブフィルタのスイッチング素子数を増加させている。これによって、スイッチングノイズの発生量は増加することになるが、上記のようにしてノーマルモードノイズフィルタ４としてのノイズ抑制効果を強化することで、スイッチングノイズの増加を解消しているものである。
【００３９】
また、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬpc1と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬpc2の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]−インダクタＬpc2−インダクタＬpc1−チョークコイルＬNの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００４０】
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組は、図１１，図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬpc1，Ｌpc2の直列接続は、図１１に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]は、図１５に示したとダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路に対しては、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13から成るスイッチング素子の組は、図１１におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpc2と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００４２】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）がより高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54，Ｒ64が接続されている。
【００４３】
さらには、先に説明した整流回路系の接続態様を、図１４の電源回路と比較してみると、図１５に示した回路では、先ず、パワーチョークコイルを１組追加して２組（ＰＣＣ−１，ＰＣＣ−２）としていることが分かる。
また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても、１本追加して２本備えることとして、これら２本の整流ダイオードＤ10を並列接続している。
さらに、整流平滑電圧Ｅｉを供給する平滑コンデンサとしても、１本追加して２本（ＣｉA，ＣｉB）備えることとし、これらの平滑コンデンサを並列に設けるようにしている。
このような部品の追加も、負荷電力の条件が３００Ｗ以上から６００Ｗ以上にまで重くなったことに応じて、例えば回路に流れる電流が増加することに対応して行われるものである。
【００４４】
この図１５に示すアクティブフィルタコントロール回路２０も、力率をほぼ１に近づけるようにアクティブフィルタの動作を制御する。この場合には、例えば図１４と同様のＩＣにより構成されている。
なお、このアクティブフィルタコントロール回路２０の各端子（Ｔ１〜Ｔ６）と接続される周辺回路の構成は図１４と同様とされているので、ここでの説明は省略する。
【００４５】
そして、図１５に示す回路において、アクティブフィルタコントロール回路２０によりスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13をスイッチング駆動することによっては、図１４の場合と同様に、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となるように制御され、結果的に、力率が１に近づくようにして力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００４６】
また、この図１５に示すアクティブフィルタとしても、整流平滑電圧Ｅｉ（図１３では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するように動作する。従って、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。つまり、図１５に示す電源回路も、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3を出力可能とされている。
【００４８】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４９】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲG1，ＲG2が挿入されている。
【００５０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。
【００５１】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００５２】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００５３】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００５４】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００５７】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、ゲート−ソース間抵抗ＲG3，ＲG4、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００５８】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、ゲート−ソース間抵抗ＲG5，ＲG6、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【００５９】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥO1が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥO2が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥO3，Ｅ04により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００６０】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【００６１】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図１４及び図１５に示した電源回路は、従来から知られている図１１及び図１３に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図っている。また、図１４及び図１５に示す電源回路は、それぞれ負荷電力３００Ｗ以上、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００６２】
しかしながら、上記図１４及び図１５に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１４に示す電源回路についてみると、電力変換効率としては、図に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９４％、ηDC→DC＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９７％、ηDC→DC＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６３】
上記した電力変換効率の低下という問題は、同じくアクティブフィルタを備える、図１５に示す電源回路においても同様である。
図１５に示す電源回路についても、電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９６％程度である。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件のもとで、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、図１５に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６４】
また、図１４及び図１５に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖ（又は２４０Ｖ）の範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
そして、図１４に示すアクティブフィルタであれば、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10がスイッチング動作を行うことになる。また、図１５に示すアクティブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路がスイッチング動作を行うことになる。
これらのスイッチング動作は、dv/di，di/dtによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００６５】
この必要性から、先ず、図１４に示す電源回路のアクティブフィルタを例に挙げれば、スイッチングのための半導体素子については、２組のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を並列接続して、スイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルを抑制して信頼性を確保する必要が生じる。
しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１４にも示したように、トランジスタＱ21，Ｑ22を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００６６】
さらに、図１４に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６７】
そして、図１５に示す電源回路のアクティブフィルタでは、図１４の電源回路よりも重負荷の条件に対応するために回路に流れる電流量がさらに増加する。このために、スイッチングのための半導体素子は３組（スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13）に増加する。さらには、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても２本に増加する必要が生じてくる。
また、ノーマルモードノイズフィルタ４を形成する素子としては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNとなり、ここでもフィルタコンデンサＣNとしてのフィルムコンデンサが１つ増加する。
さらには、図１５の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒsnは、セメント抵抗などを採用することになって大型となる。
このように、図１５に示す回路では、重負荷の条件に対応するために、さらにコストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化が助長されることになる。
【００６８】
さらに、図１４及び図１５に示す電源回路の構成では、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，及びＱ13のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００６９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される第１の一次巻線と、この第１の一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される第１の二次巻線とを巻装して形成される第１の絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、第１の一次巻線に直列接続された第１の一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする第１の一次側直列共振回路を備える。
また、ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、少なくとも第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン又はターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、第１の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成された第１の直流出力電圧生成手段と、第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、第１の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された第１の定電圧制御手段を備える。
また、第１の絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した第１の三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される第１の力率改善回路を備えることとした。
【００７０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００７１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１４に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００７２】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣL及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００７３】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣNの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００７４】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間には、リレースイッチＳ１を挿入している。このリレースイッチＳ１は、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００７５】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１をオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳ１がオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１がオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００７６】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００７７】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００７８】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００７９】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００８０】
上記直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12が接続される。このゲート−ソース間抵抗Ｒ12の両端には、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ1のゲートに印加されるドライブ信号によってゲート電圧ＶGH1が発生する。同様に、スイッチング素子Ｑ2に対しても、ゲート−ソース間抵抗Ｒ22が接続され、ゲートに印加されるドライブ信号によってはゲート電圧ＶGL1が発生する。
【００８１】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００８２】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００８３】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ゲート抵抗Ｒ11を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ゲート抵抗Ｒ21を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００８４】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣBS，ダイオードＤBS、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣBSの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤBSのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖc2との接続点に接続される。
また、ダイオードＤBSのカソードは、端子ＶBと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００８５】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力する。
【００８６】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ11を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図３（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図３（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００８７】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ21を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図３（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGL1は、図３（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００８８】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００８９】
（第１の）絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。また、本実施の形態では後述する力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3も巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は、一次側並列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、（第１の）一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００９１】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００９２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９３】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ0のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００９４】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための（第１の）力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、先に説明したようにして、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣNを含むものとされる。そして、このフィルタコンデンサＣNの一端とブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタL20−三次巻線Ｎ3−高速リカバリ型ダイオードＤ1を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側が三次巻線Ｎ3と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続するようにしている。
【００９５】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ2のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ2のアノードは、一次側アースに接地させている。
【００９６】
このような構成による力率改善回路３の動作を図４の波形図を参照して説明する。
例えば図４（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶACが得られているとすると、商用交流電源ＡＣの正極ラインに得られる整流電流Ｉ1は、図４（ｄ）に示すようにして、交流入力電圧ＶACが正／負の期間において、それぞれ正極性／負極性となるようにして流れる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と、力率改善回路３内のインダクタの接続点の電位Ｖ1は、図４（ｃ）に示す波形が得られる。
また、三次巻線Ｎ3には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧に基づいて、図４（ｅ）に示す波形の電圧Ｖ2が得られるが、この電圧Ｖ2は、正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じている。この波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が電圧帰還されることで得られる。
そして、電圧Ｖ2について正／負のピークとなって交番波形が得られる期間は、電位Ｖ1よりも、その絶対値レベルが高くなる期間であり、この期間において、力率改善回路３内においては、図４（ｆ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ2が流れる。
【００９７】
交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の整流電流Ｉ1は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａに流入する成分と、交番電流Ｉ2としてインダクタＬ20側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの交番電流Ｉ2は、インダクタＬ20→三次巻線Ｎ3→高速リカバリ型ダイオードＤ1の経路で平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ1を流れた交番電流Ｉ2は、リレースイッチＳ１を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ1を流れた交番電流Ｉ2は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣNに流入する。
【００９８】
また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の整流電流Ｉ1は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ2を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ2を介して高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入して負極性の交番電流Ｉ2となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ1→Ｃｉ2を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入して負極性の交番電流Ｉ2となる成分とに分岐する。
【００９９】
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ2に流入した負極性の交番電流Ｉ2は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ2→三次巻線Ｎ3→インダクタＬ20の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣNに流入する。
【０１００】
このようにして、交番電流Ｉ2は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ1によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ2によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れるようにされる。
そして、図４（ｆ）と図４（ｄ）とを比較して分かるように、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2によりスイッチングされて得られる交番電流Ｉ2は、整流電流Ｉ1よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなっていることが分かる。
【０１０１】
このようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図４（ｂ）に示すようにして、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶAC＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶAC＝２３０Ｖ）とで共に、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【０１０２】
図５には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
また、図６には、図１に示した構成による電源回路の特性として、ＡＣ１００Ｖ系では交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系では交流入力電圧ＶAC＝１６０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、これらの図においては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。
また、図５の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。また、図６に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定の条件で得ている。
【０１０３】
また、参考として、上記図５及び図６に示した実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１mm
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ3＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
インダクタＬ20＝３９μＨ
フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
【０１０４】
これら図５及び図６によっては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８２、電力変換効率ηAC→DC＝９３．９％となる特性が得られている。また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．７７、電力変換効率ηAC→DC＝９６．０％となっている。
この結果から、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時における力率としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。また、図１４に示した先行技術としての電源回路と比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
【０１０５】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術としての図１４の電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１４による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ3と、インダクタＬ20、フィルタコンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ1，Ｄ2の２本を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１４に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１０６】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１４に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１０７】
また、図１４に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのAC-DC電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、図１４に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
先に図５及び図６の特性図によっても示したように、図１に示す回路は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、総合電力変換効率（AC-DC電力変換効率）は、９３．９％であり、図１４に示した回路と比較して、交流入力電力は１３．１Ｗ低減するという結果が得られた。負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、総合電力変換効率（AC-DC電力変換効率）は、９６．０％であり、交流入力電力は９．７Ｗ低減している。
【０１０８】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１４の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１０９】
続いては、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について、図２を参照して説明する。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１１０】
この図２に示す電源回路においては、リレーＲＬにより切り換えが制御されるリレースイッチとして、整流回路切り換えのためのリレースイッチＳ１に加えて、三次巻線Ｎ3の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。
【０１１１】
このリレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。
この場合には、リレーＲＬが、リレースイッチＳ１、Ｓ２を連動的に制御することになり、また、リレースイッチＳ２については２接点とする必要がある。このために、電磁リレーの部品としては、２回路２接点の仕様のものを用いることとしている。図１の場合と異なり、リレースイッチＳ１が２接点となっているのはこのような部品選定の都合による。この図に示すリレースイッチＳ１では、端子ｔ１に対してブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子が接続され、端子Ｔ３に対して、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点が接続される。端子ｔ２はオープンとしている。
【０１１２】
この場合、力率改善回路３を形成するために絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ3としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ3Aと巻線部Ｎ3Bとに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ２の端子ｔ３に接続される。また、巻線部Ｎ3B側の端部がリレースイッチＳ２の端子ｔ２に接続される。
【０１１３】
そして、この場合におけるリレーＲＬによる切り換え動作は次のようになる。
この場合のリレーＲＬは、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合と、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）である場合とに応じて、整流回路切換モジュール５によって導通／非導通の状態の切換が行われる。
【０１１４】
そして、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１，Ｓ２は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われる。
先ず、リレースイッチＳ１側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点が接続される状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ２側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3としては、巻線部Ｎ3Aのみが有効とされることになる。
【０１１５】
これに対して、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１，Ｓ２は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。
リレースイッチＳ１側において端子ｔ１と端子ｔ２が接続されることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点は接続されない状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、通常の全波整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ２側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3としては、巻線部Ｎ3Aと巻線部Ｎ3Bとを直列接続した巻線が有効とされることになる。
【０１１６】
つまり、この図２に示す回路においては、先ず、整流回路系については、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流回路が形成され、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流回路が形成されることになる。この点では、図１に示した回路と同様の動作が得られていることになる。
そして、力率改善回路３においては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ3についての巻数が増加するようにして切り換えが行われるものである。
【０１１７】
三次巻線Ｎ3としての巻線数が変化すれば、この三次巻線Ｎ3と一次巻線Ｎ1との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ3に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ3の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ3に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
先の第１の実施の形態の電源回路では、図５及び図６に示したように、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第２の実施の形態では、この特性を改善しているものである。
【０１１８】
図７及び図８は、第２の実施の形態の電源回路の特性を示している。
図７は、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。また、図８は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件の下で、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系としては交流入力電圧ＶAC＝１６０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。また、これらの図においても、フルブリッジ動作とした場合の特性を実線により示し、ハーフブリッジ動作とした場合の特性を破線により示している。
また、この場合にも、図７の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路としたときの特性は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件とし、また、全波整流回路としたときの特性は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。また、図８に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定とした条件で得ている。
また、ここでは、三次巻線Ｎ3の巻数（ターン数Ｔ）として、［巻線部Ｎ3A＝６Ｔ，巻線部Ｎ3B＝１Ｔ］とした組み合わせの場合と、［巻線部Ｎ3A＝７Ｔ，巻線部Ｎ3B＝２Ｔ]とした組み合わせの場合との、両者の構成に対応した特性を示している。
［巻線部Ｎ3A＝６Ｔ，巻線部Ｎ3B＝１Ｔ］とした組み合わせの場合、ＡＣ１００Ｖ系時では、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A＝６Ｔとなり、ＡＣ２００Ｖ系時においては、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A（６Ｔ）＋Ｎ3B（１Ｔ）＝７Ｔとなる。
また、［巻線部Ｎ3A＝７Ｔ，巻線部Ｎ3B＝２Ｔ]とした組み合わせの場合、ＡＣ１００Ｖ系時では、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A＝７Ｔとなり、ＡＣ２００Ｖ系時においては、三次巻線Ｎ3＝Ｎ3A（７Ｔ）＋Ｎ3B（２Ｔ）＝９Ｔとなる。
【０１１９】
これら図７及び図８と、先の第１の実施の形態の電源回路の特性図を示した図５及び図６と比較して分かるように、第２の実施の形態の電源回路では、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合において、特に重負荷の条件となるのに従って、力率が向上されていることがわかる。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件では、ＡＣ２００Ｖ系時の力率は、ＡＣ１００Ｖ系時とほぼ同等となるまでに引き上げられていることが分かる。
この第２の実施の形態における力率特性と高調波歪規制との関係としては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは、三次巻線Ｎ3＝６Ｔとすれば、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８８が得られ、我が国（日本国）の高調波歪規制値をクリアする。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは、三次巻線Ｎ＝９Ｔとなるようにすれば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８０であり、欧州の高調波歪み規制値をクリアする。
【０１２０】
図９は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、先行技術として図１５に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図において、図１及び図２と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【０１２１】
この図９に示す電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応するために、先ず、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が備えられる。
ブリッジ整流回路Ｄｉ1の正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1の正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【０１２２】
ブリッジ整流回路Ｄｉ2も同様にして、正極入力端子と負極入力端子の各々が商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインに対して接続される。また、正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
つまり、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣを整流するためのブリッジ整流回路を２段備え、商用交流電源ＡＣのラインに対して並列に接続しているものである。
【０１２３】
また、この場合には、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNを並列接続して、図示するように商用交流電源ＡＣの正／負のライン間に対して接続している。
【０１２４】
また、この図９の電源回路においては、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。これらのうち、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１が、例えば図１又は図２に示した電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴ（第１の絶縁コンバータトランス）に相当するものであり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２は、図１又は図２に示した回路構成に対してあらたに追加されたものとして扱うことができる（第２の絶縁コンバータトランス）。
【０１２５】
そして、この場合においては、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の二次側からそれぞれ２つの二次側直流出力電圧を生成することとしており、計４つの二次側直流出力電圧を負荷に供給するようにして、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上をまかなうことになる。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２とで、それぞれ負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗをまかなうようにされる。
【０１２６】
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側においては、例えば２００Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo1と、２４Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo2とを生成するための整流回路系が備えられる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、図示するように、二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aの２つの二次巻線が独立して巻装される。そして、二次巻線Ｎ2に対しては、アースに接続したセンタータップを設けると共に、図示する接続態様によって整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣo1を接続して両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が生成される。
また、二次巻線Ｎ2Aに対しても同様にして、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo3，Ｄo4、及び平滑コンデンサＣo2から成る両波整流回路を接続し、二次側直流出力電圧Ｅo2を生成するようにされる。
【０１２７】
この場合には、制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅo1と二次側直流出力電圧Ｅo2のうち、メインとなる二次側直流出力電圧Ｅo1を検出電圧として入力し、制御出力をコントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに入力している。従って、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数制御によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側にて生成される二次側直流出力電圧（Ｅo1，Ｅo2）を定電圧化することになる。
なお、この図に示すコントロールＩＣ２は、図１及び図２に示したものと同様であり、周辺の外付け部品の接続態様等も同じでよいものとされるが、ここでは、例えばブートストラップ回路に関する部品や端子などの図示については省略している。
【０１２８】
続いては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側の構成について説明する。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側には、一次巻線Ｎ1Aが巻装されている。この一次巻線Ｎ1Aは、その端部が、スイッチング素子Ｑ1のドレインと、スイッチング素子Ｑ2のソースの接続点（スイッチング出力点）と接続され、他端は、直列共振コンデンサＣ1Aの直列接続を介して一次側アースと接続される。ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1Aのリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ1Aのキャパシタンスとによっても、一次側スイッチングコンバータを電流共振形とするための直列共振回路が形成される。
つまり、図９に示す回路では、電流共振形コンバータを形成する直列共振回路として、一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1から成る（第１の）直列共振回路と、一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1Aから成る（第２の）直列共振回路との２つの直列共振回路が備えられ、これら２つの直列共振回路が並列に接続されていることになる。
【０１２９】
また、直列共振コンデンサＣ1Aに対しては、補助直列共振コンデンサＣ1Bと、補助スイッチング素子Ｑ20とクランプダイオードＤD20を並列接続して形成したスイッチング回路との直列接続回路が、並列に接続される。
この場合の補助スイッチング素子Ｑ20は、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ドレインが補助直列共振コンデンサＣ1Bを介して、一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1Aの接続点と接続される。ソースは、一次側アースに接続される。
また、具体的な定数例は後述するが、補助コンデンサＣ1Bと直列共振コンデンサＣ1Aは、互いのキャパシタンスについてＣ1B＞＞Ｃ1Aとなるように選定されている。
【０１３０】
スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）を駆動するための駆動回路系は、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、ゲート抵抗Ｒｇ、及びゲート−ソース間抵抗Ｒｓｇを図示するようにして接続して形成される。
駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側に巻装されることで、例えば一次巻線（Ｎ1，Ｎ1A）によって交番電圧が誘起される。なお、駆動巻線Ｎｇのターン数は、例えば１Ｔとされる。
そして、この駆動巻線Ｎｇに得られた交番電圧は、コンデンサＣｇからゲート抵抗Ｒｇを介するようにして、スイッチング素子Ｑ20のゲートに印加される。これにより、ゲート−ソース間抵抗Ｒｇｓにはゲート電圧が発生する。そして、このゲート電圧が所定の閾値以上となるレベルとなったときにスイッチング素子Ｑ20がオンとなり、閾値以下となったときにオフとなるように制御されることになる。このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、スイッチング動作を行うことになる。ここで、駆動巻線Ｎｇに発生する交番電圧は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力に基づいて励起されたものであるから、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のスイッチング動作も、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に同期したものとなる。
【０１３１】
このスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側の二次側直流出力電圧（Ｅo3，Ｅo4）を定電圧化するために設けられるものであるが、この点については後述する。
【０１３２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側には、さらに、三次巻線Ｎ3が巻装される。この絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２に巻装される三次巻線Ｎ3は、図示するようにして、（第２の）力率改善回路３−１を形成する。なお、この力率改善回路３−１については、回路を形成する部品素子及びその接続態様、また、力率改善のための動作は、力率改善回路３と同様であることから、ここでの説明は省略する。
このようにして、本実施の形態では、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２が備えられることに応じて、三次巻線Ｎ3を備えて整流電流経路にスイッチング出力を電圧帰還する構成の力率改善回路も２系統備えられることになる。
【０１３３】
続いて、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側の構成について説明する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側においては、例えば１００Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo3と、５０Ｖの二次側直流出力電圧Ｅo4とを生成するための整流回路系が備えられる。
これに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、図示するように、二次巻線Ｎ2B，Ｎ2Cの２つの二次巻線が独立して巻装される。
二次巻線Ｎ2Bに対しては、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo5，Ｄo6、及び平滑コンデンサＣo3から成る両波整流回路を接続する。この両波整流回路によって二次側直流出力電圧Ｅo4が生成される。
また、二次巻線Ｎ2Cに対しても同様にして、アースに接続したセンタータップを設けると共に、整流ダイオードＤo7，Ｄo8、及び平滑コンデンサＣo4から成る両波整流回路を接続し、二次側直流出力電圧Ｅo4を得る。
【０１３４】
上記のようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅo3，Ｅo4は、それぞれ負荷に供給されるが、二次側直流出力電圧Ｅo3は、分岐して制御回路１Ａに対して検出電圧として入力される。
制御回路１Ａでは、入力された二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルを検出して、制御出力として、所要の基準となるレベル（１００Ｖ）との誤差に応じたレベルの電圧を出力する。この制御出力としての電圧は、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のスイッチング素子Ｑ20のゲートに印加される。このような制御出力がスイッチング素子Ｑ20のゲートに印加されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルに応じて、ゲート電圧が可変制御されることになる。このような動作によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側で得られる二次側直流出力電圧に対する定電圧制御が行われる。
【０１３５】
図１０は、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）による定電圧制御動作を説明するための波形図である。
図１０（ａ）は、一次側スイッチングコンバータを形成するスイッチング素子のうち、ローサイドに接続されるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2を示す。
図１０（ｂ）は、スイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2の接続点）から、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）に流入するスイッチング出力電流Ｉ1Aを示している。
図１０（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3を示し、図１０（ｄ）はスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）に流れるスイッチング電流ＩQ3を示す。
【０１３６】
図１０（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に対応した周期により、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間では正極性の矩形波パルスが得られ、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間では０レベルとなる波形が得られている。なお、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1の両端電圧は、図１０（ａ）に示す波形と１８０°の位相差を有するものとなる。
そして、上記図１０（ａ）に示される周期タイミングでスイッチング素子がスイッチング動作を行うのに応じて、直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1A）には、図１０（ｂ）に示すスイッチング出力電流Ｉ1Aが流れる。このスイッチング出力電流Ｉ1Aは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に応じて、正極性と負極性とで反転する正弦波状の波形となる。スイッチング出力電流Ｉ1Aが正弦波状となるのは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を入力して、直列共振回路（Ｎ1A−Ｃ1A）が共振動作を行うことに依る。
【０１３７】
前述もしたように、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）を形成する補助スイッチング素子Ｑ20は、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、ゲート抵抗Ｒｇ、及びゲート−ソース間抵抗Ｒｓｇから成る駆動回路系によって、スイッチング周期でオン／オフするように動作する。そして、このスイッチング動作は、図１０（ｃ）（ｄ）に示される。
つまり、例えば図１０（ｄ）に示すスイッチング電流ＩQ3は、スイッチング出力であるスイッチング素子Ｑ2の両端電圧ＶQ2が立ち上がる直前の短期間ではクランプダイオードＤD20から補助コンデンサＣ1Bを介して負極正により、ダンパー電流として流れる。この後、両端電圧ＶQ2が立ち上がるタイミングで以て、補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる。そして、この補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング電流ＩQ3は、補助コンデンサＣ1Bから補助スイッチング素子Ｑ20のドレイン−ソースの方向により正極性で流れる。
このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間は、クランプダイオードＤD20にダンパー電流が流れる期間と、これに続いて補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間とから成る。
【０１３８】
また、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3は、図１０（ｃ）に示すようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間では０レベルとなる。
また、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなって電流が流れない期間においては、正極性による正弦波状の波形が得られる。
直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bとについて、キャパシタンスの関係がＣ1B＞＞Ｃ1Aとされていることで、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオンとなる期間では、スイッチング出力電流ＩA1は、補助コンデンサＣ1Bにほとんど流れる。これに対して、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなる期間では、スイッチング出力電流ＩA1は、補助コンデンサＣ1Bに流れなくなる代わりに、直列共振コンデンサＣ1Aに充放電されることになる。このため、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）がオフとなる期間においては、スイッチング素子Ｑ20の両端電圧ＶQ3の波形が正弦波状となるものである。
【０１３９】
このようにして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）は、スイッチング周期に応じてオン／オフの期間が生じる。
そして、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間においては、直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bが並列接続される回路が形成されることになる。このようにして、直列共振コンデンサＣ1Aと補助コンデンサＣ1Bが並列接続される場合には、キャパシタンスが増加することになる。これは即ち、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）の共振回路の共振条件が可変されことを意味する。共振条件が変化すれば、このときにおける直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）の共振出力も変化する。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２において、一次巻線Ｎ1Aから二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）側に伝送される電力も変化することになる。
【０１４０】
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側に備えられる制御回路１Ａは、前述もしたように、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルに応じて、補助スイッチング素子Ｑ20のゲート電圧を可変制御する。そしてゲート電圧が可変されることによっては、補助スイッチング素子Ｑ20がオンとなる期間ＴON（図１０）が可変されることになる。期間ＴONが可変されることは、即ち、この期間ＴONを含んで形成される、スイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間が可変制御されることを意味する。また、このスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間の可変制御は、１スイッチング周期ごとに行われるから、スイッチング周波数の条件の下でのＰＷＭ制御となる。
このようにしてスイッチング回路（Ｑ20//ＤD20）のオン期間が可変制御されることによっては、上記したように、直列共振回路（一次巻線Ｎ1A−直列共振コンデンサＣ1A）におけるキャパシタンスが増加する期間が変化することとなって、これにより、１スイッチング周期内において、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側から二次側に伝送される電力も可変されることとなる。二次側に伝送される電力が変化すれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側で生成される出力電圧のレベルも変化することとなる。この結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側直流出力電圧を定電圧化する動作が得られることとなる。
【０１４１】
ここで、上記図９に示した構成による電源回路についての実験結果として、電力変換効率ηAC→DC、及び力率改善回路（３，３−１）の動作により得られる力率の特性を述べておく。
なお、参考として、実験結果を得るにあたっての、図９に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１mm
一次巻線Ｎ1＝３４Ｔ
二次巻線Ｎ2＝センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ3＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
インダクタＬ20，Ｌ20，＝３９μＨ
一次側直列共振コンデンサＣ1A＝０．０３３μＦ
補助コンデンサＣ1B＝０．１５μＦ
【０１４２】
実験結果として、先ず、力率については、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８５となる結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．８０という結果が得られた。
なお、力率に関しては、２つの力率改善回路（３，３−１）により力率改善を行った結果得られた値であることから、電圧帰還方式としては、比較的高い値の特性となっている。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時での負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜１００Ｗの変動範囲に対しては、力率ＰＦ＞０．７５を維持しており、この特性であれば、国内の電源高調波歪規制を満足する。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの変動範囲における力率の値であれば、欧州の電源高調波歪規制を満足する。
このように、力率特性としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１４３】
また、電力変換効率ηAC→DCについては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９３．５％、交流入力電力は６４１．７Ｗとなる結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９５．７％、交流入力電力は６４７．７Ｗという結果が得られた。
例えば、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応する構成を採る図１５に示した先行技術の回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、電力変換効率ηAC→DC＝９０．２％、交流入力電力６６５．２Ｗとされていた。従って、図９に示す回路では、電力変換効率ηAC→DCについては３．３％向上し、交流入力電力は２３．５Ｗ低減していることになる。
また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、図１５の回路は電力変換効率ηAC→DC＝９３．１％、交流入力電力６６５．２Ｗであるから、電力変換効率ηAC→DCは２．６％向上し、交流入力電力は１７．５Ｗ低減していることになる。
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応し、力率改善を図る電源回路として、図９に示した実施の形態と図１５に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
【０１４４】
また、この図９に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１５の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタから、より少ない部品点数の力率改善回路３，３−１となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１４５】
特に、図１５の回路構成と比較した場合において、図１５の回路では、スイッチングコンバータとして、３組のスイッチングコンバータを備える必要があり、このために、絶縁コンバータトランスとしても３組必要とされていた。これに対して、図９に示す回路では、１組のスイッチングコンバータと、このスイッチングコンバータから分岐した２組の絶縁コンバータトランスの組み合わせにより、同等の４つの二次側直流出力電圧を供給可能な構成としている。つまり、同等の負荷条件に対応する場合において、図１５に基づく回路構成と比較すれば、より少ないコンバータ数、及び絶縁コンバータトランス数により構成することができ、この点でも、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が促進されることになる。
【０１４６】
そして、この図９に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１４７】
なお、図９に示す第３の実施の形態としての電源回路に対しても、図２に示した第２の実施の形態としての構成を付加することができる。つまり、三次巻線Ｎ3について、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで巻線数が変更されるようにして切り換えを行い、これによって、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の値を高めることが可能となる。
図９に示す回路の場合、この三次巻線Ｎ3の巻線数切り換えの構成を適用するのにあたっては、力率改善回路３，３−１の各力率改善回路に備えるようにすることが考えられる。また、例えばメインとなる絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１側の力率改善回路３においてのみ、三次巻線Ｎ3の巻線数切り換えの構成を備えるようにしても、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の改善効果は充分に得ることが可能である。
【０１４８】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１４９】
また、力率改善回路３（３−１）の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１５０】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１５１】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１５２】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図４】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図９】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第３の実施の形態の電源回路における、スイッチング回路による定電圧制御動作を示す波形図である。
【図１１】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１２】図１１に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１３】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１４】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１，１Ａ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３−１ 力率改善回路、５ 整流回路切換モジュール、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ，ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1，Ｃ1A 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1，Ｎ1A 一次巻線、Ｎ2，Ｎ2A，Ｎ2B，Ｎ2C 二次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ１，Ｓ２ リレースイッチ、Ｌ20 インダクタ、Ｄ1，Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、Ｎ3 三次巻線、Ｎ3A，Ｎ3B 巻線部、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、ＣL アクロスコンデンサ、Ｑ3 補助スイッチング素子、Ｃ1B 補助コンデンサ
Claims (3)
- 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される第１の一次巻線と、該第１の一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される第１の二次巻線とを巻装して形成される第１の絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記第１の一次巻線に直列接続された第１の一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする第１の一次側直列共振回路と、
上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、少なくとも上記第１の一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン又はターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記第１の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の第１の二次側直流出力電圧を生成するように構成された第１の直流出力電圧生成手段と、
上記第１の二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記第１の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された第１の定電圧制御手段と、
上記第１の絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した第１の三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される第１の力率改善回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される第２の一次巻線と、該第２の一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される第２の二次巻線とを巻装して形成される第２の絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記第２の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記第２の一次巻線に直列接続された第２の一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする第２の一次側直列共振回路と、
上記第２の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで１以上の第２の二次側直流出力電圧を生成するように構成された第２の直流出力電圧生成手段と、
上記第２の二次側直流出力電圧のレベルに応じて、第２の一次側直列共振回路の共振周波数を可変することにより、第２の二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された第２の定電圧制御手段と、
上記第２の絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した第２の三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される第２の力率改善回路とを、さらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記商用交流電源のレベルに応じて、上記三次巻線としての巻数を切り換える巻数切り換え手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002343899A JP2004166462A (ja) | 2002-09-27 | 2002-11-27 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002282959 | 2002-09-27 | ||
| JP2002343899A JP2004166462A (ja) | 2002-09-27 | 2002-11-27 | スイッチング電源回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004166462A true JP2004166462A (ja) | 2004-06-10 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002343899A Pending JP2004166462A (ja) | 2002-09-27 | 2002-11-27 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004166462A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545635A (zh) * | 2012-02-09 | 2012-07-04 | 杭州电子科技大学 | 一种高功率因数的无桥反激变换器 |
-
2002
- 2002-11-27 JP JP2002343899A patent/JP2004166462A/ja active Pending
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