JP2005137132A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】 ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータとして、整流平滑電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路についてＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路に切り換える。力率改善は、スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続することにより、交流入力電流の導通角を拡大するようにして行う。さらに、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下に設定することで、負荷変動に関わらず二次側整流電流が連続モードとなるようにし、不連続モードとされる場合に発生する電力損失を低減すると共に、力率改善回路における電圧帰還レベルの上昇を可能としてより高力率を得る。

【選択図】 図１

Description

本発明は、力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路に関するものである。

特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近づける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図１３に示すようになる。
この図１３においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。

乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。

図１４（ａ）は、上記図１３に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図１４（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１４（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１４（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１４（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１４（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図１５には、図１３の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１３と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１３においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。

また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。

除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１３にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。

図１６は、図１３に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図１６に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１３，図１５における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図１３に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ6は、図１３におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗Ｒ52が接続されている。

アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１５に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。

また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１５における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。

また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。

端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２から出力されたドライブ信号は、抵抗Ｒ51を介してスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。

そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１３及び図１５により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。

また、この図１６に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１５では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１６に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。

これまでの説明から分かるように、先行技術として図１６に示した電源回路は、従来から知られている図１３及び図１５に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。

しかしながら、上記図１６に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図１６に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９３％、ηDC→DC＝９４％であり、総合効率は８７．４％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９５％、ηDC→DC＝９４％となり、総合効率は８９．３％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１６に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。

そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
そして、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
さらに、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、上記ハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路とを備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備え、さらに、上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路とを備えるようにする。
その上で、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記直流出力電圧生成手段に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定したものである。

上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大してこれを実現する。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。

そして、本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、負荷変動にかかわらず、二次側整流電流が常に連続モードとなるようにしている。二次側整流電流が連続モードとなれば、不連続モードとされた場合よりも二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって不連続モードとされた場合よりも二次側の整流ダイオードの導通損を低減できるものとなる。
また、このように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とすることで、一次側のスイッチング電流にも変化が生じ、スイッチング電流のダンパー期間の拡大を図ることができる。そして、このようにダンパー期間の拡大が図られることにより、上記力率改善回路による電圧帰還レベルを上昇させたとしても、安定したスイッチング動作を確保することが可能となる。

このようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採ることができる。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。

また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。

さらに本発明では、上記のように絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、負荷変動にかかわらず、二次側整流電流が常に連続モードとなるようにすることができる。
そして、このように連続モードとなれば、二次側整流電流のピークレベルを低下させることができ、これによって不連続モードとされることによる二次側の整流ダイオードの導通損を低減できるものとなる。すなわち、このように二次側の整流ダイオードの導通損を低減できることで、不連続モードのときに生じていた二次側の電力損失を低減して、電力変換効率の向上を図ることができるものである。

また、このように絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とすることによっては、上述のようにスイッチング電流のダンパー期間の拡大を図ることができるため、力率改善回路による電圧帰還レベルを上昇させたとしても、安定したスイッチング動作を確保することが可能となる。
つまり、このような本発明によれば、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下としない構成よりも、力率改善回路による電圧帰還レベルを上昇させることができ、より高力率を得ることが可能となるものである。

以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１６に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝０〜１５０Ｗに対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。

この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、アクロスコンデンサＣL及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。

この場合、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。

ブリッジ整流回路Ｄｉは、図示するようにして整流ダイオードＤ1〜Ｄ4の４つの整流ダイオードから成る。この場合、整流ダイオードＤ1と整流ダイオードＤ2との接続点を正極入力端子、整流ダイオードＤ2と整流ダイオードＤ4との接続点を正極出力端子、整流ダイオードＤ4と整流ダイオードＤ3との接続点を負極入力端子、整流ダイオードＤ3と整流ダイオードＤ1との接続点を負極出力端子とすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、後述する力率改善回路３内における三次巻線Ｎ3−リレースイッチＳ２−高周波チョークコイルＬSの直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。
また、負極入力端子は、後述するリレースイッチＳ１の端子ｔ１に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続され、負極出力端子は一次側アースに接続される。
なお、第１の実施の形態の場合、後述する力率改善回路３の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては、Ｄ1,Ｄ2の組、Ｄ3,Ｄ4の組、Ｄ1,Ｄ3の組、Ｄ2,Ｄ4の組の何れかの組み合わせを含む、少なくとも２以上の整流ダイオードに高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
図中においては、高速リカバリ型による整流ダイオードを黒塗りにより示し、低速型のダイオードについては白抜きにより示している。つまりここでは、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1、Ｄ2に高速リカバリ型ダイオードが選定される例が示されているものである。

平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2は、図示するようにして平滑コンデンサＣｉ1の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。一方、平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。

リレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１は、上記もしたように端子ｔ１がブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に対して接続される。そして、端子ｔ２が、上記した平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点に対して接続される。また、端子ｔ３はオープンとされる。
リレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続される、いわゆる２接点スイッチとされ、その端子切り換えは、次に説明するように整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。

整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１、及び後述するリレースイッチＳ２をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール５には、図のように整流ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードＤ5のアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。そして、カソードが、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサＣ5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサＣ5とダイオードＤ5との接続点が整流回路切換モジュール５の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール５の検出端子には、交流入力電圧ＶACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール５では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となっている。

また、整流回路切換モジュール５に対してはリレーＲＬが備えられる。このリレーＲＬは自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２の接点切り換え動作を制御するものとなる。
この場合、リレーＲＬが導通状態では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２に端子ｔ２を選択させる切り換えが行われる。また、リレーＲＬが非導通状態では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２にて端子ｔ３が選択されるように切り換えが行われるものとなる。

整流回路切換モジュール５では、上記のようにして検出端子から入力した商用交流電源ＡＣの電圧レベルと、所定の基準電圧（例えば１５０Ｖ）とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーＲＬをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以下であり、ＡＣ＝１００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが導通してリレースイッチＳ１、Ｓ２では端子ｔ２が選択されるようになる。また、商用交流電源ＡＣのレベルが基準電圧以上となり、ＡＣ＝２００Ｖ系であるとされる場合には、リレーＲＬが非道通となって端子ｔ３が選択されるようになる。

ここで、例えば上記のような整流回路切換モジュール５の動作により、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１にて端子ｔ２が選択された場合は、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧ＶACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。

また、整流回路切換モジュール５の動作により、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応してリレースイッチＳ１にて端子ｔ３が選択された場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と、平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Ｅｉが得られるようになる。

このようにして本実施の形態のスイッチング電源回路では、上記したような整流回路切換モジュール５、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する直流入力電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの直流入力電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってのアクティブフィルタを不要としているものである。

上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにしてＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

発振・ドライブ回路２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
この発振・ドライブ回路２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子（Ｑ2）をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。

発振・ドライブ回路２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、発振・ドライブ回路２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。

上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGHとしては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGHによって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGHは１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGHが０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。

一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図４（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGLが得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGLは、図４（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGHと同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGHに対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図４（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。

この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣpにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えば発振・ドライブ回路２側で設定することができるようになっており、発振・ドライブ回路２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記のように駆動・制御されるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2、さらにここでは三次巻線Ｎ3が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側並列共振コンデンサＣ1を介して接続される。また、他端は一次側アースに接続される。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、上記一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。

上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。本明細書ではこのようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２としては、図のようにセンタータップを境に二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとが形成された１組が備えられる。これら二次巻線Ｎ２A、二次巻線Ｎ２Bとしては、それぞれ同じ所定のターン数を巻装するものとしている。

上記二次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は、二次側アースに接続される。
そして、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するように整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。ここでは、二次巻線Ｎ２B側の端部に整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、二次巻線Ｎ２A側の端部に整流ダイオードＤO2のアノードを接続している。そして、これら整流ダイオードＤO1、ＤO2の各カソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、この平滑コンデンサＣｏの負極端子側を二次側アースに接地している。
これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、先に説明した発振・ドライブ回路２の制御端子に対して出力される。
発振・ドライブ回路２では、制御端子に入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御端子に入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することとなってその安定化が図られることになる。

図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対し、力率改善のための構成として力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、先に説明したようにして高速リカバリ型ダイオードを備え、整流電流を断続するようにされるブリッジ整流回路Ｄｉを含むものとされる。また、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子（Ｄ1とＤ2との接続点）と負極入力端子（Ｄ3とＤ4との接続点）間に並列に挿入される、フィルタコンデンサＣNを含むものとされる。
さらに、力率改善回路３においては、ブリッジ整流回路の正極入力端子とその一端が接続され、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と共に一次側に巻装される、三次巻線Ｎ３も含む。
その上で、この三次巻線Ｎ３の他端に対して接続されたリレースイッチＳ２と、このリレースイッチＳ２によって巻数が切り換えられるように構成された高周波チョークコイルＬSを備えている。

力率改善回路３において、上記高周波チョークコイルＬSは、巻線Ｎ１０が所要の巻数により分割されて巻線部Ｎ１０Aと巻線部Ｎ１０Bとが形成されている。この場合、巻線部Ｎ１０Aと巻線部Ｎ１０Bとの分割点に対しては、上記したリレースイッチＳ２の端子ｔ２が接続される。また、巻線部Ｎ１０Bの上記分割点側でない端部は、リレースイッチＳ２の端子ｔ３に対して接続される。
また、巻線部Ｎ１０Aの上記分割点側でない端部は、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおいて、上記したフィルタコンデンサＣＮと接続されている。

ここで、このような高周波チョークコイルＬSの構造について、次の図２に示しておく。
図２において、この場合の高周波チョークコイルＬSには、図のようにフェライト材によるＥ型コアＣＲ５、ＣＲ６を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を選定している。そして、このように形成されるＥＥ型コアに対しては、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。さらに、このボビンＢの巻装部に対して、図のように巻線Ｎ10（巻線部Ｎ１０A、Ｎ１０B）を巻装している。
また、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成するようにしている。この場合のギャップＧとしては、例えばＧ＝１．０mmを形成している。なお、ギャップＧは、コアの中央磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。

図１において、リレースイッチＳ２は、端子ｔ１が上記した三次巻線Ｎ３の他端に対して接続される。
このリレースイッチＳ２としても、先に説明したリレースイッチＳ１と同様、端子ｔ１に対して上記した端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に切り換えられる２接点スイッチとされる。そして、このリレースイッチＳ２としても、先に説明した整流回路切換モジュール５の動作によって、商用交流電源ＡＣのレベルが１００Ｖ系とされる場合には、端子ｔ２が選択され、２００Ｖ系に対応しては端子ｔ３が選択されるように切り換え制御が行われる。
このようなリレースイッチＳ２の切り換えが行われることにより、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、高周波チョークコイルＬSにおいて巻線部Ｎ１０Aのみが有効となる。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応しては、巻線Ｎ１０全体が有効となるように切り換えが行われるものとなる。

このような構成とされる力率改善回路３においては、一次側スイッチングコンバータの出力が、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された一次巻線Ｎ１から三次巻線Ｎ３に、磁気結合を介して電圧帰還される構成となっている。
つまりこの際、力率改善回路３内に流れる電流は、商用交流電源ＡＣに対応した周期の波形に対して、上記一次側スイッチングコンバータ出力としての高周波成分が重畳された波形として得られるものである。

ところで、これまでに説明した本例のスイッチング電源回路のように、一次側のスイッチング素子に対するスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化を図る構成とされる場合において、例えば負荷が重くなる傾向となったときの安定化制御などに起因して、一次側のスイッチング周波数が高くなっている状態では、一次側の直列共振回路を流れる直列共振電流と、二次側の整流回路に流れる二次側整流電流とが、連続して流れない現象が発生することが知られている（いわゆる電流不連続モード）。
このような不連続モードの状態では、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような電流不連続の状態となる。そして、このように整流電流が短期間で流れるようにされることで、このときの二次側整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が増加する傾向となる。
従って不連続モードの状態では、このような整流ダイオードの導通損により、二次側において相応の電力損失が生じているものである。

そこで、本例では、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして次の図３にて説明するような構成とすることにより、このような電流不連続モードの発生を防止し、連続モードの拡大を図るものとしている。
この図３に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先の高周波チョークコイルＬSの場合と同様、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1、及びこの場合は三次巻線Ｎ３を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。この場合のＥＥ型コアとしては、例えばＥＥＲ−４０を選定している。

ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.5mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。この場合も、ギャップＧはコアの中央磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。

そのうえで、二次巻線Ｎ２の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを、比較的低いものとするように、一次側巻線と二次巻線Ｎ２の巻線数（ターン数）を設定する。本例においては、例えば一次巻線Ｎ1＝８０Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２Ｔ、三次巻線Ｎ３＝１５Ｔとすることで、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧レベルを、２．５Ｖ／Ｔ以下としている。

このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造、及び一次側巻線、二次巻線Ｎ２の巻線数設定とすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下傾向となり、リーケージインダクタンスは増加傾向となる。
本例では、このように絶縁コンバータトランスにおける磁束密度を低下させ、リーケージインダクタンスを増加させることによって、一次巻線Ｎ１に流れる一次側直列共振電流、及び二次巻線Ｎ２に流れる二次側整流電流Ｉｃに変化を生じさせ、これにより後述するように連続モードの拡大を図っている。

上記のように構成される本例のスイッチング電源回路において得られる動作を、次の図５及び図６の波形図を参照して説明する。
なお、これらの波形図として、図５では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件下における、交流入力電圧ＶAC、及び交流入力電流ＩACの波形を示している。
また、図６では、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1及びスイッチング電流ＩQ1、一次側直列共振電流Ｉｏ、及び二次側整流電流経路を流れる整流電流Ｉcの波形について示している。

先ず、図５を参照して、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系とされる場合に対応して力率改善回路３において得られる動作を説明する。
商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系とされる場合において、例えば図示するように２０ｍｓの周期により交流入力電圧ＶACが入力されているとすると、交流入力電流ＩACは、図示するように上記交流入力電圧ＶACに応じた周期で、且つ交流入力電圧ＶACが正／負の期間においてそれぞれ正極性／負極性となるような波形により流れる。

ここで、交流入力電圧ＶACとして、ＡＣ１００Ｖ系に対応したレベルが得られている場合には、先にも説明したように整流回路切換モジュール５の動作により、リレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２では共に端子ｔ２が選択されるものとなる。そして、このように端子ｔ２が選択されたＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期では、整流電流は、［高周波チョークコイルＬS（巻線部Ｎ１０A）→リレースイッチＳ２（端子ｔ２−ｔ１）→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1→リレースイッチＳ１（端子ｔ２−ｔ１）→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には、［リレースイッチＳ１（端子ｔ１−ｔ２）→平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→リレースイッチＳ２（端子ｔ１−ｔ２）→高周波チョークコイルＬS（巻線部Ｎ１０A）→フィルタコンデンサＣＮ］の経路によって整流電流が流れる。

このような整流電流経路より、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ２により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードＤ１により整流動作が行われていることがわかる。
そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との磁気結合を介して帰還される、一次側スイッチング出力に基づく成分が重畳された波形とされているものである。

図１に示される力率改善回路３においては、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型による整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサＣｉ（Ｃｉ1−Ｃｉ2）の両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードが導通して、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
なお、確認のため述べておくと、この場合において、図５に示される交流入力電流ＩACの波形が平滑化されているのは、ＡＣラインに設けたフィルタコンデンサＣＮにより整流電流の高周波成分が除去されていることによるものである。

一方、図５に示される交流入力電圧ＶACとして、ＡＣ２００Ｖ系に対応したレベルが入力された場合は、先にも説明したようにリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２にて共に端子ｔ３が選択されるものとなる。
そして、このように端子ｔ３が共に選択されるＡＣ２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、整流電流は、［高周波チョークコイルＬS（巻線Ｎ１０）→リレースイッチＳ２（端子ｔ３−ｔ１）→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ3→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、負極性の半周期には、整流電流は、［整流ダイオードＤ4→平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2→整流ダイオードＤ1→三次巻線Ｎ３→リレースイッチＳ２（端子ｔ１−ｔ３）→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
つまり、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期では、整流ダイオードＤ２（高速リカバリ型）、整流ダイオードＤ３の組により整流動作が行われている。
また、負極性の半周期では、整流ダイオードＤ１（高速リカバリ型）、整流ダイオードＤ４の組により整流動作が行われているものである。

このように本例において、ＡＣ２００Ｖ系とされる場合では、交流入力電圧ＶACが正／負の期間で共に、少なくとも１つの高速リカバリ型ダイオードが整流動作を行うように構成している。
そして、このようにして一方の高速リカバリ型による整流ダイオードにより整流動作を行わせるようにすることで、先に説明したＡＣ１００Ｖ系時と同様、電圧帰還されるスイッチング出力に基づく高周波成分に応じたスイッチング動作が得られるようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサＣｉへの充電電流を流すことができるものである。

上記説明より、図１に示した力率改善回路３が備えられることによっては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、整流電流成分が断続され、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるようになる。
つまり、このような本例によれば、力率改善を図るにあたってアクティブフィルタは省略することができるものである。

なお、この場合、上述のようにＡＣ２００Ｖ系に対応しては、各半周期にそれぞれ２つの整流ダイオードが整流動作を行うものとなるから、他方の整流ダイオードも高速リカバリ型として、ブリッジ整流回路Ｄｉを構成する整流ダイオードの全てを高速リカバリ型とすることも考えられる。しかし、このような高速リカバリ型ダイオードとしては、比較的高価なものであることから、その分回路製造コストの増加につながる。
本例においては、上記説明のように各半周期の整流電流経路にそれぞれ挿入されることになる整流ダイオードとして、少なくとも一方が高速リカバリ型ダイオードとされるように構成することで、他方の整流ダイオード（低速ダイオード）をオンとすることができ、これによって電圧帰還方式による力率改善動作を実現している。そして、このような本例によれば、ブリッジ整流回路Ｄｉについて、少なくとも２つの整流ダイオードのみを高速リカバリ型として回路コストの低減を図ることができるものである。

ところで、図１にも示したように、力率改善回路３に対しては、高周波チョークコイルＬSの巻線Ｎ１０の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ２が備えられる。そして、上記説明によれば、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合に対応しては、このリレースイッチＳ２にて端子ｔ２が選択され、また、ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）となるのに応じては、端子ｔ３が接続される。
ＡＣ１００Ｖ系時に対応して、端子ｔ２が選択されることによっては、上記巻線Ｎ１０にて巻線部Ｎ１０Aのみが有効とされる。これに対し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して端子ｔ３が選択されることによっては、巻線部Ｎ１０Aと巻線部Ｎ１０Bと含む、巻線Ｎ１０全体が有効とされることになる。

このようにして、高周波チョークコイルＬSにおける巻線Ｎ１０の巻線数が変化すれば、その巻数の差に応じて高周波チョークコイルＬSのインダクタンス値が変化するから、これに伴って整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に巻線Ｎ１０の巻数が増加することによっては、高周波チョークコイルＬSとしてのインダクタンス値の上昇に伴い、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
つまり、ＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とで、このような高周波チョークコイルＬS（巻線Ｎ１０）の巻数を同等とした場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率の方が低下していたものであるが、このようにリレースイッチＳ２による巻数の切り換えを行うようにしたことで、この特性を改善しているものである。
なお、このような力率改善回路３に帰還される交番電圧レベルの可変は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ３の巻数の切り換えを行うことによっても可能である。

続いては、図６の波形図を用いて、先に説明した本例としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成に基づいて得られる動作について説明する。
図６において、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1は、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ状態に対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔ２では０レベルで、オフとなる期間Ｔ１では所定レベルでクランプされた矩形波となる。これら期間Ｔ１、Ｔ２により示されるスイッチング周期は、図のように、この場合は例えば１０μｓとされる。
そして、スイッチング素子Ｑ1//ダンパーダイオードＤD1に流れるスイッチング電流ＩQ1としては、期間Ｔ２に示されるように、ターンオン時においては、ダンパーダイオードＤD1を流れることで負極性となり、これが反転して正極性によりスイッチング素子Ｑ1のドレイン→ソースを流れ、期間Ｔ１でオフとなって０レベルとなる波形が得られる。
また、スイッチング素子Ｑ2は、上記スイッチング素子Ｑ1に対して交互にオン／オフするようにしてスイッチングを行う。このため、スイッチング素子Ｑ2//ダンパーダイオードＤD2に流れるスイッチング電流としては、図示はしていないが上記スイッチング電流ＩQ1に対して１８０°位相がシフトした波形となる。また、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧としても、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧ＶQ1に対して１８０°位相がシフトした波形となる。

そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点と一次側アース間に接続される一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）に流れる一次側直列共振電流Ｉｏは、スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電流ＩQ2とが合成されたものとなる。これにより、この場合の一次側直列共振電流Ｉｏは、図示するようにして正弦波状となる。

ここで、本例のように絶縁コンバータトランスＰＩＴを疎結合の状態としない従来の回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして例えばｋ＝０．８以上となる結合係数が設定されて、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてより高い磁束密度が得られるようにされていたが、これによっては、一次側直列共振電流Ｉｏは正弦波状とはならず、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスにより発生する矩形状波成分が含まれるものとされていた。
これに対し本例では、先にも説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をより疎結合な状態とする等して、磁束密度を所要以下に設定するものとしたことから、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１が増加した分、相対的に一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを小さくすることができる。
そして、このように一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを小さくすることができたことにより、一次側直列共振電流Ｉｏとして、図示するように正弦波状の波形を得ることができたものである。

このような一次側直列共振電流Ｉｏの波形が得られるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧としても、そのゼロクロスタイミングがこの一次側直列共振電流Ｉｏの波形と重なるものとなる。そして、このように二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧波形として、一次側直列共振電流Ｉｏとゼロクロスタイミングが一致した波形が得られれば、二次側において流れる整流電流Ｉｃの波形としても、図のように一次側直列共振電流Ｉｏとゼロクロスタイミングが一致した波形が得られるものとなる。
つまり、この場合、一次側直列共振電流Ｉｏに対して、二次側整流電流Ｉｃが連続して流れ、電流連続モードの状態が得られるものである。

このようにして電流連続モードの状態が得られれば、電流不連続モードの状態では二次側整流電流Ｉｃの流れる期間が相対的に短くされることによってそのピークレベルが上昇していたものを、結果的にその導通角を拡大してピークレベルを抑制することができる。
そして、このように二次側整流電流Ｉｃのピークレベルが抑制されるようになれば、二次側の整流ダイオード（ＤO1、ＤO2）の導通損が低減されるようになって、無効電力の低減を図ることができる。

図７には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜１５０Ｗの変動に対する力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、及び直流入力電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、この図においては、直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。また、図７の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。

また、参考として、この図７に示す実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。

・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm、結合係数ｋ＝０．７６
一次巻線Ｎ１＝８０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを境に２Ｔ＋２Ｔ
三次巻線Ｎ３＝１５Ｔ
・高周波チョークコイルＬS：ＥＥ−２２のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．０mm
巻線部Ｎ１０AのインダクタンスＬA＝６３μＨ
二次巻線Ｎ１０BのインダクタンスＬB＝５０μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ

なお、図１に示した回路では、このような各部の設定により二次側直流出力電圧Ｅｏ＝５Ｖ、負荷電流＝３０Ａ〜０Ａまでの負荷変動（Ｐｏ＝０〜１５０Ｗ）に対応するものとされる。

この図７に示すように、図１に示した本例の回路の場合、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件において、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時には、AC→DC電力変換効率として、ηAC→DC＝９０．１％が得られるものとなる。また、同じくＶAC＝１００Ｖ、Ｐｏ＝１５０Ｗの条件において、力率ＰＦ＝０．９４となる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９１．５％となり、力率はＰＦ＝０．９２５となる。

またこの場合、電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲に対してηAC→DC＝８８％〜９３．５％となる実験結果が得られている。
さらに、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗに対する直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件でΔＥｉ＝５４．０Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではΔＥｉ＝３０．０Ｖとなる特性が得られる。

この図７に示した結果より、図１に示した本例の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、AC→DC電力変換効率として９０％以上の高効率が得られていることがわかる。
つまり、先行技術として示した図１６の回路の場合における、総合的な電力変換効率８７．４％（１００Ｖ系時）、８９．３％（２００Ｖ系時）と比較して、より高い電力変換効率を得ることができるものである。
このように本例において、電力変換効率として高効率が得られるのは、力率改善及びワイドレンジ対応のための先の図１６に示したようなアクティブフィルタの省略を可能としたことと、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして所要以下の磁束密度を設定することで電流連続モードの拡大を図り、二次側整流ダイオードに発生する導通損を低減するようにしたことによるものである。

また、図７の結果より、図１に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、力率ＰＦ＝０．９以上の高力率が得られていることが分かる。
ここで、従来において、単に図１に示したような電圧帰還方式による力率改善回路３のみを備えた電源回路の構成では、力率ＰＦとして０．９以上を得ることが困難とされていた。
これは、力率改善回路３のみを備えた構成では、先に説明したような絶縁コンバータトランスＰＩＴの設定による不連続モードの発生により、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ボディダイオードＤD1、ＤD2が導通するダンパー期間（先の図６におけるスイッチング電流ＩQ1の波形参照）が比較的短いもとされ、力率改善回路３へ帰還すべき電圧レベルを上昇させることが困難であったことによる。
ここで、高力率を得るために電圧帰還レベルを上昇させようとすれば、一次側直列共振電流Ｉｏに変化が生じることとなり、これに伴ってスイッチング電流としても変化が生じ、上記のようなダンパー期間は短くなるように変化するものとなる。
このようなダンパー期間は、充分な長さが得られなければスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の破壊を招く危険性が高くなるものであるが、この場合、ダンパー期間としては、例えば商用交流電源ＡＣの変動等によるスイッチング電流の変化に応じても短くなるように変化してしまう。
つまりこの場合、上記のように不連続モードとされることでダンパー期間が短くなっている従来の構成では、電圧帰還レベルを上昇させた場合にダンパー期間がなくなる可能性が高くなり、スイッチング素子の破壊を招く危険性が非常に高いものとなってしまう。
このよう理由から、単に力率改善回路３のみを設けた電源回路においては、力率改善回路３への電圧帰還レベルを上昇させて高力率を得ることが困難とされていたものである。

これに対し本例では、力率改善回路３を備えると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成によって、連続モードの拡大を図っている。そして、これによっては、先にも述べたように一次側直列共振電流Ｉｏの波形として正弦波状の波形が得られ、これに伴ってスイッチング電流の波形としても変化が生じ、ダンパー期間が従来よりも２倍程度拡大する波形として得られるようになる。
このようにダンパー期間が拡大されることによって、本例においては、電圧帰還レベルを上昇させてダンパー期間が短くなるような場合にも、安定なスイッチング動作を確保することが可能となる。すなわち、これによって本例では、上述のように力率改善回路３を設けたのみの従来の構成よりも電圧帰還レベルを上昇させて、より高力率を得ることが可能となったものである。

これらのことから、電圧帰還方式による力率改善回路３を備える電源回路として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成により電流不連続モードの発生を防止するようにした本例では、従来の電圧帰還方式による力率改善回路３のみを備える場合と比較して、電流連続モードの拡大により二次側の無効電力を抑制して電力変換効率の向上を図ることが可能となると共に、より高力率を得ることができるようになったものである。

また、このような本例の電源回路と、先行技術としての図１６の電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した本例の回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１６による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、ブリッジ整流回路Ｄｉとして高速リカバリ型ダイオードを用いる構成とすることにより、追加部品としては三次巻線Ｎ３と、高周波チョークコイルＬS、フィルタコンデンサＣN、リレースイッチＳ１及びＳ２を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１６に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定とすることができる。
これにより、従来のアクティブフィルタを備える図１６の回路で問題となっていた、異常発振の抑制を図ることができる。

これらの比較より、図１に示した本例の回路では、アクティブフィルタを備えた図１６の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同等の、実用上充分な力率を得ることができ、さらに、先の図７に示した特性からも理解されるように電力変換効率としてもより高効率を得ることができるものである。

図８には、第１の実施の形態の変形例について示しておく。なお 、図８においては、図１にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図８に示される回路では、図示するように平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路に対して並列に、平滑コンデンサＣｉ3を接続するようにしたものである。
このような構成によれば、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが正極となる半周期では、整流電流は［整流ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣｉ3→整流ダイオードＤ3→フィルタコンデンサＣＮ］の経路にも分岐して流れるようになる。
また、ＡＣ１００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期には、［整流ダイオードＤ4→平滑コンデンサＣｉ3→整流ダイオードＤ1］の経路によっても流れるものとなる。
つまり、先の図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系時において各半周期に整流ダイオードＤ1のみ、或いは整流ダイオードＤ2のみにより整流動作を行うようにしていたものを、この変形例では、各半周期に整流ダイオード［Ｄ2、Ｄ3］の組、整流ダイオード［Ｄ1、Ｄ4］の組によりそれぞれ整流動作を行うようにしたものである。

続いては、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について、図９を参照して説明する。なお、この図において、既に図１にて説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態としては、図１の構成に基づいた上で、電圧帰還用トランスＶＦＴによりスイッチング出力を電圧帰還する力率改善回路４を構成するようにした点において、先の第１の実施の形態と異なる。

図９において、第２の実施の形態の場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装していた三次巻線Ｎ３は省略されるものとなる。
そして、これに代えて、図示するように一次側直列共振コンデンサＣ1と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１との間に挿入された一次巻線Ｎ４を巻装する、電圧帰還用トランスＶＦＴを備える。
この電圧帰還用トランスＶＦＴにおいて、上記一次巻線Ｎ４に対しては、二次側に二次巻線Ｎ５が巻装される。この場合、二次巻線Ｎ５は所要の巻数により分割されて、図のように巻線部Ｎ５A、巻線部Ｎ５Bが形成される。そして、これら巻線部Ｎ５AとＮ５Bとの分割点は、リレースイッチＳ２の端子ｔ２に接続される。また、巻線部Ｎ５Bの上記分割点とは逆の端部は、リレースイッチＳ２の端子ｔ３に対して接続される。さらに、巻線部Ｎ５Aの上記分割点とは逆の端部は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に接続される。
また、リレースイッチＳ２の端子ｔ１は、商用交流電源ＡＣの正極ラインにおいてフィルタコンデンサＣＮと接続される。

この場合のリレースイッチＳ２としても、整流回路切換モジュール５の動作に基づき、先の図１の場合と同様の端子切り換えが行われる。
すなわちこの場合、ＡＣ１００Ｖ系時には端子ｔ２が選択されて二次巻線Ｎ５における巻線部Ｎ５Aのみが有効となるようにされる。また、ＡＣ２００系時には端子ｔ３が選択されて二次巻線Ｎ５の全体が有効となるように切り換えが行われるものとなる。

ここで、上記電圧帰還用トランスＶＦＴの構造としては、例えば図１０に示すようにして、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１０、ＣＲ１１を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、この場合は、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、上記一次巻線Ｎ４と、二次巻線Ｎ５（巻線部Ｎ５A、Ｎ５B）がそれぞれの巻装領域に対して巻装される。
そして、このように形成される電圧帰還用トランスＶＦＴとしても、そのコアの中央磁脚に対してはギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、Ｇａｐ＝０．９mm程度を設け、これによって結合係数が０．７〜０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている。

上記のようにして、力率改善回路４に電圧帰還用トランスＶＥＴを備える第２の実施の形態の場合も、この電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４と二次巻線Ｎ５の磁気結合を介して、一次側のスイッチング出力が整流電流経路に電圧帰還されるものとなる。
そして、この場合としても、ブリッジ整流回路Ｄｉにおいては電圧帰還される成分に基づいて先の図１の場合と同様の整流動作が行われるものとなって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるようになる。

なお、図９に示した回路における各部の動作波形としては、先の図５、図６に示したものとほぼ同等となることからここでの図示による説明は省略する。
また、上記説明によれば、この場合もＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００系とでリレースイッチＳ２による端子切り換えが行われて、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ５の巻線数が変化するようにされている。
この場合、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ５としての巻線数が変化すれば、この二次巻線Ｎ５と一次巻線Ｎ４との巻線比が変化することになって、二次巻線Ｎ５側に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。そして、このような原理から、この場合としてもＡＣ２００Ｖ系時に整流電流経路に帰還される交番電圧レベルが増加してより高い力率を得ることが可能となり、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下する特性を改善できるものである。
なお、この場合の電圧帰還レベルの可変は、一次巻線Ｎ４側の巻数を切り換えることによっても可能となる。

図１１は、第２の実施の形態の電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜１５０Ｗの変動に対する力率ＰＦ、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、及び直流入力電圧Ｅｉの変化を示している。なお、この図においても、直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。
また、この場合にも、図１１の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路としたときの特性は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件とし、また、全波整流回路としたときの特性は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。

また、参考として、この図１１に示す実験結果を得るにあたっての、図９に示した回路の各部の定数を示しておく。

・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm、結合係数ｋ＝０．７６
一次巻線Ｎ1＝７０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２Ｔ＋２Ｔ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ：ＥＥＲ−２５のフェライトコア、ギャップ長Gap＝０．９mm、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ４＝４０Ｔ
二次巻線Ｎ５＝巻線部Ｎ５A＋巻線部Ｎ５B＝１６Ｔ＋１８Ｔ＝３４Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０１５μＦ

なお、第２の実施の形態では、上記のような絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長、及び巻線数の設定により、連続モードの拡大が図られるものである。

この図１１に示されるように、第２の実施の形態の場合、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にAC→DC電力変換効率ηAC→DC＝９０．０％となる。また、ＶAC＝１００Ｖ、Ｐｏ＝１５０Ｗの条件において、力率はＰＦ＝０．９０５となる。
そして、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９０．６％となり、力率ＰＦ＝０．８９５となる。
また、この際、電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲に対してηAC→DC＝８８％〜９３％となる実験結果が得られている。

このような結果から、第２の実施の形態としても、電力変換効率はＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで共に９０％以上の高効率が得られていることがわかる。また、力率としても、ほぼＰＦ＝０．９０となる高い数値が得られている。
従って、第２の実施の形態においても、第１の実施の形態の場合と同等の効果が得られているものである。

なお、この場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗに対する直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件でΔＥｉ＝１０．０Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではΔＥｉ＝３．５Ｖとなる特性が得られている。
つまりこの場合、先の図７に示した図１の回路におけるΔＥｉ＝５４．０Ｖ（１００Ｖ系時）、及びΔＥｉ＝３０．０Ｖ（２００Ｖ系時）と比較して、大幅に縮小されているものである。
このように第１の実施の形態と第２の実施の形態の場合とで、ΔＥｉの値が大幅に異なるのは、第１の実施の形態の場合では、負荷変動に対し三次巻線Ｎ３に励起される電力が一定とされるのに対し、第２の実施の形態では負荷変動に応じて電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４に得られる電力が変化するようにされていることによる。
つまり、第１の実施の形態の場合、三次巻線Ｎ３は絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して巻装されていることから、負荷変動に伴って一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが変化したとしても、そこに励起される電圧レベルは一定となる。
これに対し、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ４は、一次巻線Ｎ１と接続されて負荷変動による一次側直列共振電流Ｉｏの変動の影響を受けるものとなるから、これに伴って二次巻線Ｎ５側に励起されて電圧帰還されるレベルも負荷変動に応じて変化するものとなる。
そして、このように一次側直列共振電流Ｉｏの変動（つまり負荷変動）に応じて整流電流経路に帰還される電圧レベルが変化されることで、負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉが縮小されるようになるものである。

ここで、次の図１２に示すようにて、第２の実施の形態としても、先の図８に示した構成と同様の変形例の構成とすることができる。
つまり図１２に示されるように、先の図９に示した第２の実施の形態としての構成に基づいた上で、先の図８に示したように平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路に対して、並列に平滑コンデンサＣｉ3を接続するものである。
この場合も、図８の変形例と同様にして、ＡＣ１００Ｖ系時において各半周期に整流ダイオードＤ1のみ、或いは整流ダイオードＤ2のみにより整流動作を行うようにしていたものを、各半周期に整流ダイオード［Ｄ2、Ｄ3］の組、整流ダイオード［Ｄ1、Ｄ4］の組によりそれぞれ整流動作を行うようにすることができる。

なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。

また、力率改善回路３、４の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。

本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態としての電源回路が備える高周波チョークコイルの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。 実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。 実施の形態の電源回路における要部の動作を、スイッチング周期により示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第１の実施の形態の変形例について示す回路図である。 第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路が備える電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。 第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第２の実施の形態の変形例について示す回路図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１３に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３、４ 力率改善回路、５ 整流回路切換モジュール、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線、Ｎ３ 三次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ１，Ｓ２ リレースイッチ、Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4 整流ダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、ＬS 高周波チョークコイル、Ｎ１０ 巻線、Ｎ１０A、Ｎ１０B 巻線部、ＶＦＴ 電圧帰還用トランス、Ｎ４ 一次巻線、Ｎ５ 二次巻線、Ｎ５A、Ｎ５B 巻線部、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、ＣL アクロスコンデンサ

Claims (6)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
   上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記ハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路と、を備えると共に、
   上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧に接続される負荷条件の変動にかかわらず、上記直流出力電圧生成手段に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして、所定以下となるように設定した、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、絶縁コンバータトランスに形成するギャップ長を所定以上とすることで、一次側と二次側の結合係数を所定以下に設定している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を一定以下とするために、上記二次巻線における１ターンあたりの誘起電圧レベルが所要以下となるように、少なくとも上記一次巻線と、上記二次巻線のターン数を設定している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記力率改善回路は、
   上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線を備えると共に、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を介してこの三次巻線に励起される上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記力率改善回路は、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
   

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